CN112311342A - 跨阻放大电路 - Google Patents

跨阻放大电路 Download PDF

Info

Publication number
CN112311342A
CN112311342A CN202010730345.8A CN202010730345A CN112311342A CN 112311342 A CN112311342 A CN 112311342A CN 202010730345 A CN202010730345 A CN 202010730345A CN 112311342 A CN112311342 A CN 112311342A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
circuit
effect transistor
drain
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010730345.8A
Other languages
English (en)
Inventor
田中启二
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sumitomo Electric Industries Ltd
Original Assignee
Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2019140082A external-priority patent/JP7251388B2/ja
Priority claimed from JP2019140077A external-priority patent/JP7259625B2/ja
Application filed by Sumitomo Electric Industries Ltd filed Critical Sumitomo Electric Industries Ltd
Publication of CN112311342A publication Critical patent/CN112311342A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
    • H03F1/086—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers with FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45174—Mirror types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45197—Pl types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45273—Mirror types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/129—Indexing scheme relating to amplifiers there being a feedback over the complete amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45116—Feedback coupled to the input of the differential amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45512—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more capacitors, not being switched capacitors, and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45594—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more resistors, which are not biasing resistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明提供一种跨阻放大电路。在跨阻放大电路中，跨导放大电路在差动积分信号的值小于阈值时通过第一跨导根据差动积分信号来生成控制电流，在差动积分信号的值大于阈值时通过比第一跨导大的第二跨导根据差动积分信号来生成控制电流，控制电路以随着控制电流增大而直流旁通电流增大的方式控制反馈电流源，并且在控制电流超过了偏置电流值的情况下以随着控制电流增大而交流旁通电流增大的方式控制可变电阻电路。

Description

跨阻放大电路
技术领域
本公开涉及跨阻放大电路。
本申请主张基于2019年7月30日提出的日本专利申请第2019-140075号、日本专利申请第2019-140077号以及日本专利申请第2019-140082号的优先权，并援引这些日本专利申请记载的全部的记载内容。
背景技术
在作为光接入系统的EPON(Ethernet(注册商标)Passive Optical Network：以太网无光源网络)中，局侧装置(OLT：Optical Line Terminal(光线路终端))的光接收器中使用跨阻放大电路。OLT的光接收器利用时分复用(TDM；Time Division Multiplexing)来接收来自多个宅侧装置(ONU：Optical Network Unit(光网络单元))的突发光信号。从各ONU到OLT为止的传输线路损失根据距OLT的距离而分别不同。因此，来自位于距OLT比较近的位置的ONU的信号强度增大，来自与该ONU相比位于距OLT更远的位置的ONU的信号强度减小。如此，各种各样的信号强度的突发光信号向OLT的光接收器输入。因此，OLT的光接收器中包括的跨阻放大电路为了能够接收各种各样的信号强度的突发光信号而具备从与突发光信号对应的电流信号中抽出旁通电流的反馈控制电路(例如参照日本特开2012-10107号公报)。
日本特开2012-10107号公报中记载了一种放大电路，其具备将输入电流转换成输出电压的放大器、将输出电压转换成差动输出信号的差动放大器和从光电二极管中生成的光电流中抽出旁通电流的旁通电路。该放大电路具有如下功能：在突发信号的初期(前同步信号(preamble))为了快速使自动增益控制进行动作而将反馈控制电路的时间常数设定为较小的值，在突发信号的有效载荷(payload)中为了提高相对于相同符号连续信号的耐力而将反馈控制电路的时间常数设定为较大的值。
然而，在日本特开2012-10107号公报所记载的放大电路中，通过在旁通电路的输出部中设置的射极跟随器电路来控制二极管的正向电压，因此射极跟随器电路的输出电压通过二极管的导通电阻和放大器的输入阻抗而分压并反馈。根据突发光信号的信号电平(信号强度)，二极管的导通电阻可能发生变化，因此反馈控制的时间常数取决于突发光信号的信号强度。例如，在输入了具有较大的信号强度的大信号的情况下，二极管的导通电阻减小，因此开环传递增益增大，反馈控制的时间常数减小。反馈控制的时间常数期望不取决于突发光信号的信号强度而保持恒定。
发明内容
在本公开中，说明一种能够抑制由突发光信号的信号强度的变化引起的控制时间常数的变动的跨阻放大电路。
本公开的一方案的跨阻放大电路是根据由受光元件生成的输入电流信号来生成差动电压信号的电路。该跨阻放大电路具备：输入端子，接受输入电流信号；单输入放大电路，将电流信号转换成电压信号；差动放大电路，根据电压信号与基准电压信号的差分来生成差动电压信号；控制电流生成电路，基于差分来生成控制电流；以及旁通电路，根据控制电流来生成直流旁通电流以及交流旁通电流。电流信号通过从输入电流信号中抽出直流旁通电流以及交流旁通电流而生成。旁通电路具备：控制电路，被输入控制电流；反馈电流源，根据控制电流来生成直流旁通电流；以及可变电阻电路，根据控制电流来生成交流旁通电流。控制电流生成电路具备：积分电路，对差分进行积分来生成差动积分信号；以及跨导放大电路，在差动积分信号的值小于阈值时，通过第一跨导根据差动积分信号来生成控制电流，在差动积分信号的值大于阈值时，通过比第一跨导大的第二跨导根据差动积分信号来生成控制电流。控制电路以随着控制电流增大而直流旁通电流增大的方式控制反馈电流源，并且在控制电流超过了预定的偏置电流值的情况下以随着控制电流增大而交流旁通电流增大的方式控制可变电阻电路。
根据本公开，能够抑制由突发光信号的信号强度的变化引起的控制时间常数的变动。
附图说明
图1是概略性地表示具备一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构的图。
图2是表示图1所示的积分电路的电路结构例的图。
图3是表示图2所示的积分电路的DC(Direct Current：直流电流)输入输出特性例的图。
图4是概略性地表示图1所示的OTA的结构的图。
图5是概略性地表示图1所示的OTA的输入输出电流特性的图。
图6是表示图1所示的OTA的跨导特性的图。
图7是表示图4所示的OTA的电路结构例的图。
图8是表示向图1所示的控制电路供给的控制电流与由控制电路生成的电流之间的关系的图。
图9是表示图1所示的控制电路的电路结构例的图。
图10是表示图1所示的跨阻放大电路中的DC偏置特性以及增益特性的图。
图11A是表示图1所示的跨阻放大电路中的控制环路的开环传递函数的图。
图11B是表示图1所示的跨阻放大电路中的闭环路频率特性的图。
图12A是表示第一比较例的跨阻放大电路中的控制环路的开环传递函数的图。
图12B是表示第一比较例的跨阻放大电路中的闭环路频率特性的图。
图13是表示与光输入电平相对的跨阻增益的变化以及低频截止频率的变化的图。
图14是表示与光输入电平相对的控制时间常数的变化的图。
图15是表示图1所示的光接收装置中的各节点的响应的图。
图16是概略性地表示具备另一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构的图。
图17是用于说明图16所示的场效应晶体管的端子间电容的图。
图18是表示图17所示的端子间电容的电容值的例子的图。
图19A是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。
图19B是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。
图19C是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的场效应晶体管的各端子中的振幅的变化的图。
图20A是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。
图20B是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。
图20C是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的场效应晶体管的各端子中的振幅的变化的图。
图21是概略性地表示具备又一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构的图。
图22是表示向图21所示的控制电路供给的控制电流与由控制电路生成的电流之间的关系的图。
图23是表示图21所示的控制电路的电路结构例的图。
图24A是表示图21所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。
图24B是表示图21所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。
图25A是表示第三比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。
图25B是表示第三比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。
具体实施方式
[本公开的实施方式的说明]
首先列举本公开的实施方式的内容并进行说明。
本公开的一方案的跨阻放大电路是根据由受光元件生成的输入电流信号来生成差动电压信号的电路。该跨阻放大电路具备：输入端子，接受输入电流信号；单输入放大电路，将电流信号转换成电压信号；差动放大电路，根据电压信号与基准电压信号的差分来生成差动电压信号；控制电流生成电路，基于差分来生成控制电流；以及旁通电路，根据控制电流来生成直流旁通电流以及交流旁通电流。电流信号通过从输入电流信号中抽出直流旁通电流以及交流旁通电流而生成。旁通电路具备：控制电路，被输入控制电流；反馈电流源，根据控制电流来生成直流旁通电流；以及可变电阻电路，根据控制电流来生成交流旁通电流。控制电流生成电路具备：积分电路，对差分进行积分来生成差动积分信号；以及跨导放大电路，在差动积分信号的值小于阈值时，通过第一跨导根据差动积分信号来生成控制电流，在差动积分信号的值大于阈值时，通过比第一跨导大的第二跨导根据差动积分信号来生成控制电流。控制电路以随着控制电流增大而直流旁通电流增大的方式控制反馈电流源，并且在控制电流超过了预定的偏置电流值的情况下以随着控制电流增大而交流旁通电流增大的方式控制可变电阻电路。
在该跨阻放大电路中，通过对电压信号与基准电压信号的差分进行积分来生成差动积分信号，在差动积分信号的值小于阈值时通过第一跨导根据差动积分信号来生成控制电流，在差动积分信号的值大于阈值时通过比第一跨导大的第二跨导根据差动积分信号来生成控制电流。在该控制电流超过偏置电流值之前，不进行交流旁通电流的抽出，因此可变电阻电路的电阻值不变化。另一方面，在控制电流超过偏置电流值时，以随着控制电流增大而交流旁通电流增大的方式控制可变电阻电路，因此可变电阻电路的电阻值减小。在控制电流生成电路中，在差动积分信号的值变得比阈值大时，使用比第一跨导大的第二跨导。如此，能够通过控制电流生成电路的跨导的增大来弥补由可变电阻电路的电阻值的减小引起的开环传递增益的减小量。由此，能够抑制反馈控制的控制时间常数的增大。其结果是，能够抑制由突发光信号的信号强度的变化引起的控制时间常数的变动。
跨导放大电路可以具备：第一跨导电路，基于差动积分信号来生成第一输出电流；以及第二跨导电路，基于差动积分信号来生成第二输出电流，该跨导放大电路可以通过将第一输出电流与第二输出电流相加来生成控制电流。第一跨导电路可以在差动积分信号的值的第一范围内以随着差动积分信号的值增大而第一输出电流减小的方式进行动作。第二跨导电路可以在差动积分信号的值的第二范围内以随着差动积分信号的值增大而第二输出电流增大的方式进行动作。第二范围的上限值可以小于第一范围的上限值，第二范围的下限值可以大于第一范围的下限值。在该情况下，通过将第一范围内随着差动积分信号的值增大而减小的第一输出电流与第二范围内随着差动积分信号的值增大而增大的第二输出电流相加来生成控制电流。因此，能够简化控制电流的生成。
积分电路可以具备：第一输出端子，输出差动积分信号的反相成分；第二输出端子，输出差动积分信号的正相成分；以及二极管，设于第一输出端子与第二输出端子之间。差分可以是从基准电压信号减去电压信号的值。二极管的阳极可以与第一输出端子电连接。二极管的阴极可以与第二输出端子电连接。在没有突发光信号的状态下，有时由于单输入放大电路的特性的偏差等而电压信号变得比基准电压信号大。反馈电流源使直流旁通电流向从输入电流信号中抽出的方向流动，因此例如在电压信号大于基准电压信号的情况下，无法使该差分接近0。相对于此，通过二极管的阳极与第一输出端子电连接，二极管的阴极与第二输出端子电连接，在从基准电压信号减去电压信号的值具有负的值的情况下，能够避免该值的绝对值变得比二极管的导通电压大。由此，能够缩短突发光信号输入时的响应时间。
控制电路可以通过以第一放大率放大控制电流来生成第一控制电流。反馈电流源可以具备：第一场效应晶体管，具有接受第一控制电流的第一漏极、与第一漏极电连接的第一栅极和与接地电位电连接的第一源极；以及第二场效应晶体管，具有与输入端子电连接的第二漏极、与第一漏极以及第一栅极电连接的第二栅极和与第一源极电连接的第二源极。反馈电流源可以根据第一控制电流而使直流旁通电流从第二漏极流向第二源极。在该情况下，第一场效应晶体管被二极管连接，因此在第一场效应晶体管的第一漏极接受第一控制电流时，在第一栅极与第一源极之间生成栅极·源极间电压。第一栅极和第二栅极彼此电连接，第一源极和第二源极彼此电连接，因此第二场效应晶体管的栅极·源极间电压变得与第一场效应晶体管的栅极·源极间电压相等。在第二场效应晶体管中，第二源极与第一源极即接地电位电连接，第二漏极与输入端子电连接，因此第二源极与第二漏极之间的电位差增大。由此，第二场效应晶体管在饱和区域内进行动作。因此，第二场效应晶体管作为电流源起作用，第二漏极的输出阻抗增大。因此，输入电流信号的交流成分几乎不流入到第二场效应晶体管，但是输入电流信号的直流成分可能作为直流旁通电流而流入到第二场效应晶体管。并且，随着控制电流增大，第一场效应晶体管的栅极·源极间电压增大，因此将输入电流信号的直流成分作为直流旁通电流从输入电流信号中抽出，从输入电流信号中适当地进行直流成分的去除。
控制电路可以生成被设定为偏置电流值的偏置电流，可以将通过放大控制电流而生成的电流与偏置电流的差电流以第二放大率放大，由此生成第二控制电流。可变电阻电路可以具备：第三场效应晶体管，具有接受第二控制电流的第三漏极、与第三漏极电连接的第三栅极和被供给基准电压信号的第三源极；以及第四场效应晶体管，具有与输入端子电连接的第四漏极、与第三漏极以及第三栅极电连接的第四栅极和与第三源极电连接的第四源极。可变电阻电路可以根据第二控制电流而从输入电流信号中抽出交流旁通电流。在该情况下，第三场效应晶体管被二极管连接，因此在第三场效应晶体管的第三漏极接受第二控制电流时，在第三栅极与第三源极之间生成栅极·源极间电压。第三栅极和第四栅极彼此电连接，向第三源极以及第四源极供给基准电压信号，因此第四场效应晶体管的栅极·源极间电压变得与第三场效应晶体管的栅极·源极间电压相等。在第四场效应晶体管中，向第四源极供给基准电压信号，第四漏极与输入端子电连接，因此第四漏极与第四源极之间的电位差几乎没有。由此，第四场效应晶体管在(较深的)三极管区域(线性区域)内进行动作。因此，第四场效应晶体管作为可变电阻器起作用，第四漏极的输出阻抗变低。由于第四漏极与第四源极之间的电位差几乎没有，所以输入电流信号的直流成分几乎不流入到第四场效应晶体管，但是输入电流信号的交流成分可能作为交流旁通电流而流入到第四场效应晶体管。并且，在控制电流超过了预定的偏置电流值的情况下，随着控制电流增大，第三场效应晶体管的栅极·源极间电压增大。因此，在输入电流信号比较小的情况下，抑制交流旁通电流的抽出，因此能够避免交流成分衰减。在输入电流信号比较大的情况下，将输入电流信号的交流成分作为交流旁通电流从输入电流信号中抽出，因此能够使输入电流信号的交流成分衰减。因此，通过可变电阻电路来适当地控制跨阻放大器的增益。
可变电阻电路可以还具备第一电阻元件。第三场效应晶体管可以还具有被供给基准电压信号的第一基板端子。第四场效应晶体管可以还具有被供给基准电压信号的第二基板端子。第四栅极可以经由第一电阻元件而与第三漏极以及第三栅极电连接。第四场效应晶体管可以以第四栅极与第四漏极之间的第一电容和第四栅极与第四源极之间的第二电容彼此相等的方式构成。第一电阻元件的电阻值可以大于基于第一电容的阻抗。在该结构中，第四场效应晶体管的第四栅极经由第一电阻元件而与第三场效应晶体管的第三栅极电连接，第三场效应晶体管被二极管连接。因此，第四栅极经由第一电阻元件以及第三场效应晶体管的微分电阻而与基准电压信号连接。但是，第一电阻元件的电阻值大于由第四栅极与第四漏极之间的第一电容形成的阻抗，因此通过第一电阻元件而第四栅极和第三栅极能够高频地分离(绝缘)。因此，将通过第四栅极与第四漏极之间的第一电容和第四栅极与第四源极之间的第二电容对第四漏极与第四源极之间的电压进行分压后的电压施加于第四栅极。第四场效应晶体管以第一电容和第二电容彼此相等的方式构成，因此将第四漏极与第四源极之间的电压的一半程度的电压施加于第四栅极。由此，抑制第四场效应晶体管的微分电阻值因第四漏极与第四源极之间的电压而发生变动。其结果是，抑制失真的发生，因此能够改善信号品质。
可变电阻电路可以还具备第二电阻元件。可以经由第二电阻元件向第二基板端子供给基准电压信号。第四场效应晶体管可以以第二基板端子与第四漏极之间的第三电容和第二基板端子与第四源极之间的第四电容彼此相等的方式构成。第二电阻元件的电阻值可以大于由第三电容形成的阻抗。第二基板端子经由端子间电容而与第四栅极电连接，因此第二基板端子的电位可能经由该端子间电容给第四栅极电位带来影响。相对于此，经由第二电阻元件向第二基板端子供给基准电压信号，第二电阻元件的电阻值大于由第三电容形成的阻抗。因此，通过第二电阻元件而第二基板端子能够与第四场效应晶体管的外部高频地分离(绝缘)。第四场效应晶体管以第二基板端子与第四漏极之间的第三电容和第二基板端子与第四源极之间的第四电容彼此相等的方式构成，因此将第四漏极与第四源极之间的电压的一半程度的电压向第二基板端子施加。由此，第二基板端子的电位与第四栅极电位相同程度，因此能够减轻第二基板端子的电位给第四栅极电位带来的影响。其结果是，进一步抑制失真的发生，因此能够进一步改善信号品质。
旁通电路可以还生成另一交流旁通电流。电流信号可以通过还从输入电流信号中抽出另一交流旁通电流而生成。旁通电路可以还具备根据控制电流来生成另一交流旁通电流的另一可变电阻电路。控制电路可以通过以第二放大率放大差电流来生成第三控制电流。另一可变电阻电路可以具备：第五场效应晶体管，具有接受第三控制电流的第五漏极、与第五漏极电连接的第五栅极和与输入端子电连接的第五源极；以及第六场效应晶体管，具有被供给基准电压信号的第六漏极、与第五漏极以及第五栅极电连接的第六栅极和与第五源极电连接的第六源极。另一可变电阻电路可以根据第三控制电流而从输入电流信号中抽出另一交流旁通电流。在该结构中，可变电阻电路的第四场效应晶体管以及另一可变电阻电路的第六场效应晶体管各自的微分电阻包含漏极·源极间电压的成分，因此可能因漏极·源极间电压而发生变化。在第四场效应晶体管中，向第四源极供给基准电压信号，第四漏极与输入端子电连接，相对于此在第六场效应晶体管中，向第六漏极供给基准电压信号，第六源极与输入端子电连接。因此，第四漏极与第四源极之间的电压的极性和第六漏极与第六源极之间的电压的极性彼此相反。因此，在从输入端子观察的由可变电阻电路和另一可变电阻电路形成的合成电阻中，第四漏极与第四源极之间的电压的成分和第六漏极与第六源极之间的电压的成分彼此相抵消。由此，抑制可变电阻电路和另一可变电阻电路的合成电阻因第四漏极与第四源极之间的电压以及第六漏极与第六源极之间的电压而发生变动。其结果是，抑制失真的发生，因此能够改善信号品质。
直流旁通电流可以被设定为包含从另一可变电阻电路流出的第三控制电流。在另一可变电阻电路中，第三控制电流从第五场效应晶体管的第五漏极向第五源极流动。第五源极与输入端子电连接，因此第三控制电流向输入端子流出，使输入电流信号的直流成分增大。相对于此，通过将直流旁通电流设定成包含第三控制电流，能够从输入电流信号中去除基于第三控制电流的直流成分。
上述跨阻放大电路可以还具备生成基准电压信号的基准电压生成电路。基准电压生成电路可以具备放大器和在放大器的输入输出之间电连接的反馈电阻元件。在该情况下，基准电压生成电路的输出阻抗在较宽的频率范围内变低。即，从单输入放大电路的输入端子观察的可变电阻电路的阻抗在较宽的频率范围内变低。因此，能够容易从输入电流信号中抽出交流旁通电流。
[本公开的实施方式的详细内容]
以下参照附图并说明本公开的实施方式的跨阻放大电路的具体例。需要说明的是，本公开并不限定于这些示例，而由权利要求书表示，旨在包含与权利要求书均等的意义以及范围内的全部的变更。
图1是概略性地表示具备一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构的图。图2是表示图1所示的积分电路的电路结构例的图。图3是表示图2所示的积分电路的DC输入输出特性例的图。图4是概略性地表示图1所示的OTA的结构的图。图5是表示图1所示的OTA的输入输出电流特性的图。图6是表示图1所示的OTA的跨导特性的图。图7是表示图4所示的OTA的电路结构例的图。图8是表示向图1所示的控制电路供给的控制电流与由控制电路生成的电流之间的关系的图。图9是表示图1所示的控制电路的电路结构例的图。
图1所示的光接收装置1A接收从未图示的光发送装置发送的光信号Pin。光接收装置1A具备受光元件PD、跨阻放大电路10A和信号处理电路20。光接收装置1A可以为例如OLT的接收部。受光元件PD接收光信号Pin，生成与光信号Pin对应的光电流(Photocurrent)Ipd(输入电流信号)。光信号Pin为例如突发光信号。光电流Ipd可能包含与调制的信号相当的交流成分(AC(Alternating Current：交流电流)成分)和与交流成分重叠的直流成分(DC成分)。在光信号Pin的信号强度(光功率)增大时，光电流Ipd的AC成分以及DC成分增大，在光信号Pin的信号强度(光功率)减小时，光电流Ipd的AC成分以及DC成分减小。作为受光元件PD的例子，可列举光电二极管以及雪崩·光电二极管。受光元件PD的一个端子(例如阴极)与预定的偏置电压VPD电连接，受光元件PD的另一个端子(例如阳极)输出光电流Ipd。通常，光电二极管向反方向偏置来使用。需要说明的是，在此“电连接”(be electricallycoupled)是指例如受光元件PD的阴极经由引线键合而与生成偏置电压VPD的电路连接等在电连接的两者之间以能够进行信号的传递、电流以及电压的供给的状态连接。因此，“电连接”可能既包括通过配线而直接连接的情况，也包括经由其他的电气元件而间接地连接的情况。“电连接”在以下的说明中也以同样的意义使用。
跨阻放大电路10A根据光信号Pin来接受由受光元件PD生成的光电流Ipd，根据光电流Ipd来生成作为电压信号的差动电压信号Vout、Voutb。差动电压信号Vout、Voutb是一对互补信号。跨阻放大电路10A具备例如输入端子10a和输出端子10b、10c。向输入端子10a输入光电流Ipd。输出端子10b将正相成分Vout向跨阻放大电路10A的外部输出。输出端子10c将反相成分Voutb向跨阻放大电路10A的外部输出。例如，在跨阻放大电路10A通过半导体工艺而制造为一个半导体集成装置(例如半导体芯片)时，输入端子10a可以为在半导体芯片上形成的键合垫(bonding pad)。在形成了跨阻放大电路10A的半导体芯片安装于某封装体内时，输入端子10a可以为在封装体的外表面设置的电气端子。关于输出端子10b、10c，也与输入端子10a一样，既可以为在半导体芯片上形成的键合垫，也可以为在封装体的外表面设置的电气端子。即，作为实施方式，跨阻放大电路10A有时形成于一个半导体芯片上即可，也有时安装于一个封装体内或基板上。
输出端子10b、10c分别经由电容器5a、5b而与信号处理电路20电连接。电容器5a、5b是AC耦合电容器。电容器5a、5b在跨阻放大电路10A中去除差动电压信号Vout、Voutb的直流成分。通过从差动电压信号Vout、Voutb中去除直流成分，生成差动电压信号Vc、Vcb，向信号处理电路20供给。例如，差动电压信号Vc、Vcb是一对互补信号。差动电压信号Vc、Vcb的正相成分Vc(正相信号)具有与差动电压信号Vc、Vcb的反相成分Vcb(反相信号)的相位相差180°相位的相位。例如，在正相信号Vc增大时反相信号Vcb减小，在正相信号Vc减小时反相信号Vcb增大。在正相信号Vc达到最大值(峰值)时反相信号Vcb达到最小值(谷值)，在正相信号Vc达到谷值时反相信号Vcb达到峰值。正相信号Vc和反相信号Vcb可以具有相同振幅，具有相同时间平均值。例如，假设跨阻放大电路10A(后述的输出放大器13b)的输出阻抗为差动100Ω，信号处理电路20的输入阻抗为差动100Ω，电容器5a的电容值以及电容器5b的电容值为1000pF时，在差动电压信号Vc、Vcb向信号处理电路20的输入中通过电容器5a、5b而产生100nsec的时间常数。
跨阻放大电路10A具备TIA(TransImpedance Amplifier：跨阻放大器)部11(单输入放大电路)、基准电压产生电路12、差动放大电路13A、控制电流生成电路14A和旁通电路15。
TIA部11是将电流信号Iin转换成电压信号Vtia的电路。具体而言，TIA部11具备电压放大器11a和反馈电阻元件11b。电压放大器11a的输入端子和输出端子经由反馈电阻元件11b而电连接。即，反馈电阻元件11b在电压放大器11a的输入输出之间电连接。电流信号Iin通过从光电流Ipd中抽出直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1(第一交流旁通电流)而生成。直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1通过旁通电路15来控制，关于详细内容，后文叙述。电压信号Vtia的增减相对于电流信号Iin的增减而颠倒。例如，在电流信号Iin的大小增大时，电压信号Vtia的电压值减小(下降)。电压放大器11a为例如反相放大电路。TIA部11将电压信号Vtia向差动放大电路13A以及控制电流生成电路14A输出。TIA部11的增益(电压信号Vtia的变化量相对于电流信号Iin的变化量的比)由反馈电阻元件11b的电阻值(跨阻)来决定。TIA部11的输入阻抗为例如10～100Ω程度。
基准电压产生电路12是生成直流的电压信号即基准电压信号Vref的电路。基准电压产生电路12将基准电压信号Vref向差动放大电路13A、控制电流生成电路14A以及旁通电路15供给。基准电压信号Vref具有例如预定的电压值(固定值)。基准电压产生电路12可以构成为供给基准电压信号Vref的端子的输出阻抗遍及宽频带为低阻抗。在本实施方式中，基准电压产生电路12具备例如电压放大器12a(放大器)和反馈电阻元件12b，是具有与TIA部11相同的电路结构的虚拟TIA。详细而言，电压放大器12a的输入端子和输出端子经由反馈电阻元件12b而电连接。即，反馈电阻元件12b在电压放大器12a的输入输出之间电连接。由于基准电压产生电路12具有与TIA部11相同的电路结构，所以能够以补偿(抵消)由电压放大器11a的电源电压以及温度的变化引起的电压信号Vtia的变化的方式生成基准电压信号Vref。
差动放大电路13A是根据电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia来生成差动电压信号Vout、Voutb的电路。换言之，差动放大电路13A使用基准电压信号Vref来将单一(单相)的电压信号Vtia转换成差动电压信号Vout、Voutb。差动放大电路13A具备例如差动放大器13a和输出放大器13b。例如，在差动放大器13a为反相放大器且输出放大器13b为非反相放大器时，差动放大电路13A进行反相放大。例如，在电压信号Vtia的电压值大于基准电压信号Vref的电压值时，差动电压信号Vout、Voutb的正相成分Vout的电压值比差动电压信号Vout、Voutb的反相成分Voutb的电压值小。在电压信号Vtia的电压值小于基准电压信号Vref的电压值时，差动电压信号Vout、Voutb的正相成分Vout的电压值比差动电压信号Vout、Voutb的反相成分Voutb的电压值大。
差动放大器13a通过使差分ΔVtia放大来生成差动电压信号Va1、Va1b。差动放大器13a将差动电压信号Va1、Va1b向输出放大器13b输出。输出放大器13b是使差动电压信号Va1、Va1b放大的电路。输出放大器13b通过使差动电压信号Va1、Va1b放大来生成差动电压信号Vout、Voutb。差动电压信号Vout、Voutb的正相成分Vout(正相信号)具有与差动电压信号Vout、Voutb的反相成分Voutb(反相信号)的相位相差180°相位的相位。例如，在正相信号Vout增大时反相信号Voutb减小，在正相信号Vout减小时反相信号Voutb增大。在正相信号Vout达到最大值(峰值)时反相信号Voutb达到最小值(谷值)，在正相信号Vout达到谷值时反相信号Voutb达到峰值。正相信号Vout和反相信号Voutb可以具有相同振幅，具有相同时间平均值。将差动电压信号的正相成分的电压的时间平均值与反相成分的电压的时间平均值之间的差称为DC偏置。例如，正相信号Vout的电压的时间平均值与反相信号Voutb的电压的时间平均值之间的差为DC偏置。在以后的说明中，在简称为DC偏置时，表示正相信号Vout的电压的时间平均值与反相信号Voutb的电压的时间平均值之差。DC偏置优选在信号传输中较小。输出放大器13b将差动电压信号Vout、Voutb经由输出端子10b、10c向跨阻放大电路10A的外部输出。
控制电流生成电路14A是基于电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia的积分值来生成控制电流Icnt的电路。差分ΔVtia是从基准电压信号Vref减去电压信号Vtia的信号(电压值)。控制电流生成电路14A具备积分电路41A和OTA(OperationalTransconductance Amplifier：运算跨导放大器)42A(跨导放大电路)。
积分电路41A是对差分ΔVtia进行积分来生成差动积分信号(电压信号Vinp以及电压信号Vinn)的电路。如图2所示，积分电路41A具有输入端子41a、41b和输出端子41c、41d。输入端子41a与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接，向输入端子41a输入基准电压信号Vref。输入端子41b与TIA部11(电压放大器11a)的输出端子电连接，向输入端子41b输入电压信号Vtia。输出端子41c(第一输出端子)与OTA42A的反相输入端子即输入端子42b电连接，向OTA42A输出差动积分信号的反相成分即电压信号Vinn。输出端子41d(第二输出端子)与OTA42A的非反相输入端子即输入端子42a电连接，向OTA42A输出差动积分信号的正相成分即电压信号Vinp。例如，在电压信号Vtia的电压值大于基准电压信号Vref的电压值时，电压信号Vinp的电压值比电压信号Vinn的电压值小。
积分电路41A具备运算放大器43、电阻元件44、45、电容器46、47和二极管48。运算放大器43具有非反相输入端子43a、反相输入端子43b、反相输出端子43c和非反相输出端子43d。非反相输入端子43a经由电阻元件44而与输入端子41a电连接。反相输入端子43b经由电阻元件45而与输入端子41b电连接。反相输出端子43c与输出端子41c电连接，并且经由电容器46而与非反相输入端子43a电连接。即，电容器46以从反相输出端子43c向非反相输入端子43a施加负反馈的方式连接。非反相输出端子43d与输出端子41d电连接，并且经由电容器47而与反相输入端子43b电连接。即，电容器47以从非反相输出端子43d向反相输入端子43b施加负反馈的方式连接。关于与输入的变化相对的输出的变化，例如在电压信号Vtia的电压值大于基准电压信号Vref的电压值时，电压信号Vinp的电压值比电压信号Vinn的电压值小。
在此，假设运算放大器43的增益为例如1000倍以上，电阻元件44的电阻值R1和电阻元件45的电阻值R2彼此相等，电容器46的电容值C1和电容器47的电容值C2彼此相等。在该情况下，运算放大器43的增益视为无限大，积分电路41A作为具有时间常数R1×C1的积分器进行动作。
二极管48设于输出端子41c与输出端子41d之间。二极管48的阳极与输出端子41c电连接。二极管48的阴极与输出端子41d电连接。二极管48的导通电压(正向电压)从控制环路的高速动作的角度出发而设定为低电压。在图3所示的例子中，运算放大器43的增益(电压增益)为10000倍(80dB)，二极管48的导通电压为0.4V。积分电路41A具有通过差分ΔVtia变化1μV而差分ΔVin变化10mV的特性。差分ΔVin是从电压信号Vinp减去电压信号Vinn的信号(电压值)，是差动积分信号的电压振幅。在该例子中，在差分ΔVin低于-0.4V的情况下，二极管48为导通状态。由此，即使差分ΔVtia向负数侧增大，差分ΔVin也固定为-0.4V。另一方面，在差分ΔVin向正数侧增大时，差分ΔVin饱和为1.5V以上而不增大。如此，关于差分ΔVin，积分电路41A以零为中心具有非对称的特性。
OTA42A是将差动积分信号(电压信号Vinp以及电压信号Vinn)转换成单电流信号(误差电流)即控制电流Icnt的电路。OTA42A具有在差分ΔVin为正的值的情况下差分ΔVin增大时跨导增大这样的输入输出特性。
如图4所示，OTA42A具有输入端子42a、42b和输出端子42c。输入端子42a与积分电路41A的输出端子41d电连接，向输入端子42a输入电压信号Vinp。输入端子42b与积分电路41A的输出端子41c电连接，向输入端子42b输入电压信号Vinn。输出端子42c与后述的控制电路51的输入端子51a电连接，向控制电路51输出控制电流Icnt。OTA42A具备跨导电路21(第一跨导电路)、跨导电路22(第二跨导电路)和电流源23。
跨导电路21是基于差动积分信号(电压信号Vinp以及电压信号Vinn)来生成输出电流Iout1(第一输出电流)的电路。跨导电路21的非反相输入端子与输入端子42a电连接，接受电压信号Vinp。跨导电路21的反相输入端子与输入端子42b电连接，接受电压信号Vinn。跨导电路21的输出端子输出输出电流Iout1。
如图5所示，跨导电路21在差分ΔVin的范围VR1(第一范围)内以随着差分ΔVin增大而输出电流Iout1减小的方式进行动作。跨导电路21在范围VR1内具有跨导-gm1(第二跨导)。跨导-gm1相当于图5中的范围VR1内的输出电流Iout1的倾斜度(gradient)。该倾斜度为负的值，因此为了方便以gm1为正的实数值而表示为-gm1。跨导电路21在差分ΔVin超过范围VR1的上限值时保持范围VR1的上限值处的输出电流Iout1的电流值。跨导电路21在差分ΔVin低于范围VR1的下限值时保持范围VR1的下限值处的输出电流Iout1的电流值。
跨导电路22是基于差动积分信号(电压信号Vinp以及电压信号Vinn)来生成输出电流Iout2(第二输出电流)的电路。跨导电路22的非反相输入端子与输入端子42b电连接，接受电压信号Vinn。跨导电路22的反相输入端子与输入端子42a电连接，接受电压信号Vinp。跨导电路22的输出端子输出输出电流Iout2。
如图5所示，跨导电路22在差分ΔVin的范围VR2(第二范围)内以随着差分ΔVin增大而输出电流Iout2增大的方式进行动作。跨导电路22在范围VR2内具有跨导gm2。跨导gm2相当于图5中的范围VR2内的输出电流Iout1的倾斜度。在此，gm2为正的实数值。跨导gm2的大小(绝对值)是与跨导-gm1的大小(绝对值)不同的值，小于跨导-gm1的大小(绝对值)。范围VR2比范围VR1窄，包含于范围VR1。即，范围VR2的上限值小于范围VR1的上限值，范围VR2的下限值大于范围VR1的下限值。跨导电路22在差分ΔVin超过范围VR2的上限值时保持范围VR2的上限值处的输出电流Iout2的电流值。跨导电路22在差分ΔVin低于范围VR2的下限值时保持范围VR2的下限值处的输出电流Iout2的电流值。即，跨导电路22的线性动作范围(范围VR2)比跨导电路21的线性动作范围(范围VR1)窄。
电流源23供给恒定电流Inull。恒定电流Inull具有将差分ΔVin为0的情况下的输出电流Iout1的电流值与差分ΔVin为0的情况下的输出电流Iout2的电流值相加后的电流值(固定值)。
OTA42A通过将输出电流Iout1与输出电流Iout2相加来生成控制电流Icnt。更具体而言，OTA42A将输出电流Iout1与输出电流Iout2相加，由恒定电流Inull减去加法结果，由此生成控制电流Icnt。利用差分ΔVin对该控制电流Icnt进行微分，由此获得图6所示的具有三个平坦部的U字状的跨导特性。中央的平坦部的跨导(gm1-gm2)(第一跨导)小于其两侧的平坦部的跨导gm1，控制电流Icnt相对于差分ΔVin为非线性。
如图6所示，在差分ΔVin为0V附近，OTA42A的跨导较小，随着差分ΔVin的绝对值增大而OTA42A的跨导增大。更具体而言，在差分ΔVin的绝对值小于阈值Vth1时，OTA42A的跨导是通过由跨导gm1减去跨导gm2而获得的值(gm1-gm2)。在差分ΔVin的绝对值大于阈值Vth2时，OTA42A的跨导为跨导gm1。在差分ΔVin的绝对值进一步增大而超过跨导电路21、22的线性动作范围时，OTA42A的跨导重新朝向0下降。该跨导特性以ΔVin＝0的纵轴为中心在正数侧和负数侧线对称。因此，ΔVin＝0的附近的平坦部的跨导(gm1-gm2)小于其外侧的两个平坦部的跨导gm1。
根据该特性，OTA42A在差分ΔVin大于阈值-Vth1且小于阈值Vth1时通过跨导(gm1-gm2)根据差动积分信号Vinp、Vinn来生成控制电流Icnt。OTA42A在差分ΔVin小于阈值-Vth2或大于阈值Vth2时通过跨导gm1根据差动积分信号Vinp、Vinn来生成控制电流Icnt。跨导gm1大于跨导(gm1-gm2)。在图6所示的例子中，阈值Vth2大于阈值Vth1，但是阈值Vth2也可以与阈值Vth1相同。
OTA42A能够在将控制电流Icnt从输出端子42c向OTA42A的内部引入的方向以及将控制电流Icnt从输出端子42c向OTA42A的外部排出的方向这两方向上进行动作。因此，即使在控制电流Icnt为0A附近，也获得OTA42A的跨导。通过对跨导gm1、gm2和范围VR1、VR2进行调整，任意设定OTA42A的跨导的U字状的特性。
图7所示的OTA42A具有用于实现图4所示的OTA42A的电路结构。如图7所示，OTA42A除了具有输入端子42a、42b以及输出端子42c以外，还具有电源端子42d。电源端子42d与供给电源电压VCC的电源配线电连接，向电源端子42d供给电源电压VCC。OTA42A除了具备例如跨导电路21、22以及电流源23以外，还具备偏置电路24和合成电路25。
偏置电路24具备晶体管24a和电流源24b。晶体管24a是例如P沟道MOS(Metal-Oxide-Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管。晶体管24a的源极与电源端子42d电连接。晶体管24a的栅极以及漏极彼此电连接，还与电流源24b电连接。向晶体管24a的漏极供给基准电流Ir。基准电流Ir从晶体管24a的漏极朝向电流源24b流动。基准电流Ir的值通过电流源24b来设定。
跨导电路21具备晶体管21a、21b、21c、21d和电阻元件21e。晶体管21a、21b、21c、21d是例如P沟道MOS晶体管。晶体管21a、21b的源极经由电源配线与电源端子42d电连接。晶体管21a、21b的栅极与晶体管24a的栅极以及漏极电连接。晶体管21a的漏极与晶体管21c的源极电连接。晶体管21b的漏极与晶体管21d的源极电连接。
晶体管24a和晶体管21a、21b的各个晶体管构成电流镜电路。晶体管24a作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管21a、21b作为电流镜电路的输出晶体管起作用。例如与晶体管24a的漏极电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流Id1)从晶体管21a的漏极输出。即，将输入电流(基准电流Ir)向输入晶体管输入时，从输出晶体管输出与输入电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流Id1)。同样，与晶体管24a的漏极电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流Id2)从晶体管21b的漏极输出。因此，晶体管21a、21b作为跨导电路21的电流源起作用。
晶体管21c、21d构成差动对。晶体管21c的栅极与输入端子42a电连接，向晶体管21c的栅极输入电压信号Vinp。晶体管21c的漏极与后述的晶体管25a的漏极以及栅极电连接。晶体管21d的栅极与输入端子42b电连接，向晶体管21d的栅极输入电压信号Vinn。晶体管21d的漏极与接地电位GND电连接。晶体管21c可以具有与晶体管21d的电气特性相同的电气特性。电阻元件21e在晶体管21c的源极与晶体管21d的源极之间电连接。电阻元件21e具有电阻值Rgm1。以晶体管21c、21d的跨导与1/Rgm1相比足够大的方式设定晶体管21c、21d的尺寸。例如，通过对晶体管21c、21d的栅极长度以及栅极宽度进行调整而跨导电路21的跨导gm1大于1/Rgm1。将输出电流Iout1从晶体管21c的漏极输出。
跨导电路22具备晶体管22a、22b、22c、22d和电阻元件22e。晶体管22a、22b、22c、22d是例如P沟道MOS晶体管。晶体管22a、22b的源极与电源端子42d电连接。晶体管22a、22b的栅极与晶体管24a的栅极以及漏极电连接。晶体管22a的漏极与晶体管22c的源极电连接。晶体管22b的漏极与晶体管22d的源极电连接。
晶体管24a和晶体管22a、22b的各个晶体管构成电流镜电路。晶体管24a作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管22a、22b作为电流镜电路的输出晶体管起作用。与晶体管24a的漏极电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流Id3)从晶体管22a的漏极输出。同样，与晶体管24a的漏极电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流Id4)从晶体管22b的漏极输出。因此，晶体管22a、22b作为跨导电路22的电流源起作用。
晶体管22c、22d构成差动对。晶体管22c的栅极与输入端子42b电连接，向晶体管22c的栅极输入电压信号Vinn。晶体管22c的漏极与后述的晶体管25a的漏极以及栅极电连接。晶体管22d的栅极与输入端子42a电连接，向晶体管22d的栅极输入电压信号Vinp。晶体管22d的漏极与接地电位GND电连接。晶体管22c可以具有与晶体管22d的电气特性相同的电气特性。电阻元件22e在晶体管22c的源极与晶体管22d的源极之间电连接。电阻元件22e具有电阻值Rgm2。以晶体管22c、22d的跨导与1/Rgm2相比足够大的方式设定晶体管22c、22d的尺寸。例如，通过对晶体管22c、22d的栅极长度以及栅极宽度进行调整，跨导电路22的跨导gm2大于1/Rgm2。将输出电流Iout2从晶体管22c的漏极输出。
电流源23具备晶体管23a。晶体管23a是例如P沟道MOS晶体管。晶体管23a的源极与电源端子42d电连接。晶体管23a的栅极与晶体管24a的栅极以及漏极电连接。晶体管23a的漏极与输出端子42c电连接。晶体管24a和晶体管23a构成电流镜电路。晶体管24a作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管23a作为电流镜电路的输出晶体管起作用。与晶体管24a的漏极电流(基准电流Ir)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)从晶体管23a的漏极朝向输出端子42c作为恒定电流Inull输出。
合成电路25具备晶体管25a、25b。晶体管25a、25b是例如N沟道MOS晶体管。晶体管25a、25b的源极与接地电位GND电连接。晶体管25a的栅极以及漏极彼此电连接，还与晶体管21c、22c的漏极电连接。晶体管25b的栅极与晶体管25a的栅极电连接。晶体管25b的漏极与输出端子42c电连接。
从跨导电路21输出的输出电流Iout1和从跨导电路22输出的输出电流Iout2在合成电路25中合成，合成的电流(Iout1+Iout2)向被二极管连接的晶体管25a流动。晶体管25a、25b构成电流镜电路。晶体管25a作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管25b作为电流镜电路的输出晶体管起作用。与晶体管25a的漏极电流(Iout1+Iout2)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)从晶体管25b的漏极输出。在此，例如电流镜比设定为1：1。需要说明的是，晶体管25b可以具有与晶体管25a的电气特性相同的电气特性。
由合成电路25生成的引入电流Iout1+Iout2和从电流源23输出的恒定电流Inull合成，合成的电流(Inull-(Iout1+Iout2))作为控制电流Icnt从输出端子42c输出。需要说明的是，输出端子42c与作为电流源起作用的晶体管23a和晶体管25b电连接，因此OTA42A的输出阻抗非常高，OTA42A作为跨导放大器进行动作。需要说明的是，在晶体管23a作为电流源起作用时，晶体管23a也可以在漏极电流电压特性的饱和区域进行动作。晶体管25b也可以在例如漏极电流电压特性的饱和区域进行动作。
跨导电路21线性地进行动作的差分ΔVin的范围VR1能够使用晶体管21a的漏极电流Id1以及晶体管21b的漏极电流Id2而大概表示为Rgm1×(Id1+Id2)。即，输出电流Iout1的最大值由(Id1+Id2)决定。同样，跨导电路22线性地进行动作的差分ΔVin的范围VR2能够使用晶体管22a的漏极电流Id3以及晶体管22b的漏极电流Id4而大概表示为Rgm2×(Id3+Id4)。即，输出电流Iout2的最大值由(Id3+Id4)决定。
图5所示的电流特性能够通过满足式(1)的条件来实现。如此，通过对漏极电流Id1、Id2、Id3、Id4和电阻值Rgm1、Rgm2进行调整而获得期望的电流特性。
【数学式1】
Figure BDA0002602950600000231
旁通电路15是根据控制电流Icnt来生成直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1的电路。旁通电路15具备例如控制电路51、反馈电流源52和可变电阻电路53(第一可变电阻电路)。
向控制电路51输入控制电流Icnt。控制电路51以随着控制电流Icnt增大而直流旁通电流Iaoc增大的方式控制反馈电流源52。控制电路51在控制电流Icnt超过了偏置电流Iofs的电流值的情况下以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1增大的方式控制可变电阻电路53。偏置电流Iofs的电流值是预定的电流值(固定值)，例如设定成差分ΔVin为范围VR1的上限值的情况下的控制电流Icnt的电流值。具体而言，控制电路51从控制电流生成电路14A(OTA42A)接受控制电流Icnt，根据控制电流Icnt来生成控制电流Iaoccnt(第一控制电流)以及控制电流Iagc1cnt(第二控制电流)。控制电路51将控制电流Iaoccnt向反馈电流源52输出，通过控制电流Iaoccnt来控制反馈电流源52。控制电路51将控制电流Iagc1cnt向可变电阻电路53输出，通过控制电流Iagc1cnt来控制可变电阻电路53。
如图8所示，控制电流Iaoccnt的电流值与控制电流Icnt的电流值成比例。控制电流Iaoccnt的电流值是控制电流Icnt的电流值的α倍(Iaoccnt＝α×Icnt)。放大率α是例如比1大的实数。控制电路51例如通过使控制电流Icnt以放大率α(第一放大率)放大来生成控制电流Iaoccnt。控制电流Iagc1cnt的电流值在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下与控制电流Icnt的电流值成比例。换言之，控制电流Iagc1cnt的电流值是从控制电流Icnt减去偏置电流Iofs的电流值而得到的电流值的γ倍(Iagc1cnt＝γ×(Icnt-Iofs))。放大率γ是例如比1大的实数。控制电路51例如生成具有预定的电流值(偏置电流值)的偏置电流Iofs，使通过放大控制电流Icnt而生成的电流(在此为控制电流Icnt)与偏置电流Iofs的差分(差电流)以放大率γ(第二放大率)放大，由此生成控制电流Iagc1cnt。如此，在控制电流Iaoccnt中，调整放大率α。在控制电流Iagc1cnt中，调整用于决定开始自动增益控制(automatic gain control；AGC)的电流的偏置电流值和决定AGC的控制灵敏度的放大率γ。
图9所示的控制电路51具有用于实现图8所示的控制电流Iaoccnt以及控制电流Iagc1cnt的电路结构。如图9所示，控制电路51具有例如输入端子51a、输出端子51b、51c和电源端子51d。输入端子51a与控制电流生成电路14A(OTA42A)的输出端子42c电连接，向输入端子51a输入控制电流Icnt。输出端子51b与反馈电流源52的输入端子52a电连接，向反馈电流源52供给控制电流Iaoccnt。输出端子51c与可变电阻电路53的控制端子53a电连接，向可变电阻电路53供给控制电流Iagc1cnt。电源端子51d与供给电源电压VCC的电源配线电连接，向电源端子51d供给电源电压VCC。
控制电路51具备晶体管61～69和电流源70。晶体管61～69是例如具有MOS构造的场效应晶体管(MOSFET)。在图9所示的例子中，晶体管61～63是N沟道MOS晶体管(NMOS)，晶体管64～69是P沟道MOS晶体管(PMOS)。
晶体管61～63构成电流镜电路。详细而言，晶体管61作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管62、63分别作为电流镜电路的输出晶体管起作用。晶体管61～63的源极与接地电位GND电连接。晶体管61的栅极和漏极彼此电连接，还与输入端子51a电连接。晶体管62、63各自的栅极与晶体管61的栅极以及漏极电连接。晶体管62的漏极与晶体管64的漏极以及栅极电连接。晶体管63的漏极经由节点N1而与晶体管68的漏极以及栅极电连接。
晶体管61、62以及晶体管61、63分别构成电流镜电路，因此例如与晶体管61的漏极电流(控制电流Icnt)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)从晶体管62、63的漏极分别输出。即，将输入电流(控制电流Icnt)向输入晶体管(晶体管61)输入时，从输出晶体管(晶体管62、63)输出与输入电流(控制电流Icnt)的大小成比例的大小的输出电流。在此，为了说明的方便，电流镜比设为输入电流：晶体管62的输出电流：晶体管63的输出电流＝1：1：1。因此，向输入端子51a输入的控制电流Icnt被晶体管61～63复制，从晶体管62、63的漏极分别输出控制电流Icnt。需要说明的是，复制的两个控制电流Icnt从晶体管62、63各自的漏极朝向源极流动。为了实现上述的电流镜比，晶体管61～63可以具有相同的电气特性。需要说明的是，电流镜比可以根据控制电流Iaoccnt以及控制电流Iagc1cnt与控制电流Icnt之间的关系来适当变更，将晶体管62、63的尺寸变成晶体管61的尺寸等。
晶体管64、65构成电流镜电路。晶体管64作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管65作为电流镜电路的输出晶体管起作用。晶体管64、65的源极经由电源配线而与电源端子51d电连接。晶体管64的栅极和漏极彼此电连接，还与晶体管62的漏极电连接。晶体管65的栅极与晶体管64的栅极以及漏极电连接。晶体管65的漏极与输出端子51b电连接。
从晶体管62的漏极输出的控制电流Icnt向晶体管64的漏极输入，与晶体管64的漏极电流(控制电流Icnt)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)作为控制电流Iaoccnt从晶体管65的漏极输出。即，将输入电流(控制电流Icnt)向输入晶体管(晶体管64)输入时，从输出晶体管(晶体管65)输出与输入电流(控制电流Icnt)的大小成比例的大小的输出电流。需要说明的是，实际的输入电流从晶体管64的源极朝向漏极流动，再流入到晶体管62的漏极。通过该结构，晶体管62的输出电流与晶体管64的输入电流相等。在此，由晶体管64、65构成的电流镜电路的电流镜比设定为1：α。即，控制电流Iaoccnt是通过使控制电流Icnt放大α倍而获得的大小的电流(α×Icnt)。需要说明的是，控制电流Iaoccnt从晶体管65的漏极朝向输出端子51b流动。
晶体管66、67构成电流镜电路。晶体管66作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管67作为电流镜电路的输出晶体管起作用。晶体管66、67的源极经由电源配线而与电源端子51d电连接。晶体管66的栅极和漏极彼此电连接，还与电流源70电连接。晶体管67的栅极与晶体管66的栅极以及漏极电连接。晶体管67的漏极经由节点N1而与晶体管68的漏极以及栅极电连接。
从电流源70供给的基准电流Iref向晶体管66的漏极输入，与晶体管66的漏极电流(基准电流Iref)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)作为偏置电流Iofs从晶体管67的漏极输出。在此，由晶体管66、67构成的电流镜电路的电流镜比设定为1：m。即，偏置电流Iofs是通过使基准电流Iref放大m倍而获得的大小的电流(m×Iref)。即，在将输入电流(基准电流Iref)向输入晶体管66输入时，输出晶体管67将输出电流(放大m倍的基准电流m×Iref)输出。需要说明的是，偏置电流Iofs从晶体管67的漏极朝向节点N1流动。m的值是例如比1大的实数，根据要使AGC进行动作的光功率来任意选择。基准电流Iref的电流值是固定值，因此偏置电流Iofs的电流值(偏置电流值)也是固定值。
晶体管68、69构成电流镜电路。晶体管68作为电流镜电路的输入晶体管起作用，晶体管69作为电流镜电路的输出晶体管起作用。晶体管68、69的源极经由电源配线而与电源端子51d电连接。晶体管68的栅极和漏极彼此电连接，还经由节点N1而与晶体管63的漏极以及晶体管67的漏极电连接。晶体管69的栅极与晶体管68的栅极以及漏极电连接。晶体管69的漏极与输出端子51c电连接。
从晶体管63的漏极输出的控制电流Icnt在节点N1处与从晶体管67的漏极输出的偏置电流Iofs合成。具体而言，由控制电流Icnt扣除(减去)偏置电流Iofs。此时，仅在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下，差电流(Icnt-Iofs)流向晶体管68的漏极，与晶体管68的漏极电流(差电流)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)作为控制电流Iagc1cnt从晶体管69的漏极输出。在此，由晶体管68、69构成的电流镜电路的电流镜比设定为1：γ。即，控制电流Iagc1cnt是通过使差电流(Icnt-Iofs)放大γ倍而获得的大小的电流(γ×(Icnt-Iofs))。即，在将输入电流(差电流(Icnt-Iofs))向输入晶体管68输入时，输出晶体管69将输出电流(放大γ倍的差电流γ×(Icnt-Iofs))输出。需要说明的是，控制电流Iagc1cnt从晶体管69的漏极朝向输出端子51c流动。
另一方面，在控制电流Icnt的电流值小于偏置电流Iofs的电流值的情况下，电流不向晶体管68流动，因此通过被二极管连接的晶体管68，节点N1的电位被高电阻向电源电压VCC侧上拉。并且，晶体管67的漏极·源极间电压减小，因此晶体管66、67不作为电流镜电路进行动作。此时，晶体管67在三极管区域(线性区域)进行动作，因此节点N1的电位被低电阻向电源电压VCC侧上拉。三极管区域是指例如从晶体管的栅极·源极间电压减去阈值电压而得到的电压值大于漏极·源极间电压这样的状态。
未向晶体管68施加栅极·源极间电压，因此被施加栅极·源极间电压的晶体管67的电阻值小于晶体管68的电阻值。如此，通过晶体管67在三极管区域进行动作，晶体管67无法供给偏置电流Iofs，同时来自晶体管63的控制电流Icnt全部在晶体管67中流动。由此，仅在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下(在Icnt-Iofs＞0的区域)，控制电流Iagc1cnt从输出端子51c输出。例如，在控制电流Icnt的电流值小于偏置电流Iofs时，作为PMOS的晶体管69的栅极·源极间电压大致为0V，晶体管69的漏极电流(输出电流)为0。
需要说明的是，通过图9所示的控制电路51，获得图8的输入输出特性，但是上述的电流镜比能够适当变更。作为控制电路51的电路结构，也可以采用能够获得图8的输入输出特性的别的电路结构。
反馈电流源52是用于构成自动偏置控制(Auto-Offset Control：AOC)电路的电流源。反馈电流源52是根据控制电流Icnt来生成直流旁通电流Iaoc的电路。更具体而言，反馈电流源52根据控制电流Iaoccnt来生成直流旁通电流Iaoc。反馈电流源52具有例如输入端子52a、输出端子52b和接地端子52c。输入端子52a与控制电路51的输出端子51b电连接，从控制电路51接受控制电流Iaoccnt。输出端子52b与输入端子10a电连接，输出直流旁通电流Iaoc(具体而言，向反馈电流源52引入)。接地端子52c与接地电位GND电连接。反馈电流源52具备场效应晶体管54(第一场效应晶体管)和场效应晶体管55(第二场效应晶体管)。
场效应晶体管54、55分别是例如N沟道MOS晶体管。场效应晶体管54的尺寸和场效应晶体管55的尺寸既可以彼此相同，也可以彼此不同。场效应晶体管54、55的源极(第一源极、第二源极)彼此电连接，并且经由接地端子52c与接地电位GND电连接。场效应晶体管54的漏极(第一漏极)经由输入端子52a与控制电路51的输出端子51b电连接，从控制电路51接受控制电流Iaoccnt。场效应晶体管54的栅极(第一栅极)与场效应晶体管54的漏极电连接。场效应晶体管55的漏极(第二漏极)经由输出端子52b与输入端子10a电连接。场效应晶体管55的栅极(第二栅极)与场效应晶体管54的漏极以及栅极电连接。
在如此构成的反馈电流源52中，从输入端子52a流入的控制电流Iaoccnt向被二极管连接的场效应晶体管54流动，由此在场效应晶体管54的栅极与源极之间产生栅极·源极间电压Vgs1。场效应晶体管54的栅极和场效应晶体管55的栅极彼此电连接，场效应晶体管54的源极和场效应晶体管55的源极彼此电连接，因此场效应晶体管55的栅极·源极间电压变得与栅极·源极间电压Vgs1相等。场效应晶体管55的源极与接地电位GND电连接，因此源极电位大致为0V。另一方面，向场效应晶体管55的漏极施加TIA部11的输入电位(例如0.5～2V程度)。因此，场效应晶体管55在漏极电流电压特性的饱和区域进行动作。饱和区域是指从晶体管的栅极·源极间电压减去阈值电压而得到的电压值小于漏极·源极间电压这样的状态。在饱和区域中，即使场效应晶体管55的漏极电压增大，相对于此漏极电流增大的程度也比线性区域小。因此，输出端子52b的阻抗(输出阻抗)成为比较大的值。例如，通过将输出端子52b的阻抗的值设定得比TIA部11的输入阻抗的值大，能够抑制向反馈电流源52引入直流旁通电流Iaoc并抑制光电流Ipd的交流成分流入到反馈电流源52。
即，场效应晶体管54、55构成电流镜电路，控制电流Iaoccnt成为输入电流，将与控制电流Iaoccnt成比例的直流旁通电流Iaoc作为输出电流来输出。换言之，反馈电流源52根据控制电流Iaoccnt而使直流旁通电流Iaoc从场效应晶体管55的漏极向场效应晶体管55的源极流动。由此，从光电流Ipd抽出直流旁通电流Iaoc。其结果是，从差分ΔVtia中去除直流成分以及低频成分，电压信号Vtia的电位(平均电位)与基准电压信号Vref的电位一致(DC偏置控制)。由此，例如，正相信号Vout的电压的时间平均值与反相信号Voutb的电压的时间平均值之差降低。
可变电阻电路53是根据控制电流Icnt来生成交流旁通电流Iagc1的电路。更具体而言，可变电阻电路53根据控制电流Iagc1cnt来生成交流旁通电流Iagc1。可变电阻电路53具有例如控制端子53a、电阻端子53b和电阻端子53c。控制端子53a与控制电路51的输出端子51c电连接，从控制电路51接受控制电流Iagc1cnt。电阻端子53b与输入端子10a电连接。电阻端子53c与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接，从基准电压产生电路12接受基准电压信号Vref。可变电阻电路53具备场效应晶体管56(第三场效应晶体管)和场效应晶体管57(第四场效应晶体管)。
场效应晶体管56、57分别是例如N沟道MOS晶体管。场效应晶体管56的尺寸和场效应晶体管57的尺寸既可以彼此相同，也可以彼此不同。场效应晶体管56、57的源极(第三源极、第四源极)彼此电连接，并且经由电阻端子53c而与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接。向场效应晶体管56、57的源极输入(供给)基准电压信号Vref。场效应晶体管56的漏极(第三漏极)经由控制端子53a而与控制电路51的输出端子51c电连接，从控制电路51接受控制电流Iagc1cnt。场效应晶体管56的栅极(第三栅极)与场效应晶体管56的漏极电连接。场效应晶体管57的漏极(第四漏极)经由电阻端子53b而与输入端子10a电连接。场效应晶体管57的栅极(第四栅极)与场效应晶体管56的漏极以及栅极电连接。
在如此构成的可变电阻电路53中，从控制端子53a流入的控制电流Iagc1cnt向被二极管连接的场效应晶体管56流动，由此在场效应晶体管56的栅极与源极之间产生栅极·源极间电压Vgs2。场效应晶体管56的栅极和场效应晶体管57的栅极彼此电连接，场效应晶体管56的源极和场效应晶体管57的源极彼此电连接，因此场效应晶体管57的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs2相等。向场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref，向场效应晶体管57的漏极施加TIA部11的输入电位。基准电压信号Vref为与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此场效应晶体管57在较深的三极管区域(线性区域)进行动作。较深的三极管区域是指从晶体管的栅极·源极间电压减去阈值电压而得到的电压值与漏极·源极间电压相比非常大这样的状态。在线性区域中，场效应晶体管57的漏极电压增大时，对应于此漏极电流也增大。尤其漏极电压比较小时，漏极电流能够视为与漏极电压成比例地变化(线性)。将场效应晶体管57的与漏极电流相对的漏极电压的比表示为电阻值RAGC1。关于电阻值RAGC1，后文叙述。
在三极管区域中偏置的场效应晶体管57的漏极电流Id(即交流旁通电流Iagc1)能够使用场效应晶体管57的固有增益(增益系数)β以及场效应晶体管57的阈值电压Vth而表示为式(2)。固有增益β是取决于场效应晶体管57的半导体工艺以及尺寸的值。
【数学式2】
Figure BDA0002602950600000321
在三极管区域中，在漏极与源极之间的电位差较小的情况下，有时漏极电位与源极电位之间的大小关系反转。在该情况下，相对于栅极而电压最低的端子作为源极起作用。晶体管的电路标号在电路的表达上权宜使用，因此电路图中的晶体管的端子表述和实际的晶体管的动作有时不一致。在此，以漏极·源极间电压Vds为0以上的方式适当更换端子，始终将电位较低的端子视为源极。
如式(3)所示，栅极·源极间电压Vgs2通过栅极·源极间电压Vgs0加上漏极·源极间电压Vds来表达。栅极·源极间电压Vgs0是漏极·源极间电压Vds为0V时的栅极·源极间电压。
【数学式3】
Vgs2＝Vgs0+Vds…(3)
通过将式(3)代入式(2)而获得式(4)。如式(4)所示，漏极电流Id(交流旁通电流Iagc1)与漏极·源极间电压Vds的平方成比例，因此包含非线性的成分。
【数学式4】
Figure BDA0002602950600000322
如式(5)所示，用漏极·源极间电压Vds对式(4)进行微分，计算该运算结果的倒数，由此获得微分电阻值Rd(电阻值RAGC1)。如式(5)所示，电阻值RAGC1根据漏极·源极间电压Vds而发生变化。即，随着栅极·源极间电压Vgs2(＝Vgs0+Vds)增大而电阻值RAGC1减小。根据光电流Ipd来对漏极电位进行调制，因此电阻值RAGC1非线性地变动。
【数学式5】
Figure BDA0002602950600000331
如式(6)所示，用栅极·源极间电压Vgs0对式(4)进行微分，由此求出三极管区域中的跨导gm。在三极管区域中，漏极·源极间电压Vds小于通过由栅极·源极间电压Vgs2减去阈值电压Vth而获得的电压。尤其，在较深的三极管区域中，漏极·源极间电压Vds与通过由栅极·源极间电压Vgs2减去阈值电压Vth而获得的电压相比非常小，因此三极管区域中的跨导gm与饱和动作中的跨导(β×(Vgs-Vth))进行比较时小得足以无视。
【数学式6】
Figure BDA0002602950600000332
即，可变电阻电路53尽管具有与反馈电流源52相同的电路结构，但是不作为电流镜电路进行动作，场效应晶体管57作为通过栅极·源极间电压Vgs2来控制的可变电阻器进行动作。即，通过基准电压产生电路12，场效应晶体管57交流地接地，场效应晶体管57在较深的三极管区域中偏置。电阻端子53b的电位和电阻端子53c的电位大致相同，因此光电流Ipd的直流成分几乎不向可变电阻电路53流动，光电流Ipd的交流成分的一部分作为交流旁通电流Iagc1流入到可变电阻电路53(场效应晶体管57)。换言之，可变电阻电路53根据控制电流Iagc1cnt而使交流旁通电流Iagc1在场效应晶体管57的漏极与源极之间流动。交流旁通电流Iagc1为交流成分，因此交流旁通电流Iagc1根据光电流Ipd而既有时从场效应晶体管57的漏极向源极流动，也有时从场效应晶体管57的源极向漏极流动。需要说明的是，交流旁通电流Iagc1也取决于与TIA部11的输入阻抗的大小相对的场效应晶体管57的电阻值RAGC1的大小来决定。当场效应晶体管57的电阻值RAGC1小于TIA部11的输入阻抗时，交流旁通电流Iagc1增大。此时，通过将场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds抑制得较小，能够抑制光电流的Ipd的直流成分流入到可变电阻电路53。
即，光电流Ipd增大而差分ΔVtia增大，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时，将控制电流Iagc1cnt向可变电阻电路53供给。由此，场效应晶体管56、57中产生栅极·源极间电压Vgs2。随着栅极·源极间电压Vgs2增大而场效应晶体管57的电阻值RAGC1减小，因此将光电流Ipd的除直流成分以外的信号成分(交流成分)的一部分作为交流旁通电流Iagc1从光电流Ipd中抽出。其结果是，降低TIA部11因大信号输入而饱和的可能性。更详细而言，在TIA部11的增益(跨阻)大致设定为恒定值时，若光电流Ipd增大而电流信号Iin的振幅增大为预定的值以上，则电压信号Vtia的振幅发生饱和。因此，以通过从光电流Ipd中抽出交流旁通电流Iagc1来抑制电压信号Vtia的振幅发生饱和的方式进行增益控制。在突发光信号作为光信号Pin输入时，在无信号的间隔的前后，光信号Pin的强度较大地变化，因此通过AGC根据电压信号Vtia的大小(实际上为电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia的大小)来自动地调节交流旁通电流Iagc1的大小。AGC对电流信号Iin的信号成分(交流成分)的大小进行调整，但是此时优选电流信号Iin的DC成分以及DC成分的控制(DC偏置控制)不受影响。
如上述那样，在较深的三极管区域(线性区域)中偏置的场效应晶体管57的漏极·源极间流动与漏极·源极间电压成比例的电流。基准电压信号Vref是与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此DC电流不流动，交流旁通电流Iagc1不扰乱DC偏置控制。场效应晶体管57的电阻值RAGC1的变化可以不影响AOC控制，仅给增益控制带来影响。
接着，说明跨阻放大电路10A中的控制环路的频率特性。跨阻放大电路10A中的控制环路的传递函数的近似表达式使用TIA部11的电压放大器11a的开环路增益ATIA、TIA部11的输入阻抗RIN、反馈电路整体的增益F(s)以及场效应晶体管57的电阻值RAGC1而表示为式(7)。需要说明的是，增益F(s)是积分电路41A的电压增益、OTA42A的跨导、控制电路51的增益以及反馈电流源52(场效应晶体管55)的增益的积。增益F(s)在低频中具有作为积分电路41A的频率依赖性。开环路增益ATIA以及输入阻抗RIN在低频中不取决于频率而恒定(固定值)。
【数学式7】
Figure BDA0002602950600000351
需要说明的是，电阻值RAGC1用相同的控制环路来控制，因此控制环路的频率特性严格而言不会成为式(7)。场效应晶体管57的漏极·源极间电压以大致为0V的方式设定，因此在较深的三极管区域中偏置的场效应晶体管57的跨导与场效应晶体管55的跨导相比小得足以无视。因此，场效应晶体管57中的控制增益几乎没有，因此场效应晶体管57的控制增益给控制带来的影响极小。另一方面，场效应晶体管57的电阻值RAGC1通过栅极·源极间电压Vgs2来控制，与输入阻抗RIN构成并联电阻电路，因此能够给光电流Ipd以及直流旁通电流Iaoc带来较大影响。其结果是，获得简化的式(7)。
如上述那样，OTA42A根据差分ΔVin的极性而既能够向引入控制电流Icnt的方向流动，也能够向排出控制电流Icnt的方向流动。如图6所示，OTA42A的跨导在差分ΔVin为0V附近的情况下恒定。另一方面，控制电路51以及反馈电流源52使用电流镜电路来复制电流，因此通过构成电流镜电路的被二极管连接的MOS晶体管而控制电路51以及反馈电流源52的输出电流被整流为一方向。通过该整流作用，在输出电流非常小的区域中，跨导下降，但是在除此以外的区域中，通过晶体管的尺寸比率来准确地复制电流。因此，在控制电路51以及反馈电流源52中，除了该输出电流非常小的区域以外，跨导相对于输入电流是恒定的。
在假设形成为通过对源极接地放大器的栅极电位进行控制来产生直流旁通电流Iaoc而非通过对电流镜电路进行控制来产生直流旁通电流Iaoc的结构的情况下，跨导与漏极电流的平方根成比例地变化。直流旁通电流Iaoc需要最低60dB程度的动态范围(1μA～1mA)，因此跨导的变化为30dB。其结果是，开环传递函数(也称为“开环传递增益”。)相对于反馈电流而较大地变化。并且，在通过对二极管的阴极进行电压控制而从光电流Ipd中抽出交流成分的结构中，二极管的电阻成分相对于控制电压而非线性地变化，因此控制环路的开环传递增益的输入电平依赖性增大。
相对于此，在跨阻放大电路10A中，光电流Ipd较小，在仅AOC进行动作的状态下，OTA42A进行线性动作，因此除了直流旁通电流Iaoc非常小的区域以外，开环传递函数不取决于直流旁通电流Iaoc而恒定。OTA42A的跨导设计成在通过光电流Ipd增大而控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时增大。在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时，AGC进行动作，场效应晶体管57的电阻值RAGC1下降，但是OTA42A的跨导增大。由此，抑制开环传递增益的下降(即控制时间常数的增大)。
如以上那样，除了光电流Ipd非常小的区域以外，控制环路的开环传递增益被控制成大致恒定，因此控制环路的时间常数不取决于光电流Ipd而大致恒定。上述的动作适合于如作为光信号Pin将突发光信号向光接收装置1A输入的情况等那样需要立即对DC偏置以及增益进行控制的情况。
接着，说明跨阻放大电路10A的作用效果。图10是表示图1所示的跨阻放大电路中的DC偏置特性以及增益特性的图。图10的横轴表示光信号Pin的光输入电平(单位：dBm)。图10的纵轴表示DC偏置量(单位：μV)以及跨阻增益Zt(单位：dBohm)。图10所示的虚线表示DC偏置特性。DC偏置特性表示与光信号Pin的光输入电平相对的DC偏置量的取决性。图10的实线表示增益特性。增益特性表示与光信号Pin的光输入电平相对的跨阻放大电路10A的跨阻增益Zt的依赖性。
如上述那样，在从光电流Ipd中抽出电流时，能够使直流成分(直流旁通电流Iaoc)与交流成分(交流旁通电流Iagc1)分离并进行控制。因此，在-30dBm～-15dBm的小信号中，不需要从光电流Ipd中抽出交流成分。因此，在小信号中，通过从光电流Ipd中仅抽出直流旁通电流Iaoc而仅对DC偏置进行控制。
在信号的光输入电平超过-15dBm时，控制电流Iagc1cnt开始向可变电阻电路53流动，场效应晶体管57的电阻值RAGC1减小。由此，从光电流Ipd中抽出交流旁通电流Iagc1，跨阻放大电路10A的跨阻增益Zt开始下降。通过跨阻增益Zt下降而控制环路的开环传递增益下降，因此DC偏置的抑制量稍微下降。然而，该抑制量是以μV单位表示的程度的大小，因此DC偏置的变动量相对于信号振幅而小得能够无视。因此，在光输入电平的较宽的范围内，抑制由跨阻放大电路10A的饱和引起的失真，能够获得稳定的接收特性。
在跨阻放大电路10A中，能够通过单一的控制环路(单一的积分电路41A以及单一的控制电路51)来实现DC偏置控制和增益控制，因此能够抑制电路规模增大。而且，通过对控制电路51的响应(放大率α、放大率γ以及偏置电流Iofs的电流值等)进行调整，对于光输入电平能够进行任意的控制。
在跨阻放大电路10A中，伴随于AGC而下降的控制增益通过OTA42A来补偿。由此，能够降低由光电流Ipd的大小引起的控制时间常数的变动。该动作特别适合于将突发光信号作为光信号Pin输入的情况。
图11A是表示图1所示的跨阻放大电路中的控制环路的开环传递函数的图。图11B是表示图1所示的跨阻放大电路中的闭环路频率特性的图。图12A是表示第一比较例的跨阻放大电路中的控制环路的开环传递函数的图。图12B是表示第一比较例的跨阻放大电路中的闭环路频率特性的图。第一比较例的跨阻放大电路主要在取代OTA42A而具备进行线性动作的OTA的方面与跨阻放大电路10A(第一实施例)不同。即，第一比较例的跨阻放大电路具备使OTA42A的跨导电路22的跨导gm2为0的结构。图11A、图11B、图12A以及图12B的横轴表示光电流Ipd的频率(单位：Hz)。图11A以及图12A的纵轴表示开环传递增益(单位：dB)。图11B以及图12B的纵轴表示跨阻增益(单位：dB)。
如图11A所示，在跨阻放大电路10A中，除了光信号Pin的光输入电平较弱的情况以外(光输入电平为-10dBm以上)，开环传递增益为0的频率大致恒定。由此，如图11B所示，因光电流Ipd的增大而可变电阻电路53进行动作，伴随于此闭环路传递函数(跨阻增益)下降，但是低频截止频率未变化。如图12A所示，在第一比较例的跨阻放大电路中，开环传递增益为0的频率取决于光信号Pin的光输入电平。由此，如图12B所示，闭环路传递函数(跨阻增益)伴随于光电流Ipd的增大而下降，低频截止频率也下降(时间常数变长)。
图13是表示与光输入电平相对的跨阻增益的变化以及低频截止频率的变化的图。图14是表示与光输入电平相对的控制时间常数的变化的图。图13以及图14的横轴表示光信号Pin的光输入电平(单位：dBm)。图13的纵轴表示低频截止频率(单位：MHz)以及跨阻增益Zt(单位：dBohm)。图14的纵轴表示控制时间常数(单位：nsec)。图13的实线表示跨阻放大电路10A(非线性OTA)的低频截止频率。图13的虚线表示第一比较例的跨阻放大电路(线性OTA)的低频截止频率。图13的单点划线表示跨阻放大电路10A(非线性OTA)的跨阻增益。图14的实线表示跨阻放大电路10A(非线性OTA)的控制时间常数。图14的虚线表示第一比较例的跨阻放大电路(线性OTA)的控制时间常数。需要说明的是，第一比较例的跨阻增益的与光输入电平相对的控制特性与跨阻放大电路10A(非线性OTA)相同，因此未图示。
如图13所示，在第一比较例的跨阻放大电路中，伴随于光信号Pin的光输入电平的增大，跨阻增益Zt下降，低频截止频率也下降。具体而言，跨阻增益Zt从峰值(约58dBohm)下降了8dBohm(2/5)，对应于此低频截止频率也从峰值下降到约2/5。相对于此，在跨阻放大电路10A中，即使在伴随于光信号Pin的光输入电平的增大而跨阻增益Zt下降的情况下，也抑制低频截止频率的下降。
如图14所示，在第一比较例的跨阻放大电路中，伴随于光信号Pin的光输入电平的增大，控制时间常数增大(变慢)。相对于此，在跨阻放大电路10A中，即使在光信号Pin的光输入电平增大的情况下，也抑制控制时间常数的增大。即，抑制控制时间常数取决于光信号Pin的光输入电平，在宽范围的光输入电平中抑制控制时间常数的变动。该动作适合于突发光信号的接收。
图15是表示图1所示的光接收装置中的各节点的响应的图。在此，示出光接收装置1A作为光信号Pin接收突发光信号的情况下的响应。假设在时刻t为100nsec时开始突发光信号的话，光信号Pin从无输入状态增大至-5dBm，在时刻t为2μsec时突发光信号结束的话，光信号Pin从-5dBm下降至-26dBm。如图15所示，除了小信号时以外，控制时间常数大致恒定，因此相对于突发光信号的变化而从光电流Ipd中进行直流成分以及交流成分的抽出，在数百nsec内收敛于稳定状态。在信号处理电路20的输入中，从突发光信号的开始以及结束起大概400nsec内去除DC偏置。该动作适合于突发光信号的接收。
如以上说明的那样，在跨阻放大电路10A中，通过反馈电流源52来生成直流旁通电流Iaoc，通过可变电阻电路53来生成交流旁通电流Iagc1，从由受光元件PD生成的光电流Ipd中抽出直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1，由此生成电流信号Iin。并且，通过TIA部11将电流信号Iin转换成电压信号Vtia，通过差动放大电路13A根据电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia来生成差动电压信号Vout、Voutb。
基于差分ΔVtia的积分值来生成控制电流Icnt，以随着控制电流Icnt增大而直流旁通电流Iaoc增大的方式控制反馈电流源52。因此，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc从光电流Ipd中抽出，由此从光电流Ipd中进行直流成分的去除。另一方面，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值的情况下以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1增大的方式控制可变电阻电路53。因此，在光电流Ipd比较小的情况下，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc抽出，但是抑制交流旁通电流Iagc1的抽出，因此能够去除光电流Ipd的直流成分并且避免光电流Ipd的交流成分衰减。在光电流Ipd比较大的情况下，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc抽出，并且将光电流Ipd的交流成分作为交流旁通电流Iagc1从光电流Ipd中抽出，因此能够去除光电流Ipd的直流成分并使光电流Ipd的交流成分衰减。反馈电流源52以及可变电阻电路53均通过一个控制电路51来控制，因此能够利用单一的控制环路来进行直流成分的去除的控制(DC偏置控制)和增益控制。其结果是，能够抑制电路规模并且实施DC偏置控制和增益控制。
通过对差分ΔVtia进行积分来生成电压信号Vinp以及电压信号Vinn。在从电压信号Vinp减去电压信号Vinn的差分ΔVin小于阈值Vth1时，通过跨导(gm1-gm2)根据电压信号Vinp以及电压信号Vinn来生成控制电流Icnt。在差分ΔVin大于阈值Vth2时，通过跨导gm1根据电压信号Vinp以及电压信号Vinn来生成控制电流Icnt。在该控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值之前，不进行交流旁通电流Iagc1的抽出，因此可变电阻电路53(场效应晶体管57)的电阻值RAGC1不变化。另一方面，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时，以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1增大的方式控制可变电阻电路53，因此可变电阻电路53(场效应晶体管57)的电阻值RAGC1减小。在控制电流生成电路14A中，在差分ΔVin大于阈值Vth1时，使用比跨导(gm1-gm2)大的跨导。如此，能够通过控制电流生成电路14A的跨导的增大来弥补由电阻值RAGC1的减小引起的开环传递增益的减小量。由此，能够抑制反馈控制的控制时间常数的增大。其结果是，能够抑制由突发光信号的信号强度的变化引起的控制时间常数的变动。
跨导电路21在差分ΔVin的范围VR1内以随着差分ΔVin增大而输出电流Iout1减小的方式进行动作。跨导电路22在差分ΔVin的范围VR2内以随着差分ΔVin增大而输出电流Iout2增大的方式进行动作。通过将输出电流Iout1与输出电流Iout2相加来生成控制电流Icnt。范围VR2的上限值小于范围VR1的上限值，因此在差分ΔVin为正的值的情况下，能够实现在差分ΔVin增大时跨导增大这样的OTA42A的输入输出特性。因此，能够简化控制电流Icnt的生成。
在没有光信号Pin的状态下，理想的是期望电压信号Vtia的电位和基准电压信号Vref的电位一致。然而，由于TIA部11的特性的偏差、TIA部11与基准电压产生电路12之间的特性的偏差以及外来噪声等，所以有时没有光信号Pin的状态下的电压信号Vtia的电位和基准电压信号Vref的电位彼此不同。因此，在没有光信号Pin的状态下，有时电压信号Vtia的电位大于基准电压信号Vref的电位。电压信号Vtia的增减相对于电流信号Iin的增减而颠倒，因此电压信号Vtia的电位大于基准电压信号Vref的电位的状态是指电流信号Iin减小的状态。反馈电流源52使直流旁通电流Iaoc向从光电流Ipd中抽出的方向流动，因此例如在电压信号Vtia大于基准电压信号Vref的情况下，无法使差分ΔVtia接近0。在该情况下，差分ΔVtia为负的值，因此差分ΔVin也为负的值，成为开环路控制。由此，成为没有控制增益的状态，因此控制时间常数变慢。于是，即使输入光信号Pin，控制时间常数也较慢，因此控制环路无法立即响应。
相对于此，二极管48的阳极与输出端子41c电连接，二极管48的阴极与输出端子41d电连接，因此在差分ΔVtia具有负的值的情况下，能够避免差分ΔVtia的绝对值大于二极管48的导通电压。由此，能够缩短从开环路控制到闭环路控制的恢复时间。因此，即使在突发地输入了光信号Pin的情况下，也能够立即进行DC偏置控制以及增益控制。即，能够缩短输入了突发光信号时的响应时间。
在反馈电流源52中，场效应晶体管54被二极管连接，因此在场效应晶体管54的漏极接受控制电流Iaoccnt时，在场效应晶体管54的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs1。场效应晶体管54的栅极和场效应晶体管55的栅极彼此电连接，场效应晶体管54的源极和场效应晶体管55的源极彼此电连接，因此场效应晶体管55的栅极·源极间电压变得与栅极·源极间电压Vgs1相等。场效应晶体管55的源极与场效应晶体管54的源极即接地电位GND电连接，场效应晶体管55的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管55的源极与漏极之间的电位差增大。由此，场效应晶体管55在饱和区域进行动作。因此，场效应晶体管55作为电流源起作用，场效应晶体管55的漏极的输出阻抗增大。因此，光电流Ipd的交流成分几乎不流入到场效应晶体管55，但是光电流Ipd的直流成分能够作为直流旁通电流Iaoc流入到场效应晶体管55。并且，随着控制电流Icnt增大而场效应晶体管54的栅极·源极间电压Vgs1增大，因此对应于此场效应晶体管55的漏极电流增大。由此，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc从光电流Ipd中抽出，从光电流Ipd中适当地进行直流成分的去除。需要说明的是，应该使输出端子52b的输出阻抗为何种程度的大小可以考虑TIA部11的输入阻抗来决定。例如，在将TIA部11的输入阻抗设为Zin时，输出端子52b的输出阻抗可以设定为100×Zin以上。输入阻抗Zin和输出端子52b的输出阻抗能够分别具有彼此不同的频率特性，因此只要至少在预定的频率范围(频带)内满足这种关系即可。
在可变电阻电路53中，场效应晶体管56被二极管连接，因此在场效应晶体管56的漏极接受控制电流Iagc1cnt时，在场效应晶体管56的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs2。场效应晶体管56的栅极和场效应晶体管57的栅极彼此电连接，场效应晶体管56的源极和场效应晶体管57的源极彼此电连接，因此场效应晶体管57的栅极·源极间电压变得与栅极·源极间电压Vgs2相等。向场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref，场效应晶体管57的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管57的漏极与源极之间的电位差几乎没有。由此，场效应晶体管57在(较深的)三极管区域进行动作。因此，场效应晶体管57作为可变电阻器起作用，场效应晶体管57的漏极的输出阻抗变低。由于场效应晶体管57的漏极与源极之间的电位差几乎没有，所以光电流Ipd的直流成分几乎不流入到场效应晶体管57，但是光电流Ipd的交流成分能够作为交流旁通电流Iagc1流入到场效应晶体管57。并且，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值的情况下，随着控制电流Icnt增大而场效应晶体管56的栅极·源极间电压Vgs2增大。因此，在光电流Ipd比较小的情况下，抑制交流旁通电流Iagc1的抽出，因此能够避免交流成分衰减。在光电流Ipd比较大的情况下，将光电流Ipd的交流成分作为交流旁通电流Iagc1从光电流Ipd中抽出，因此能够使光电流Ipd的交流成分衰减。因此，通过可变电阻电路53来控制跨阻放大电路10A的增益。
需要说明的是，电阻端子53b的输出阻抗也可以考虑TIA部11的输入阻抗Zin来决定。例如，在将TIA部11的增益可变比率设为A(A为比1大的实数)时，电阻端子53b的输出阻抗设定为Zin/(A-1)。由此，在将不进行AGC时的TIA部11的电流信号Iin的值设为Iinoff时，进行AGC时的电流信号Iin的值Iinon成为Iinon＝Iinoff/A。例如，在A＝2时电阻端子53b的输出阻抗与Zin大致相等，在使A比2大的情况下，电阻端子53b的输出阻抗成为比Zin小的值。因此，在同时进行AOC和AGC时，输出端子52b的输出阻抗设定成大于电阻端子53b的输出阻抗。另外，在不进行AGC时，电阻端子53b的输出阻抗可以设定为100×Zin以上。电阻端子53b的输出阻抗可以认为与上述的电阻值RAGC1相等。例如，通过使场效应晶体管57的栅极电压与场效应晶体管57的阈值电压大致相等而电阻端子53b的输出阻抗增大。输入阻抗Zin和电阻端子53b的输出阻抗能够分别具有彼此不同的频率特性，因此只要至少在预定的频率范围(频带)内满足上述的关系即可。
基准电压产生电路12具备电压放大器12a和在电压放大器12a的输入输出之间电连接的反馈电阻元件12b。在该结构中，基准电压产生电路12的输出阻抗在较宽的频率范围内变低。即，从TIA部11的输入端子观察的可变电阻电路53的阻抗在较宽的频率范围内变低。因此，能够容易从光电流Ipd中抽出交流旁通电流Iagc1。
DC偏置控制使用高阻抗的反馈电流源52来进行，因此对光电流Ipd的交流成分的影响较少(交流成分不向反馈电流源52流动)。另一方面，增益控制通过使用可变电阻电路53使光电流Ipd的交流成分偏置来进行，场效应晶体管57的漏极电位和源极电位大致相等，因此对光电流Ipd的直流成分的影响较少(直流成分不向可变电阻电路53流动)。其结果是，能够避免DC偏置控制和增益控制发生干涉。
如以上那样，根据跨阻放大电路10A，能够利用单一控制环路来进行控制，不会使跨阻放大电路10A的增益控制与用于使差分ΔVtia为0的DC偏置控制彼此干涉。
接着，参照图16～图18并说明另一实施方式的跨阻放大电路。图16是概略性地表示具备另一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构。图17是用于说明图16所示的场效应晶体管的端子间电容的图。图18是表示图17所示的端子间电容的电容值的例子的图。
如图16所示，光接收装置1B主要在取代跨阻放大电路10A而具备跨阻放大电路10B的方面与光接收装置1A不同。跨阻放大电路10B主要在取代旁通电路15而具备旁通电路15B的方面与跨阻放大电路10A不同。旁通电路15B主要在取代可变电阻电路53而具备可变电阻电路53B(第一可变电阻电路)的方面与旁通电路15不同。可变电阻电路53B主要在还具备电阻元件58(第一电阻元件)以及电阻元件59(第二电阻元件)的方面与可变电阻电路53不同。在可变电阻电路53B中，场效应晶体管57的栅极经由电阻元件58而与场效应晶体管56的漏极以及栅极电连接。
在此，虽然电路图中通常未表述，但是场效应晶体管中存在基板端子。场效应晶体管56的基板端子(第一基板端子；图16中用点线表述)经由电阻端子53c而与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接。向场效应晶体管56的基板端子输入(供给)基准电压信号Vref。场效应晶体管57的基板端子(第二基板端子)经由电阻元件59以及电阻端子53c而与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接。经由电阻元件59向场效应晶体管57的基板端子输入(供给)基准电压信号Vref。直流电流不向场效应晶体管57的基板端子流动，因此场效应晶体管57的基板端子的(直流)电位与场效应晶体管56的基板端子的(直流)电位相同，设定为基准电压信号Vref的电位。
如图17所示，场效应晶体管57在栅极(G)、源极(S)、漏极(D)以及基板端子(B)的各端子间具有电容成分。图18中示出了各电容成分的电容值的一例。图18所示的电容值是场效应晶体管57为130nmCMOS工艺、场效应晶体管57的栅极宽度(沟道宽度)W为30μm、场效应晶体管57的栅极长度(沟道长度)L为0.13μm且场效应晶体管57在较深的三极管区域进行动作的情况下的典型的电容值。
栅极·源极间的电容Cgs(第二电容)的电容值和栅极·漏极间的电容Cgd(第一电容)的电容值彼此相等，为7.1fF。漏极·源极间的电容Cds的电容值为2.6fF。栅极与基板端子之间的电容Cgb的电容值、源极与基板端子之间的电容Csb(第四电容)的电容值以及漏极与基板端子之间的电容Cdb(第三电容)的电容值彼此相等，为0.6fF。如此，场效应晶体管57相对于栅极在源极侧以及漏极侧具有对称的电容(电容Cgs以及电容Cgd)。换言之，场效应晶体管57以电容Cgd和电容Cgs彼此相等的方式构成。同样，场效应晶体管57相对于基板端子也在源极侧以及漏极侧具有对称的电容(电容Csb以及电容Cdb)。换言之，场效应晶体管57以电容Cdb和电容Csb彼此相等的方式构成。
需要说明的是，在表示场效应晶体管的栅极的个数的根数为奇数的情况下，通过使漏极的数目与源极的数目相同而获得电容Cgs的电容值和电容Cgd的电容值彼此相等且电容Csb的电容值和电容Cdb的电容值彼此相等的场效应晶体管57。例如，在根数为3的MOS晶体管的情况下，可以构成为漏极D-栅极G-源极S-栅极G-漏极D-栅极G-源极S。
电容Csb的电容值为电容Cgs的电容值的十分之一左右，电容Cdb的电容值为电容Cgd的电容值的十分之一左右。电容Csb以及电容Cdb具有与PN接合相伴的接合电容作为主要成分，相对于此电容Cgs以及电容Cgd具有基于栅极氧化膜的重叠电容作为主要成分。如此，除非有意使源极以及漏极的面积增大，否则电容Csb以及电容Cdb与电容Cgs以及电容Cgd相比足够小。
电阻元件58的电阻值Rg在高频中与由电容Cgd形成的阻抗Zcgd以及由Cgs形成的阻抗Zcgs相比足够大。电阻元件59的电阻值Rb与由电容Cdb形成的阻抗Zcdb以及由电容Csb形成的阻抗Zcsb相比足够大。
在如此构成的可变电阻电路53B中，从控制端子53a流入的控制电流Iagc1cnt向被二极管连接的场效应晶体管56流动，由此在场效应晶体管56的栅极与源极之间产生栅极·源极间电压Vgs2。场效应晶体管56的栅极和场效应晶体管57的栅极经由电阻元件58而彼此电连接，场效应晶体管56的源极和场效应晶体管57的源极彼此电连接。场效应晶体管56、57的栅极电阻与电阻元件58的电阻值相比非常大，因此场效应晶体管57的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs2相等。向场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref，向场效应晶体管57的漏极施加TIA部11的输入电位。基准电压信号Vref是与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此场效应晶体管57在较深的三极管区域(线性区域)进行动作。在线性区域中，在场效应晶体管57的漏极电压增大时，对应于此漏极电流也增大。尤其在漏极电压比较小时，漏极电流可视为与漏极电压成比例地变化(线性)。即，通过基准电压产生电路12而可变电阻电路53B的场效应晶体管56、57交流地接地，场效应晶体管57在较深的三极管区域中偏置。
在此，场效应晶体管56被二极管连接，因此场效应晶体管57的栅极通过电阻元件58以及被二极管连接的场效应晶体管56的微分电阻而与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接。被二极管连接的场效应晶体管56的微分电阻值为数kΩ程度，与由场效应晶体管57的电容Cgd形成的阻抗Zcgd相比相当小。阻抗Zcgd例如在1GHz下为22kΩ。假设电阻元件58的电阻值Rg为0Ω时，场效应晶体管56的栅极电位追随于低阻抗的源极电位(基准电压信号Vref的电位)。在该情况下，如上述式(3)所示的那样栅极·源极间电压Vgs2通过栅极·源极间电压Vgs0加上漏极·源极间电压Vds来表达。
因此，在可变电阻电路53B中，在三极管区域中偏置的场效应晶体管57的漏极电流Id(即交流旁通电流Iagc1)也用上述式(4)表示，电阻值RAGC1可用上述式(5)表示。同样，三极管区域中的跨导gm可用上述式(6)表示，因此三极管区域中的跨导gm与饱和动作中的跨导相比较的话小得能够无视。
另一方面，电阻元件58的电阻值Rg大于由电容Cgd形成的阻抗Zcgd(Rg＞＞Zcgd)，因此通过电阻元件58而场效应晶体管57的栅极与场效应晶体管56的栅极高频地(交流地)分离(绝缘)。电容Cgs的电容值和电容Cgd的电容值彼此相等，因此漏极·源极间电压Vds按一半分压，向场效应晶体管57的栅极施加漏极·源极间电压Vds的一半的电压(Vds/2)。
场效应晶体管57的栅极能够经由电容Cgb而与场效应晶体管57的基板端子高频地导通，因此场效应晶体管57的基板端子的电位能够经由电容Cgb给场效应晶体管57的栅极电位带来一点点影响。然而，电阻元件59的电阻值Rb大于由电容Cdb形成的阻抗Zcdb(Rb＞＞Zcdb)，因此通过电阻元件59而场效应晶体管57的基板端子与场效应晶体管57的源极高频地分离(绝缘)。电容Csb的电容值和电容Cdb的电容值彼此相等，因此漏极·源极间电压Vds按一半分压，向场效应晶体管57的基板端子施加漏极·源极间电压Vds的一半的电压(Vds/2)。因此，降低场效应晶体管57的基板端子的电位给场效应晶体管57的栅极电位带来的影响。
在该情况下，如式(8)所示，栅极·源极间电压Vgs2通过栅极·源极间电压Vgs0加上漏极·源极间电压Vds的一半来表达。
【数学式8】
Figure BDA0002602950600000491
通过将式(8)代入式(2)而获得式(9)。如式(9)所示，漏极电流Id(交流旁通电流Iagc1)与漏极·源极间电压Vds成比例，因此不包含非线性的成分。
【数学式9】
Figure BDA0002602950600000492
而且，如式(10)所示，利用漏极·源极间电压Vds对式(9)进行微分，计算该运算结果的倒数，由此获得微分电阻值Rd(电阻值RAGC1)。如式(10)所示，电阻值RAGC1不因漏极·源极间电压Vds而变化。
【数学式10】
Figure BDA0002602950600000493
即，通过使漏极·源极间电压Vds的一半(Vds/2)与三极管区域中进行动作的场效应晶体管57的栅极电压重叠，场效应晶体管57的微分电阻值Rd(电阻值RAGC1)不再取决于漏极·源极间电压Vds，从漏极·源极间电压Vds为0V时的电阻值开始不再变动。
即，可变电阻电路53B尽管具有与反馈电流源52相同的电路结构，但是不作为电流镜电路进行动作，场效应晶体管57作为通过栅极·源极间电压Vgs2来控制的线性的可变电阻器进行动作。电阻端子53b的电位和电阻端子53c的电位大致相同，因此光电流Ipd的直流成分几乎不流向可变电阻电路53B，光电流Ipd的交流成分的一部分作为交流旁通电流Iagc1流入到可变电阻电路53B(场效应晶体管57)。换言之，可变电阻电路53B根据控制电流Iagc1cnt而使交流旁通电流Iagc1在场效应晶体管57的漏极与源极之间流动。
即，光电流Ipd增大而差分ΔVtia增大，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时，将控制电流Iagc1cnt向可变电阻电路53B供给。由此，场效应晶体管56、57中产生栅极·源极间电压Vgs2。随着栅极·源极间电压Vgs2增大而场效应晶体管57的电阻值RAGC1减小，因此将光电流Ipd的除了直流成分以外的信号成分(交流成分)的一部分作为交流旁通电流Iagc1抽出。其结果是，降低TIA部11因大信号输入而饱和的可能性。
如上述那样，在较深的三极管区域(线性区域)中偏置的场效应晶体管57的漏极·源极间流动与漏极·源极间电压成比例的电流。基准电压信号Vref是与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此DC电流不流动，交流旁通电流Iagc1不扰乱DC偏置控制。通过场效应晶体管57的电阻值RAGC1的变化仅给AOC控制增益的特性带来影响。
场效应晶体管57的电阻值RAGC1不取决于漏极·源极间电压Vds，因此从光电流Ipd中以低失真抽出交流旁通电流Iagc1。其结果是，抑制失真的发生。
接着，说明跨阻放大电路10B的作用效果。图19A是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。图19B是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。图19C是表示图16所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的场效应晶体管的各端子中的振幅的变化的图。图20A是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。图20B是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。图20C是表示第二比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的场效应晶体管的各端子中的振幅的变化的图。
图19A～图19C以及图20A～图20C的横轴表示光信号Pin的光输入功率的平均值即输入光平均功率Pin_ave(单位：dBm)。图19A以及图20A的纵轴表示输出波形(差动电压信号Vout、Voutb的波形)的总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)(单位：％)。图19B以及图20B的纵轴表示电压信号Vtia的振幅(单位：mVpp)。图19C以及图20C的纵轴表示场效应晶体管57的漏极电位Vd、栅极电位Vg以及源极电位Vs的振幅(单位：mVpp)。
图19A～图19C所示的计算结果是跨阻放大电路10B中的计算结果(以下称为“第二实施例”。)。图20A～图20C所示的计算结果是第二比较例的跨阻放大电路中的计算结果(以下称为“第二比较例”。)。第二比较例的跨阻放大电路与跨阻放大电路10B相比主要电阻元件58的电阻值Rg以及电阻元件59的电阻值Rb不同。在第二实施例的跨阻放大电路中，电阻元件58的电阻值Rg设定为200kΩ，电阻元件59的电阻值Rb设定为5kΩ。在第二比较例的跨阻放大电路中，电阻元件58的电阻值Rg以及电阻元件59的电阻值Rb均设定为0Ω。
偏置电流Iofs的电流值设定成在输入光平均功率Pin_ave超过-1dBm附近时AGC进行动作。作为总谐波失真，计算考虑了10次谐波的总谐波失真。为了避免在后段的差动放大电路13A中发生失真，以电压信号Vtia的振幅最大不超过500mVpp的方式决定场效应晶体管57的尺寸。TIA部11的增益(电压增益)设定为10倍，反馈电阻元件11b的电阻值设定为550Ω。作为光信号Pin，使用通过用1GHz的正弦波进行强度调制而获得的光信号，光信号Pin的振幅设定成与输入光平均功率Pin_ave相同(消光比为约5dB)。受光元件PD的光电转换增益为了简化计算而设定为1.0A/W。
对图19A和图20A进行比较的话，可知在输入光平均功率Pin_ave为3dBm时，第二比较例中THD为5.2％，相对于此第二实施例中THD降低为4.1％。对图19B和图20B进行比较的话，可知在第二比较例以及第二实施例中，彼此同等地控制电压信号Vtia的振幅。即，可知尽管第二实施例中的交流旁通电流Iagc1的抽出量与第二比较例同等，但是第二实施例的THD与第二比较例的THD相比有改善。根据图20C，可知第二比较例的栅极·源极间电压Vgs2用式(3)表示，因此栅极电位Vg的振幅与源极电位Vs的振幅大致相等。另一方面，根据图19C，可知在第二实施例中栅极电位Vg的振幅为漏极电位Vd的振幅的大致一半。这表示场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds通过电容Cgs和电容Cgd而分压，栅极·源极间电压Vgs2用式(8)表示。根据图19C以及图20C，在第二比较例以及第二实施例中，均在输入光平均功率Pin_ave超过-1dB时源极电位Vs的振幅增大。这起因于基准电压产生电路12的输出阻抗不为0，因此随着交流旁通电流Iagc1增大而基准电压信号Vref由光电流Ipd调制。如以上那样，在增益控制时(AGC动作时)，在第二实施例中与第二比较例相比能够将THD改善约1％。
如以上说明的那样，在跨阻放大电路10B中，通过旁通电路15B而生成直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1，从由受光元件PD生成的光电流Ipd中抽出直流旁通电流Iaoc以及交流旁通电流Iagc1，由此生成电流信号Iin。并且，通过TIA部11将电流信号Iin转换成电压信号Vtia，通过差动放大电路13A根据电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia来生成差动电压信号Vout、Voutb。在可变电阻电路53B中，场效应晶体管56被二极管连接，因此在场效应晶体管56的漏极接受控制电流Iagc1cnt时，在场效应晶体管56的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs2。场效应晶体管56的栅极和场效应晶体管57的栅极经由电阻元件58而彼此电连接，向场效应晶体管56的源极和场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref。场效应晶体管56、57的栅极电阻与电阻元件58的电阻值Rg相比非常大，因此场效应晶体管57的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs2相等。
向场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref，场效应晶体管57的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管57的漏极与源极之间的电位差几乎没有。由此，场效应晶体管57在(较深的)三极管区域进行动作。因此，场效应晶体管57作为可变电阻器起作用，场效应晶体管57的漏极的输出阻抗变低。由于场效应晶体管57的漏极与源极之间电位差几乎没有，所以光电流Ipd的直流成分几乎不流入到场效应晶体管57，但是光电流Ipd的交流成分能够作为交流旁通电流Iagc1流入到场效应晶体管57。使通过放大控制电流Icnt而生成的电流与偏置电流Iofs的差分(差电流)以放大率γ放大，由此获得控制电流Iagc1cnt。因此，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值的情况下，随着控制电流Icnt增大而控制电流Iagc1cnt增大，场效应晶体管56的栅极·源极间电压Vgs2也增大。因此，在光电流Ipd具有较小或中程度的信号强度的情况下，抑制交流旁通电流Iagc1的抽出，因此能够避免光电流Ipd的交流成分衰减。在光电流Ipd具有较大的信号强度的情况下，将光电流Ipd的交流成分作为交流旁通电流Iagc1从光电流Ipd中抽出，因此能够使光电流Ipd的交流成分衰减。如此，通过可变电阻电路53B来控制跨阻放大电路10B的增益。
场效应晶体管57的栅极经由电阻元件58而与场效应晶体管56的栅极电连接，场效应晶体管56被二极管连接，因此场效应晶体管57的栅极经由电阻元件58以及场效应晶体管56的微分电阻而与基准电压产生电路12的输出端子(基准电压信号Vref)连接。但是，电阻元件58的电阻值Rg大于由电容Cgd形成的阻抗Zcgd，因此通过电阻元件58而场效应晶体管57的栅极和场效应晶体管56的栅极能够高频地分离(绝缘)。因此，将通过电容Cgd和电容Cgs对漏极·源极间电压Vds进行了分压后的电压施加于场效应晶体管57的栅极。场效应晶体管57以电容Cgd和电容Cgs彼此相等的方式构成，因此将漏极·源极间电压Vds的一半程度的电压施加于场效应晶体管57的栅极。由此，抑制场效应晶体管57的微分电阻值(电阻值RAGC1)因漏极·源极间电压Vds而变动。其结果是，抑制失真的发生，因此能够改善信号品质。
需要说明的是，可变电阻电路53B的电阻端子53b的输出阻抗与可变电阻电路53的电阻端子53b的输出阻抗一样，也可以考虑TIA部11的输入阻抗Zin来决定。
场效应晶体管57的基板端子经由电容Cgb而与场效应晶体管57的栅极电连接，因此场效应晶体管57的基板端子的电位可能经由电容Cgb给场效应晶体管57的栅极电位带来影响。相对于此，经由电阻元件59向场效应晶体管57的基板端子供给基准电压信号Vref，电阻元件59的电阻值Rb大于由电容Cdb形成的阻抗Zcdb(Rb＞＞Zcdb)且大于由电容Csb形成的阻抗Zcsb(Rb＞＞Zcsb)，因此通过电阻元件59而场效应晶体管57的基板端子能够与场效应晶体管57的外部高频地分离(绝缘)。场效应晶体管57以电容Cdb和电容Csb彼此相等的方式构成，因此将漏极·源极间电压Vds的一半程度的电压施加于场效应晶体管57的基板端子。由此，场效应晶体管57的基板端子的电位为与场效应晶体管57的栅极电位相同的程度，因此能够减轻场效应晶体管57的基板端子的电位给场效应晶体管57的栅极电位带来的影响。其结果是，进一步抑制失真的发生，因此能够进一步改善信号品质。
旁通电路15B具备根据控制电流Icnt来生成直流旁通电流Iaoc的反馈电流源52和根据控制电流Icnt来生成交流旁通电流Iagc1的可变电阻电路53B。控制电路51以随着控制电流Icnt增大而直流旁通电流Iaoc增大的方式控制反馈电流源52，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值的情况下以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1增大的方式控制可变电阻电路53B。根据该结构，能够利用单一的控制环路来实现去除直流成分的控制和跨阻放大电路10B的增益控制，因此能够抑制电路规模增大。
在反馈电流源52中，场效应晶体管54被二极管连接，因此在场效应晶体管54的漏极接受控制电流Iaoccnt时，在场效应晶体管54的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs1。场效应晶体管54的栅极和场效应晶体管55的栅极彼此电连接，场效应晶体管54的源极和场效应晶体管55的源极彼此电连接，因此场效应晶体管55的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs1相等。场效应晶体管55的源极与场效应晶体管54的源极即接地电位GND电连接，场效应晶体管55的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管55的源极与漏极之间的电位差增大。由此，场效应晶体管55在饱和区域进行动作。因此，场效应晶体管55作为电流源起作用，场效应晶体管55的漏极的输出阻抗增大。因此，光电流Ipd的交流成分几乎不流入到场效应晶体管55，但是光电流Ipd的直流成分能够作为直流旁通电流Iaoc流入到场效应晶体管55。并且，随着控制电流Icnt增大而场效应晶体管54的栅极·源极间电压Vgs1增大，因此相应地场效应晶体管55的漏极电流增大。由此，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc从光电流Ipd中抽出，从光电流Ipd中适当地进行直流成分的去除。需要说明的是，应该使输出端子52b的输出阻抗应为何种程度的大小可以考虑TIA部11的输入阻抗来决定。例如，在将TIA部11的输入阻抗设为Zin时，输出端子52b的输出阻抗可以设定为100×Zin以上。输入阻抗Zin和输出端子52b的输出阻抗能够分别具有彼此不同的频率特性，因此只要至少在预定的频率范围(频带)内满足这种关系即可。
基准电压产生电路12具备电压放大器12a和在电压放大器12a的输入输出之间电连接的反馈电阻元件12b。在该结构中，基准电压产生电路12的输出阻抗在较宽的频率范围内变低。即，从TIA部11的输入端子观察的可变电阻电路53B的阻抗在较宽的频率范围内变低。因此，能够容易从光电流Ipd中抽出交流旁通电流Iagc1。
直流成分去除使用高阻抗的反馈电流源52来进行，因此对光电流Ipd的交流成分的影响较少(交流成分不向反馈电流源52流动)。另一方面，增益控制通过使用可变电阻电路53B使光电流Ipd的交流成分偏置来进行，场效应晶体管57的漏极电位和源极电位大致相等，因此对光电流Ipd的直流成分的影响较少(直流成分不向可变电阻电路53B流动)。其结果是，能够避免直流成分的去除的控制和增益控制发生干涉。
如以上那样，根据跨阻放大电路10B，能够利用单一控制环路来进行控制而不会使跨阻放大电路10B的增益控制与用于使差分ΔVtia为0的DC偏置控制彼此干涉，且能够以低失真进行增益控制。
接着，参照图21～图23说明又一实施方式的跨阻放大电路。图21是概略性地表示具备又一实施方式的跨阻放大电路的光接收装置的结构的图。图22是表示向图21所示的控制电路供给的控制电流与由控制电路生成的电流之间的关系的图。图23是表示图21所示的控制电路的电路结构例的图。
如图21所示，光接收装置1C主要在取代跨阻放大电路10A而具备跨阻放大电路10C的方面与光接收装置1A不同。跨阻放大电路10C主要在取代旁通电路15而具备旁通电路15C的方面与跨阻放大电路10A不同。在跨阻放大电路10C中，电流信号Iin通过从光电流Ipd中抽出直流旁通电流Iaoc、交流旁通电流Iagc1以及交流旁通电流Iagc2(另一交流旁通电流、第二交流旁通电流)而生成。
旁通电路15C主要在根据控制电流Icnt来生成直流旁通电流Iaoc、交流旁通电流Iagc1以及交流旁通电流Iagc2的方面、取代控制电路51而具备控制电路51C的方面以及还具备可变电阻电路80(另一可变电阻电路、第二可变电阻电路)的方面与旁通电路15不同。控制电路51C主要在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值的情况下以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1、Iagc2增大的方式控制可变电阻电路53、80的方面与控制电路51不同。
具体而言，控制电路51C从控制电流生成电路14A(OTA42A)接受控制电流Icnt，根据控制电流Icnt来生成控制电流Iaoccnt、控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt(第三控制电流)。控制电路51C将控制电流Iaoccnt向反馈电流源52输出，通过控制电流Iaoccnt来控制反馈电流源52。控制电路51C将控制电流Iagc1cnt向可变电阻电路53输出，通过控制电流Iagc1cnt来控制可变电阻电路53。控制电路51C将控制电流Iagc2cnt向可变电阻电路80输出，通过控制电流Iagc2cnt来控制可变电阻电路80。
如图22所示，控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt的电流值在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下与控制电流Icnt的电流值成比例。换言之，控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt的电流值是从控制电流Icnt减去偏置电流Iofs的电流值而得到的电流值的γ倍(Iagc1cnt＝Iagc2cnt＝γ×(Icnt-Iofs))。控制电路51C例如生成具有预定的电流值(偏置电流值)的偏置电流Iofs，使通过放大控制电流Icnt而生成的电流(在此为控制电流Icnt)与偏置电流Iofs的差分(差电流)以放大率γ放大，由此生成控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt。
控制电流Iaoccnt的电流值是控制电流Icnt的电流值的α倍加上控制电流Iagc2cnt的电流值后的值(Iaoccnt＝α×Icnt+Iagc2cnt)。控制电路51C例如将通过使控制电流Icnt以放大率α放大而生成的电流加上控制电流Iagc2cnt，由此生成控制电流Iaoccnt。如此，在控制电流Iaoccnt中，调整放大率α，在控制电流Iagc1cnt、Iagc2cnt中，调整用于决定开始自动增益控制(AGC)的电流的偏置电流值和决定AGC的控制灵敏度的放大率γ。
图23所示的控制电路51C具有用于实现图22所示的控制电流Iaoccnt、控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt的电路结构。如图23所示，控制电路51C的电路结构主要在还具备输出端子51e和晶体管71、72的方面与控制电路51的电路结构不同。输出端子51e与可变电阻电路80的控制端子80a电连接，向可变电阻电路80输出控制电流Iagc2cnt。
晶体管71、72是例如具有MOS构造的场效应晶体管(MOSFET)。在图23所示的例子中，晶体管71、72是P沟道MOS晶体管。晶体管68、71以及晶体管68、72分别构成电流镜电路。晶体管68作为输入晶体管起作用，晶体管71、72作为输出晶体管起作用。晶体管71、72的源极与电源端子51d电连接。晶体管71、72各自的栅极与晶体管68的栅极以及漏极电连接。晶体管71的漏极与输出端子51e电连接。晶体管72的漏极经由节点N2而与输出端子51b电连接。
如上述那样，仅在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下，电差流(Icnt-Iofs)流向晶体管68的漏极，与晶体管68的漏极电流(差电流)的大小成比例的大小的输出电流(漏极电流)从晶体管69的漏极作为控制电流Iagc1cnt输出，从晶体管71、72的漏极分别作为控制电流Iagc2cnt输出。
在此，由晶体管68、69、71、72构成的电流镜电路的电流镜比设定为1：γ：γ：γ。即，控制电流Iagc1cnt、Iagc2cnt是通过使差电流(Icnt-Iofs)放大γ倍而获得的大小的电流(γ×(Icnt-Iofs))。需要说明的是，利用晶体管68、69的电流镜电路生成的控制电流Iagc1cnt从晶体管69的漏极朝向输出端子51c流动。利用晶体管68、71的电流镜电路生成的控制电流Iagc2cnt从晶体管71的漏极朝向输出端子51e流动。利用晶体管68、72的电流镜电路生成的控制电流Iagc2cnt从晶体管72的漏极朝向节点N2流动，在节点N2处与从晶体管65的漏极输出的漏极电流合成。晶体管65的漏极电流是通过使控制电流Icnt放大α倍而获得的大小的电流(α×Icnt)。需要说明的是，晶体管65的漏极电流从晶体管65的漏极朝向节点N2流动。通过晶体管65的漏极电流与控制电流Iagc2cnt合成而生成控制电流Iaoccnt，控制电流Iaoccnt从节点N2朝向输出端子51b流动。
另一方面，在控制电流Icnt的电流值小于偏置电流Iofs的电流值的情况下，电流不向晶体管68流动，因此通过被二极管连接的晶体管68，节点N1的电位被高电阻向电源电压VCC侧上拉。并且，晶体管67的漏极·源极间电压减小，因此晶体管66、67不作为电流镜电路进行动作。此时，晶体管67在三极管区域(线性区域)内进行动作，因此节点N1的电位被低电阻向电源电压VCC侧上拉。
未向晶体管68施加栅极·源极间电压，因此被施加栅极·源极间电压的晶体管67的电阻值小于晶体管68的电阻值。如此，通过晶体管67在三极管区域进行动作，晶体管67变得无法供给偏置电流Iofs，同时来自晶体管63的控制电流Icnt全部在晶体管67中流动。由此，仅在控制电流Icnt的电流值大于偏置电流Iofs的电流值的情况下(在Icnt-Iofs＞0的区域)，控制电流Iagc1cnt从输出端子51c输出，控制电流Iagc2cnt从输出端子51e以及晶体管72的漏极输出。
如此，控制电流Iagc1cnt和控制电流Iagc2cnt具有彼此相同的电流量，向彼此相同的方向流动。即，控制电流Iagc1cnt、Iagc2cnt以从电源电压VCC朝向接地电位GND排出的方式流动。
需要说明的是，通过图23所示的控制电路51C，获得图22的输入输出特性，但是上述的电流镜比能够适当变更。作为控制电路51C的电路结构，也可以采用能够获得图22的输入输出特性的别的电路结构。
旁通电路15C中的反馈电流源52以及可变电阻电路53的电路结构与旁通电路15中的反馈电流源52以及可变电阻电路53的电路结构相同，因此省略它们的说明。如后述那样，控制电流Iagc2cnt从可变电阻电路80朝向TIA部11的输入端子流出，使光电流Ipd的直流成分增大。因此，通过反馈电流源52而生成的直流旁通电流Iaoc被设定为包含控制电流Iagc2cnt。具体而言，如图22所示，将通过使控制电流Icnt以放大率α放大而生成的电流加上控制电流Iagc2cnt，由此生成控制电流Iaoccnt。由此，从光电流Ipd中将直流成分以及控制电流Iagc2cnt作为直流旁通电流Iaoc抽出。其结果是，从差分ΔVtia中去除直流成分以及低频成分，电压信号Vtia的电位与基准电压信号Vref的电位一致(DC偏置控制)。
可变电阻电路80是根据控制电流Icnt来生成交流旁通电流Iagc2的电路。更具体而言，可变电阻电路80根据控制电流Iagc2cnt来生成交流旁通电流Iagc2。可变电阻电路80具有控制端子80a、电阻端子80b和电阻端子80c。控制端子80a与控制电路51C的输出端子51e电连接，从控制电路51C接受控制电流Iagc2cnt。电阻端子80b与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接，从基准电压产生电路12接受基准电压信号Vref。电阻端子80c与输入端子10a电连接。可变电阻电路80具备场效应晶体管81(第五场效应晶体管)和场效应晶体管82(第六场效应晶体管)。
场效应晶体管81、82分别是例如N沟道MOS晶体管。场效应晶体管81的尺寸和场效应晶体管82的尺寸既可以彼此相同，也可以彼此不同。场效应晶体管81、82的源极彼此电连接，并且经由电阻端子80c而与输入端子10a电连接。场效应晶体管81的漏极经由控制端子80a而与控制电路51C的输出端子51e电连接，从控制电路51C接受控制电流Iagc2cnt。场效应晶体管81的栅极与场效应晶体管81的漏极电连接。场效应晶体管82的栅极与场效应晶体管81的漏极以及栅极电连接。场效应晶体管82的漏极经由电阻端子80b而与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子电连接。向场效应晶体管82的漏极输入(供给)基准电压信号Vref。换言之，与基准电压产生电路12连接的电阻端子和与输入端子10a连接的电阻端子之间的关系在可变电阻电路53和可变电阻电路80中相反。
在如此构成的可变电阻电路80中，从控制端子80a流入的控制电流Iagc2cnt向被二极管连接的场效应晶体管81流动，由此在场效应晶体管81的栅极与源极之间产生栅极·源极间电压Vgs3。场效应晶体管81的栅极和场效应晶体管82的栅极彼此电连接，场效应晶体管81的源极和场效应晶体管82的源极彼此电连接，因此场效应晶体管82的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs3相等。向场效应晶体管82的漏极供给基准电压信号Vref，向场效应晶体管82的源极施加TIA部11的输入电位。基准电压信号Vref是与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此场效应晶体管82在较深的三极管区域(线性区域)进行动作。在线性区域中，场效应晶体管82的漏极电压增大时，相应地漏极电流也增大。尤其在漏极电压比较小时，漏极电流能够视为与漏极电压成比例地变化(线性)。将场效应晶体管82的与漏极电流相对的漏极电压的比表示为电阻值RAGC2。
其结果是，场效应晶体管82与场效应晶体管57一样作为通过栅极·源极间电压Vgs3来控制的可变电阻器进行动作。场效应晶体管82的电阻值RAGC2与电阻值RAGC1一样用式(5)表示。即，通过基准电压产生电路12，场效应晶体管82交流地接地，场效应晶体管82在较深的三极管区域偏置。电阻端子80b的电位和电阻端子80c的电位大致相同，因此光电流Ipd的直流成分几乎不向可变电阻电路80流动，光电流Ipd的交流成分的一部分作为交流旁通电流Iagc2流入到可变电阻电路80(场效应晶体管82)。换言之，可变电阻电路80根据控制电流Iagc2cnt而使交流旁通电流Iagc2在场效应晶体管82的漏极与源极之间流动。交流旁通电流Iagc2为交流成分，因此交流旁通电流Iagc2根据光电流Ipd而既有时从场效应晶体管82的源极向漏极流动，也有时从场效应晶体管82的漏极向源极流动。
即，光电流Ipd增大而差分ΔVtia增大，在控制电流Icnt超过偏置电流Iofs的电流值时，将控制电流Iagc2cnt向可变电阻电路80供给。由此，场效应晶体管81、82中产生栅极·源极间电压Vgs3。随着栅极·源极间电压Vgs3增大而场效应晶体管82的电阻值RAGC2减小，因此将光电流Ipd的除直流成分以外的信号成分(交流成分)的一部分作为交流旁通电流Iagc2抽出。其结果是，降低TIA部11因大信号输入而饱和的可能性。
在较深的三极管区域(线性区域)中偏置的场效应晶体管82的漏极·源极间流动与漏极·源极间电压成比例的电流。基准电压信号Vref是与TIA部11的输入电位大致相同的电位，因此DC电流不流动，交流旁通电流Iagc2不扰乱DC偏置控制。通过场效应晶体管82的电阻值RAGC2的变化而仅给AOC控制增益的特性带来影响。
需要说明的是，在可变电阻电路80中，从控制端子80a流入的控制电流Iagc2cnt向被二极管连接的场效应晶体管81流动，从电阻端子80c朝向TIA部11的输入端子流出，使光电流Ipd的直流成分增大。如上述那样，控制电流Iagc2cnt通过反馈电流源52而作为直流旁通电流Iaoc的一部分抽出。由此，抑制以控制电流Iagc2cnt为起因而电压信号Vtia的电位发生DC偏置。
接着，说明可变电阻电路53与可变电阻电路80之间的关系。在TIA部11的输入端子中，通过电流信号Iin而产生最大100mV程度的振幅。伴随于该电位变动，场效应晶体管57、82的漏极·源极间电压Vds可能发生变动。如上述那样，场效应晶体管57的漏极以及场效应晶体管82的源极与输入端子10a(TIA部11的输入端子)共通地连接，场效应晶体管57的源极以及场效应晶体管82的漏极与基准电压产生电路12(电压放大器12a)的输出端子共通地连接。因此，伴随于上述的电位变动，场效应晶体管57以及场效应晶体管82中产生彼此反向(反极性)的漏极·源极间电压Vds(的变动)。
可变电阻电路53和可变电阻电路80在输入端子10a与基准电压产生电路12的输出端子之间并联地连接，因此从输入端子10a(TIA部11的输入)观察的可变电阻电路53与可变电阻电路80的合成电阻值RAGCT、电阻值RAGC1和电阻值RAGC2满足式(11)的关系。在此，场效应晶体管57和场效应晶体管82是相同构造的晶体管，具有相同尺寸，具有彼此相同的电气特性。即，场效应晶体管57的固有增益β、栅极·源极间电压Vgs0以及阈值电压Vth与场效应晶体管82的固有增益β、栅极·源极间电压Vgs0以及阈值电压Vth分别相等。在该情况下，电阻值RAGC1以及电阻值RAGC2均用式(5)表示，但是场效应晶体管57以及场效应晶体管82中产生反极性的漏极·源极间电压Vds，因此将场效应晶体管57中产生的漏极·源极间电压Vds设为“+Vds”，将场效应晶体管82中产生的漏极·源极间电压Vds设为“-Vds”。
【数学式11】
Figure BDA0002602950600000631
通过整理式(11)而获得式(12)。如式(12)所示，合成电阻值RAGCT不包含漏极·源极间电压Vds的成分，因此不因漏极·源极间电压Vds而变化。因此，合成电阻值RAGCT不再取决于漏极·源极间电压Vds，从漏极·源极间电压Vds为0V时的电阻值开始不再变动。由此，从光电流Ipd中以低失真抽出交流成分。
【数学式12】
Figure BDA0002602950600000632
例如，在因TIA部11的输入端子处的电位变动而输入端子10a的电位与基准电压信号Vref相比增大电压Δvds的情况下，场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds成为+Δvds，场效应晶体管82的漏极·源极间电压Vds成为-Δvds。此时，在可变电阻电路53中，基于电压Δvds的电流Δids从电阻端子53b朝向电阻端子53c流动。另一方面，在可变电阻电路80中，基于电压Δvds的电流Δids从电阻端子80b朝向电阻端子80c流动。这些电流Δids相对于基准电压产生电路12而彼此反向地流动、抵消。因此，基准电压产生电路12的基准电压信号Vref不取决于光电流Ipd而大致恒定。由此，基准电压信号Vref稳定，因此漏极·源极间电压Vds给合成电阻值RAGCT带来的影响进一步降低。即，可变电阻电路53和可变电阻电路80处于补偿非线性度的关系。因此，在跨阻放大电路10C中，能够将电流信号Iin放大而不使电流信号Iin失真。
接着，说明跨阻放大电路10C的作用效果。图24A是表示图21所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。图24B是表示图21所示的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。图25A是表示第三比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的总谐波失真的变化的图。图25B是表示第三比较例的跨阻放大电路中的与输入光平均功率相对的TIA部的输出振幅的变化的图。
图24A、图24B、图25A以及图25B的横轴表示光信号Pin的光输入功率的平均值即输入光平均功率Pin_ave(单位：dBm)。图24A以及图25A的纵轴表示输出波形(差动电压信号Vout、Voutb的波形)的总谐波失真(Total Harmonic Distortion；THD)(单位：％)。图24B以及图25B的纵轴表示电压信号Vtia的振幅(单位：mVpp)。
图24A以及图24B所示的计算结果是跨阻放大电路10C中的计算结果(以下称为“第三实施例”。)。图25A以及图25B所示的计算结果是第三比较例的跨阻放大电路中的计算结果(以下称为“第三比较例”。)。第三比较例的跨阻放大电路与跨阻放大电路10C相比主要在不具备可变电阻电路80的方面以及将场效应晶体管57的电阻值RAGC1设定为跨阻放大电路10C的一半的方面不同。即，第三比较例的跨阻放大电路的结构与第二比较例的跨阻放大电路的结构相同。
偏置电流Iofs的电流值被设定为在输入光平均功率Pin_ave超过-1dBm附近时AGC进行动作。作为总谐波失真，计算考虑了10次谐波的总谐波失真。为了避免在后段的差动放大电路13A中产生失真，以电压信号Vtia的振幅最大不超过500mVpp的方式决定场效应晶体管57的尺寸。TIA部11的增益(电压增益)设定为10倍，反馈电阻元件11b的电阻值设定为550Ω。作为光信号Pin，使用通过用1GHz的正弦波进行强度调制而获得的光信号，光信号Pin的振幅设定成与输入光平均功率Pin_ave相同(消光比为约5dB)。受光元件PD的光电转换增益为了简化计算而设定为1.0A/W。
对图24A和图25A进行比较的话，可知在输入光平均功率Pin_ave为3dBm时，第三比较例中THD为5.2％，相对于此第三实施例中THD降低为4.1％。对图24B和图25B进行比较的话，可知在第三比较例以及第三实施例中，彼此同等地控制电压信号Vtia的振幅。即，可知尽管第三实施例中的交流旁通电流Iagc1的抽出量与第三比较例同等，但是第三实施例的THD与第三比较例的THD相比有改善。
在第三实施例中，可变电阻电路53中的漏极·源极间电压Vds和可变电阻电路80中的漏极·源极间电压Vds互补地变化，因此场效应晶体管57的电阻值RAGC1的失真被场效应晶体管82的电阻值RAGC2的失真抵消。即，场效应晶体管82的漏极以及源极的连接点与可变电阻电路53的漏极以及源极的连接点颠倒(调换)，因此在可变电阻电路53中的漏极·源极间电压Vds为正的值的情况下，场效应晶体管82中的漏极·源极间电压Vds为负的值。因此，可变电阻电路53、80如式(11)以及式(12)所示的那样，以场效应晶体管57的电阻值RAGC1的失真和场效应晶体管82的电阻值RAGC2的失真彼此消除的方式进行动作。
如以上说明的那样，在跨阻放大电路10C中，通过旁通电路15C而生成直流旁通电流Iaoc、交流旁通电流Iagc1以及交流旁通电流Iagc2，从由受光元件PD生成的光电流Ipd中抽出直流旁通电流Iaoc、交流旁通电流Iagc1以及交流旁通电流Iagc2，由此生成电流信号Iin。并且，通过TIA部11将电流信号Iin转换成电压信号Vtia，通过差动放大电路13A根据电压信号Vtia与基准电压信号Vref的差分ΔVtia来生成差动电压信号Vout、Voutb。
在可变电阻电路53中，场效应晶体管56被二极管连接，因此在场效应晶体管56的漏极接受控制电流Iagc1cnt时，在场效应晶体管56的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs2。场效应晶体管56的栅极和场效应晶体管57的栅极彼此电连接，场效应晶体管56的源极和场效应晶体管57的源极彼此电连接，因此场效应晶体管57的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs2相等。向场效应晶体管57的源极供给基准电压信号Vref，场效应晶体管57的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管57的漏极与源极之间的电位差几乎没有。由此，场效应晶体管57在(较深的)三极管区域进行动作。因此，场效应晶体管57作为可变电阻器起作用，场效应晶体管57的漏极的输出阻抗变低。
同样，在可变电阻电路80中，场效应晶体管81被二极管连接，因此在场效应晶体管81的漏极接受控制电流Iagc2cnt时，在场效应晶体管81的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs3。场效应晶体管81的栅极和场效应晶体管82的栅极彼此电连接，场效应晶体管81的源极和场效应晶体管82的源极彼此电连接，因此场效应晶体管82的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs3相等。向场效应晶体管82的漏极供给基准电压信号Vref，场效应晶体管82的源极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管82的漏极与源极之间的电位差几乎没有。由此，场效应晶体管82在(较深的)三极管区域进行动作。因此，场效应晶体管82作为可变电阻器起作用，场效应晶体管82的源极的输出阻抗变低。
场效应晶体管57的漏极与源极之间的电位差几乎没有，场效应晶体管82的漏极与源极之间的电位差几乎没有。因此，光电流Ipd的直流成分几乎不流入到场效应晶体管57、82，但是光电流Ipd的交流成分能够作为交流旁通电流Iagc1、Iagc2流入到场效应晶体管57、82。将通过放大控制电流Icnt而生成的电流与偏置电流Iofs的差分(差电流)以放大率γ放大，由此获得控制电流Iagc1cnt、Iagc2cnt。因此，在控制电流Icnt超过了偏置电流Iofs的电流值的情况下，随着控制电流Icnt增大而控制电流Iagc1cnt、Iagc2cnt增大，栅极·源极间电压Vgs2、Vgs3也增大。因此，在光电流Ipd具有较小或中程度的信号强度的情况下，抑制交流旁通电流Iagc1、Iagc2的抽出，因此能够避免光电流Ipd的交流成分衰减。在光电流Ipd具有较大的信号强度的情况下，光电流Ipd的交流成分作为交流旁通电流Iagc1、Iagc2从光电流Ipd中抽出，因此能够使光电流Ipd的交流成分衰减。如此，通过可变电阻电路53、80来控制跨阻放大电路10C的增益。
场效应晶体管57的电阻值RAGC1以及可变电阻电路80的场效应晶体管82的电阻值RAGC2包含漏极·源极间电压Vds的成分，因此可能因漏极·源极间电压Vds而变化。在场效应晶体管57中，向源极供给基准电压信号Vref，漏极与输入端子10a电连接。相对于此，在场效应晶体管82中，向漏极供给基准电压信号Vref，源极与输入端子10a电连接。因此，场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds的极性和场效应晶体管82的漏极·源极间电压Vds的极性彼此相反。因此，在从输入端子10a观察的基于可变电阻电路53和可变电阻电路80的合成电阻值RAGCT中，场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds的成分和场效应晶体管82的漏极·源极间电压Vds的成分彼此抵消。由此，抑制合成电阻值RAGCT因场效应晶体管57的漏极·源极间电压Vds以及场效应晶体管82的漏极·源极间电压Vds而变动。其结果是，抑制失真的发生，因此能够改善信号品质。
需要说明的是，根据电阻端子53b的输出阻抗与电阻端子80c的输出阻抗的合成输出阻抗而跨阻放大电路10C的增益发生变化。合成输出阻抗与可变电阻电路53、53B的电阻端子53b的输出阻抗一样可以考虑TIA部11的输入阻抗Zin来决定。例如，在将TIA部11的增益可变比率设为A(A为比1大的实数)时，合成输出阻抗设定为Zin/(A-1)。由此，在将不进行AGC时的TIA部11的电流信号Iin的值设为Iinoff时，进行AGC时的电流信号Iin的值Iinon成为Iinon＝Iinoff/A。例如，在A＝2时合成输出阻抗与Zin大致相等，使A比2大的情况下的合成输出阻抗成为比Zin小的值。因此，在同时进行AOC和AGC时，输出端子52b的输出阻抗设定成大于合成输出阻抗。另外，在不进行AGC时，合成输出阻抗可以设定为100×Zin以上。合成输出阻抗可以认为与上述的合成电阻值RAGCT相等。输入阻抗Zin和合成输出阻抗能够分别具有彼此不同的频率特性，因此只要至少在预定的频率范围(频带)内满足上述的关系即可。
旁通电路15C具备根据控制电流Icnt来生成直流旁通电流Iaoc的反馈电流源52、根据控制电流Icnt来生成交流旁通电流Iagc1的可变电阻电路53和根据控制电流Icnt来生成交流旁通电流Iagc2的可变电阻电路80。控制电路51C以随着控制电流Icnt增大而直流旁通电流Iaoc增大的方式控制反馈电流源52，在控制电流Icnt超过了偏置电流Iofs的电流值的情况下以随着控制电流Icnt增大而交流旁通电流Iagc1、Iagc2增大的方式控制可变电阻电路53、80。根据该结构，能够利用单一的控制环路来实现去除直流成分的控制(DC偏置控制)和跨阻放大电路10C的增益控制，因此能够抑制电路规模增大。
在反馈电流源52中，场效应晶体管54被二极管连接，因此在场效应晶体管54的漏极接受控制电流Iaoccnt时，在场效应晶体管54的栅极与源极之间生成栅极·源极间电压Vgs1。场效应晶体管54的栅极和场效应晶体管55的栅极彼此电连接，场效应晶体管54的源极和场效应晶体管55的源极彼此电连接，因此场效应晶体管55的栅极·源极间电压与栅极·源极间电压Vgs1相等。场效应晶体管55的源极与场效应晶体管54的源极即接地电位GND电连接，场效应晶体管55的漏极与输入端子10a电连接，因此场效应晶体管55的源极与漏极之间的电位差增大。由此，场效应晶体管55在饱和区域进行动作。因此，场效应晶体管55作为电流源起作用，场效应晶体管55的漏极的输出阻抗增大。因此，光电流Ipd的交流成分几乎不流入到场效应晶体管55，但是光电流Ipd的直流成分能够作为直流旁通电流Iaoc流入到场效应晶体管55。并且，随着控制电流Icnt增大而场效应晶体管54的栅极·源极间电压Vgs1增大，因此相应地场效应晶体管55的漏极电流增大。由此，将光电流Ipd的直流成分作为直流旁通电流Iaoc从光电流Ipd中抽出，从光电流Ipd中适当地进行直流成分的去除。需要说明的是，应该使输出端子52b的输出阻抗为何种程度的大小可以考虑TIA部11的输入阻抗来决定。例如，在将TIA部11的输入阻抗设为Zin时，输出端子52b的输出阻抗可以设为100×Zin以上。输入阻抗Zin和输出端子52b的输出阻抗能够分别具有彼此不同的频率特性，因此只要至少在预定的频率范围(频带)内满足这种关系即可。
在可变电阻电路80中，控制电流Iagc2cnt从场效应晶体管81的漏极向源极流动。场效应晶体管81的源极与输入端子10a电连接，因此控制电流Iagc2cnt向输入端子10a(TIA部11的输入端子)流出，使光电流Ipd的直流成分增大。相对于此，直流旁通电流Iaoc被设定为包含控制电流Iagc2cnt，因此能够从光电流Ipd中去除以控制电流Iagc2cnt为起因的直流成分。其结果是，能够抑制以控制电流Iagc2cnt为起因而电压信号Vtia的电位发生DC偏置。
基准电压产生电路12具备电压放大器12a和在电压放大器12a的输入输出之间电连接的反馈电阻元件12b。在该结构中，基准电压产生电路12的输出阻抗在较宽的频率范围内变低。即，从TIA部11的输入端子观察的可变电阻电路53、80的阻抗在较宽的频率范围内变低。因此，能够容易从光电流Ipd中抽出交流旁通电流Iagc1、Iagc2。
DC偏置控制使用高阻抗的反馈电流源52来进行，因此对光电流Ipd的交流成分的影响较少(交流成分不向反馈电流源52流动)。另一方面，增益控制通过使用可变电阻电路53、80使光电流Ipd的交流成分偏置来进行，场效应晶体管57、82的漏极电位和源极电位大致相等，因此对光电流Ipd的直流成分的影响较少(直流成分不向可变电阻电路53、80流动)。其结果是，能够避免直流成分的去除的控制和增益控制发生干涉。
如以上那样，根据跨阻放大电路10C，能够利用单一控制环路来进行控制而不会使跨阻放大电路10C的增益控制与用于使差分ΔVtia为0的DC偏置控制彼此干涉，且能够以低失真进行增益控制。
需要说明的是，本公开的跨阻放大电路并不限定于上述实施方式。
TIA部11、基准电压产生电路12、差动放大电路13A、控制电流生成电路14A以及旁通电路15、15B、15C的电路结构并不限于上述实施方式中示出的结构。例如，TIA部11只要以将电流信号Iin转换成电压信号Vtia的方式构成即可。基准电压产生电路12只要构成为能够供给基准电压信号Vref即可。差动放大电路13A也可以不具备输出放大器13b。
控制电流生成电路14A也可以不具备二极管48。在该情况下，也能够抑制由突发光信号的信号强度的变化引起的控制时间常数的变动。控制电流生成电路14A也可以取代二极管48而具备以避免差分ΔVin低于预定的负值的方式固定差分ΔVin的别的电路要素。OTA42A并不限于图4以及图7所示的电路结构，只要构成为能够生成图5所示的控制电流Icnt即可。OTA42A也可以生成图5所示的控制电流Icnt中的0以上的部分的控制电流Icnt。
控制电路51并不限于图9所示的电路结构，只要构成为能够生成图8所示的控制电流Iaoccnt以及控制电流Iagc1cnt即可。控制电路51C并不限于图23所示的电路结构，只要构成为能够生成图22所示的控制电流Iaoccnt、控制电流Iagc1cnt以及控制电流Iagc2cnt即可。
反馈电流源52只要构成为能够以随着控制电流Iaoccnt增大而直流旁通电流Iaoc增大的方式生成直流旁通电流Iaoc即可。反馈电流源52例如可以取代被二极管连接的场效应晶体管54而具备以根据控制电流Iaoccnt来变更场效应晶体管55的栅极·源极间电压的方式设置的电阻元件。场效应晶体管55的源极可以不与接地电位GND电连接，只要以场效应晶体管55在饱和区域进行动作的方式设定场效应晶体管55的源极电位即可。即，以场效应晶体管55的漏极电位大于场效应晶体管55的源极电位的方式设定场效应晶体管55的源极电位。
可变电阻电路53只要构成为能够以随着控制电流Iagc1cnt增大而交流旁通电流Iagc1增大的方式生成交流旁通电流Iagc1即可。可变电阻电路53可以取代被二极管连接的场效应晶体管56而具备以根据控制电流Iagc1cnt来变更场效应晶体管57的栅极·源极间电压的方式设置的电阻元件。场效应晶体管57的源极可以不与基准电压产生电路12的输出端子电连接，只要以场效应晶体管57在三极管区域进行动作的方式设定场效应晶体管57的源极电位即可。即，以场效应晶体管57的漏极电位和场效应晶体管57的源极电位大致相等的方式设定场效应晶体管57的源极电位。
跨阻放大电路10A、10B、10C也可以不具备基准电压产生电路12，跨阻放大电路10A、10B、10C可以由外部的基准电压产生电路供给基准电压信号Vref。
在上述实施方式中，控制电流Iaoccnt(直流旁通电流Iaoc)的大小通过放大率α来调整，但是也可以取而代之通过晶体管61、62的电流镜比来调整，还可以通过放大率α以及晶体管61、62的电流镜比这两者来调整。同样，直流旁通电流Iaoc的大小也可以通过场效应晶体管54、55的电流镜比来调整。
在上述实施方式中，控制电流Iagc1cnt(交流旁通电流Iagc1)的大小通过放大率γ以及偏置电流Iofs的电流值来调整，但是也可以取代放大率γ而通过晶体管61、63的电流镜比来调整，还可以通过放大率γ、晶体管61、63的电流镜比以及偏置电流Iofs的电流值来调整。同样，交流旁通电流Iagc1的大小也可以通过场效应晶体管56的尺寸以及场效应晶体管57的尺寸等来调整。
在上述实施方式中，作为场效应晶体管54、55以及晶体管21a～21d、22a～22d、23a、24a、25a、25b、61～69、71、72，使用场效应晶体管来进行了说明，但是场效应晶体管54、55以及晶体管21a～21d、22a～22d、23a、24a、25a、25b、61～69、71、72也可以为双极晶体管。在场效应晶体管54、55以及晶体管21a～21d、22a～22d、23a、24a、25a、25b、61～69、71、72为双极晶体管的情况下，场效应晶体管的栅极、源极以及漏极分别称为基极、发射极以及集电极。
旁通电路15也可以不利用单一的控制环路来控制反馈电流源52以及可变电阻电路53。旁通电路15B也可以不利用单一的控制环路来控制反馈电流源52以及可变电阻电路53B。旁通电路15C也可以不利用单一的控制环路来控制反馈电流源52、可变电阻电路53以及可变电阻电路80。
场效应晶体管57的基板端子的电位给栅极电位带来的影响没有那么大，因此可变电阻电路53B也可以不具备电阻元件59(即电阻值Rb＝0)，场效应晶体管57也可以不以电容Cdb和电容Csb彼此相等的方式构成。在该情况下，也抑制场效应晶体管57的微分电阻值(电阻值RAGC1)因漏极·源极间电压Vds而变动。其结果是，抑制失真的发生，因此能够改善信号品质。
通常，虚拟TIA的输入阻抗与TIA部11的输入阻抗一样为10～100Ω程度，虚拟TIA的输出阻抗为数Ω程度。虚拟TIA的输入端子以及输出端子均产生大致相同的电位的基准电压信号Vref，因此可以将任一端子作为基准电压产生电路12的输出端子来使用。虚拟TIA的输出阻抗低于输入阻抗，因此通过将虚拟TIA的输出端子作为基准电压产生电路12的输出端子来使用，能够增大电阻值RAGC1以及电阻值RAGC2，能够减小场效应晶体管57、82的尺寸。换言之，能够减小场效应晶体管57、82的寄生电容，能够改善跨阻放大电路10C的高频特性。
在跨阻放大电路10C中，场效应晶体管57和场效应晶体管82是相同构造的晶体管，具有相同的尺寸，具有彼此相同的电气特性。然而，场效应晶体管57的电气特性也可以不与场效应晶体管82的电气特性一致。在该情况下，也能够通过可变电阻电路53、80来降低漏极·源极间电压Vds的影响，能够补偿合成电阻值RAGCT的非线性度。

Claims (10)

1.一种跨阻放大电路，根据由受光元件生成的输入电流信号来生成差动电压信号，
所述跨阻放大电路具备：
输入端子，接受所述输入电流信号；
单输入放大电路，将电流信号转换成电压信号；
差动放大电路，根据所述电压信号与基准电压信号的差分来生成所述差动电压信号；
控制电流生成电路，基于所述差分来生成控制电流；以及
旁通电路，根据所述控制电流来生成直流旁通电流以及交流旁通电流，
所述电流信号通过从所述输入电流信号中抽出所述直流旁通电流以及所述交流旁通电流而生成，
所述旁通电路具备：
控制电路，被输入所述控制电流；
反馈电流源，根据所述控制电流来生成所述直流旁通电流；以及
可变电阻电路，根据所述控制电流来生成所述交流旁通电流，
所述控制电流生成电路具备：
积分电路，对所述差分进行积分来生成差动积分信号；以及
跨导放大电路，在所述差动积分信号的值小于阈值时，通过第一跨导根据所述差动积分信号来生成所述控制电流，在所述差动积分信号的值大于所述阈值时，通过比第一跨导大的第二跨导根据所述差动积分信号来生成所述控制电流，
所述控制电路以随着所述控制电流增大而所述直流旁通电流增大的方式控制所述反馈电流源，并且在所述控制电流超过了预定的偏置电流值的情况下以随着所述控制电流增大而所述交流旁通电流增大的方式控制所述可变电阻电路。
2.根据权利要求1所述的跨阻放大电路，其中，
所述跨导放大电路具备：
第一跨导电路，基于所述差动积分信号来生成第一输出电流；以及
第二跨导电路，基于所述差动积分信号来生成第二输出电流，
所述跨导放大电路通过将所述第一输出电流与所述第二输出电流相加来生成所述控制电流，
所述第一跨导电路在所述差动积分信号的值的第一范围内以随着所述差动积分信号的值增大而所述第一输出电流减小的方式进行动作，
所述第二跨导电路在所述差动积分信号的值的第二范围内以随着所述差动积分信号的值增大而所述第二输出电流增大的方式进行动作，
所述第二范围的上限值小于所述第一范围的上限值，所述第二范围的下限值大于所述第一范围的下限值。
3.根据权利要求1或2所述的跨阻放大电路，其中，
所述积分电路具备：
第一输出端子，输出所述差动积分信号的反相成分；
第二输出端子，输出所述差动积分信号的正相成分；以及
二极管，设于所述第一输出端子与所述第二输出端子之间，
所述差分是从所述基准电压信号减去所述电压信号的值，
所述二极管的阳极与所述第一输出端子电连接，
所述二极管的阴极与所述第二输出端子电连接。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的跨阻放大电路，其中，
所述控制电路通过以第一放大率放大所述控制电流来生成第一控制电流，
所述反馈电流源具备：
第一场效应晶体管，具有接受所述第一控制电流的第一漏极、与所述第一漏极电连接的第一栅极和与接地电位电连接的第一源极；以及
第二场效应晶体管，具有与所述输入端子电连接的第二漏极、与所述第一漏极以及所述第一栅极电连接的第二栅极和与所述第一源极电连接的第二源极，
所述反馈电流源根据所述第一控制电流而使所述直流旁通电流从所述第二漏极流向所述第二源极。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的跨阻放大电路，其中，
所述控制电路生成被设定为所述偏置电流值的偏置电流，将通过放大所述控制电流而生成的电流与所述偏置电流的差电流以第二放大率放大，由此生成第二控制电流，
所述可变电阻电路具备：
第三场效应晶体管，具有接受所述第二控制电流的第三漏极、与所述第三漏极电连接的第三栅极和被供给所述基准电压信号的第三源极；以及
第四场效应晶体管，具有与所述输入端子电连接的第四漏极、与所述第三漏极以及所述第三栅极电连接的第四栅极和与所述第三源极电连接的第四源极，
所述可变电阻电路根据所述第二控制电流而从所述输入电流信号中抽出所述交流旁通电流。
6.根据权利要求5所述的跨阻放大电路，其中，
所述可变电阻电路还具备第一电阻元件，
所述第三场效应晶体管还具有被供给所述基准电压信号的第一基板端子，
所述第四场效应晶体管还具有被供给所述基准电压信号的第二基板端子，
所述第四栅极经由所述第一电阻元件而与所述第三漏极以及所述第三栅极电连接，
所述第四场效应晶体管以所述第四栅极与所述第四漏极之间的第一电容和所述第四栅极与所述第四源极之间的第二电容彼此相等的方式构成，
所述第一电阻元件的电阻值大于由所述第一电容形成的阻抗。
7.根据权利要求6所述的跨阻放大电路，其中，
所述可变电阻电路还具备第二电阻元件，
经由所述第二电阻元件向所述第二基板端子供给所述基准电压信号，
所述第四场效应晶体管以所述第二基板端子与所述第四漏极之间的第三电容和所述第二基板端子与所述第四源极之间的第四电容彼此相等的方式构成，
所述第二电阻元件的电阻值大于由所述第三电容形成的阻抗。
8.根据权利要求5所述的跨阻放大电路，其中，
所述旁通电路还生成另一交流旁通电流，
所述电流信号通过还从所述输入电流信号中抽出所述另一交流旁通电流而生成，
所述旁通电路还具备根据所述控制电流来生成所述另一交流旁通电流的另一可变电阻电路，
所述控制电路通过以所述第二放大率放大所述差电流来生成第三控制电流，
所述另一可变电阻电路具备：
第五场效应晶体管，具有接受所述第三控制电流的第五漏极、与所述第五漏极电连接的第五栅极和与所述输入端子电连接的第五源极；以及
第六场效应晶体管，具有被供给所述基准电压信号的第六漏极、与所述第五漏极以及所述第五栅极电连接的第六栅极和与所述第五源极电连接的第六源极，
所述另一可变电阻电路根据所述第三控制电流而从所述输入电流信号中抽出所述另一交流旁通电流。
9.根据权利要求8所述的跨阻放大电路，其中，
所述直流旁通电流被设定为包含从所述另一可变电阻电路流出的所述第三控制电流。
10.根据权利要求1～9中任一项所述的跨阻放大电路，其中，
所述跨阻放大电路还具备生成所述基准电压信号的基准电压生成电路，
所述基准电压生成电路具备放大器和在所述放大器的输入输出之间电连接的反馈电阻元件。
CN202010730345.8A 2019-07-30 2020-07-27 跨阻放大电路 Pending CN112311342A (zh)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019140082A JP7251388B2 (ja) 2019-07-30 2019-07-30 トランスインピーダンス増幅回路
JP2019-140075 2019-07-30
JP2019-140077 2019-07-30
JP2019140075 2019-07-30
JP2019-140082 2019-07-30
JP2019140077A JP7259625B2 (ja) 2019-07-30 2019-07-30 トランスインピーダンス増幅回路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112311342A true CN112311342A (zh) 2021-02-02

Family

ID=74259623

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010730345.8A Pending CN112311342A (zh) 2019-07-30 2020-07-27 跨阻放大电路

Country Status (2)

Country Link
US (1) US11349444B2 (zh)
CN (1) CN112311342A (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023008550A (ja) * 2021-07-06 2023-01-19 住友電気工業株式会社 受信回路
CN114020088B (zh) * 2021-11-02 2022-12-02 苏州中科华矽半导体科技有限公司 一种适用于低电流增益型npn三极管的带隙基准电压源

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5494285B2 (ja) 2010-06-24 2014-05-14 住友電気工業株式会社 電子回路
JP6484936B2 (ja) * 2014-06-24 2019-03-20 住友電気工業株式会社 トランスインピーダンス増幅器
US9774305B1 (en) 2016-08-02 2017-09-26 Inphi Corporation Transimpedance amplifier with variable inductance input reducing peak variation over gain
US10944486B2 (en) * 2017-12-06 2021-03-09 Elenion Technologies, Llc DC current cancellation scheme for an optical receiver
JP7115065B2 (ja) 2018-06-28 2022-08-09 住友電気工業株式会社 トランスインピーダンスアンプ

Also Published As

Publication number Publication date
US20210036671A1 (en) 2021-02-04
US11349444B2 (en) 2022-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6275114B1 (en) Impedance matched CMOS transimpedance amplifier for high-speed fiber optic communications
US10139436B2 (en) Method and system for a wideband CMOS RMS power detection scheme
US20140306760A1 (en) Apparatus and method for transimpedance amplifiers with wide input current ranges
CN102077137B (zh) 使用高增益放大器和均衡电路的高灵敏度光学接收器
EP0568880B1 (en) Preamplifier for optical communication having a gain control circuit
US7602220B1 (en) Resistor-input transconductor including common-mode compensation
EP3297184A1 (en) Transimpedance amplifier for high-speed optical communications based on linear modulations
US6359517B1 (en) Photodiode transimpedance circuit
JP3541750B2 (ja) 光受信前置増幅器
US6876259B2 (en) Fully integrated received signal strength indicator for a transimpedance amplifier
CN112311342A (zh) 跨阻放大电路
US6873206B1 (en) Charge amplifier device having fully integrated DC stabilization
US6218905B1 (en) Common-gate transimpedance amplifier with dynamically controlled input impedance
US6879217B2 (en) Triode region MOSFET current source to bias a transimpedance amplifier
US20200091881A1 (en) Differential trans-impedance amplifier
JPH10511453A (ja) 超低ノイズ光学レシーバ
US11411542B2 (en) Transimpedance amplifier circuit
US7939790B1 (en) Method and apparatus for controlling the gain of an avalanche photodiode with fluctuations in temperature
US6084232A (en) Optical receiver pre-amplifier which prevents ringing by shunting an input current of the pre-amplifier
US7221229B2 (en) Receiver circuit having an optical reception device
JP7259625B2 (ja) トランスインピーダンス増幅回路
JP7251388B2 (ja) トランスインピーダンス増幅回路
JP2021027586A (ja) トランスインピーダンス増幅回路
JP7251387B2 (ja) トランスインピーダンス増幅回路
US20240195375A1 (en) Method for tia transimpedance control

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination