JP6484936B2 - トランスインピーダンス増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、光受信器等に使用されるトランスインピーダンス増幅器に関する。

通信ネットワークのトラフィックの増大に伴い、光トランシーバの小型化・低消費電力化が継続的に要求されている。光トランシーバの受信部には、光信号を電流信号に変換するフォトダイオード（ＰＤ：Photo Diode）等の受光素子と、電流信号を電圧信号に変換すると共に増幅するトランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：TransImpeadance Amplifier）とが含まれている。ＰＤによって生成される電流信号は、光トランシーバの送信部で変調された信号を復調するために利用されるだけでなく、受信した光信号の強度の測定及び無信号状態の検出を行うためにも利用される。

光信号の強度の測定等を行う構成として、例えば特許文献１には、ＰＤに直列につながったカレントミラー回路を用いた電流モニタ回路が開示されている。また、特許文献２には、ＰＤに直列につながった抵抗の両端に生じる電圧差（電圧降下）に基づき抵抗を流れる電流量を検出する電流モニタ回路が開示されている。

特開平１１−４０８４０号公報 特開２００９−２６０３００号公報

上述した特許文献１の構成では、カレントミラー回路としてＰＮＰ型バイポーラトランジスタ又はＰチャネルＦＥＴ（Field Effect Transistor）等を採用する必要がある。一方、トランスインピーダンス増幅器は、高性能を担保する上でＮＰＮ型バイポーラトランジスタにより構成されることが好ましい。一般的に、ＰＮＰ型及びＮＰＮ型バイポーラトランジスタを１チップ上に集積化することは困難であるので、それぞれのトランジスタは、別々のチップで製造されることとなる。このことは、トランスインピーダンス増幅器の小型化を図る上で好ましくない。さらに、特許文献１の構成では、ＰＤに直列につながったカレントミラー回路のトランジスタのエミッタ−コレクタ間に所定の電圧を与える必要があるので、低消費電力化の点において好ましくない。また、特許文献２の構成の場合も同様に、ＰＤに直列につながった抵抗の電圧降下を考慮して大きな電源電圧を与える必要があるので、低消費電力化の点において好ましくない。

本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、小型化及び低消費電力化に好適なトランスインピーダンス増幅器を提供することを目的とする。

本発明はその一側面としてトランスインピーダンス増幅器に関する。このトランスインピーダンス増幅器は、電流信号を電圧信号に変換して該電圧信号を出力する第１の増幅部と、電圧信号に応じて振幅が増減する差動電圧信号を出力する差動増幅部と、差動電圧信号に応じて、電流信号の時間平均が所定の値となるように制御する制御信号を出力する帰還制御部と、制御信号に応じて、第１の増幅部に流れ込む前の入力電流信号からバイパス電流を引き抜く電流バイパス部と、制御信号に応じて、モニタ電流を流す電流モニタ部と、を備える。

本発明によれば、小型化及び低消費電力化に好適なトランスインピーダンス増幅器を提供することができる。

（ａ）はＰＯＮ方式のシステムを例示するブロック図であり、（ｂ）はＰＯＮ方式の時間に対する受信器で受信される光信号の模式図である。 図１の受信部の構成例を示す図である。 第１実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器を示す回路図である。 比較例に係るトランスインピーダンス増幅器を示す回路図である。 第２実施形態に係るトランスインピーダンス増幅器を示す回路図である。 オフセット電流源の構成例を示す図である。 条件毎のモニタ電流値を示す図である。

[本願発明の実施形態の説明]
最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。

本発明はその一側面としてトランスインピーダンス増幅器に関する。このトランスインピーダンス増幅器は、入力電流信号からバイパス電流を差し引いた電流信号に応じて電圧が増減する電圧信号を出力する第１の増幅部と、電圧信号に応じて振幅が増減する差動電圧信号を出力する差動増幅部と、制御信号に応じて、入力電流信号からバイパス電流を引き抜く電流バイパス部と、差動電圧信号に応じて、電流信号の時間平均が所定の値となるように、制御信号を出力する帰還制御部と、制御信号に応じて、バイパス電流の電流量に比例したモニタ電流を流す電流モニタ部と、を備える。

このトランスインピーダンス増幅器では、制御信号に応じたモニタ電流が流される。当該制御信号は、バイパス電流量の決定に利用されるものであり、モニタ電流の電流量はバイパス電流量に応じた（比例した）値となる。また、制御信号は、第１の増幅部に流れ込む電流信号の時間平均が所定の値となるように制御する信号であるので、バイパス電流量は、第１の増幅部に流れ込む前の入力電流信号に応じた値となる。よって、モニタ電流の電流量は、入力電流信号に応じた値となる。当該モニタ電流によって、トランスインピーダンスアンプを含む光受信部が受信した光信号の強度が適切に検出される。このように制御信号に応じたモニタ電流を利用することにより、例えばトランスインピーダンス増幅器に対してカレントミラー回路又は抵抗等を直列に接続して光信号の強度を検出する場合と比較して、トランスインピーダンスアンプを含む光受信部の小型化・低消費電力化を実現することができる。

また、上記のトランスインピーダンス増幅器において、参照電圧信号を出力するオフセット設定部を更に備え、差動増幅部は、差動入力信号に応じて振幅が増減する差動電圧信号を出力する差動増幅器を有し、差動入力信号の正相成分として電圧信号が差動増幅部に入力されるとともに、逆相成分として参照電圧信号が差動増幅部入力され、オフセット設定部は、入力電流信号がゼロの場合にバイパス電流の電流量が所定の値になるように参照電圧信号を出力してもよい。これにより、オフセット設定部の参照電圧信号を設定することによって、簡易且つ正確に光信号の強度を導出することができる。

また、上記のトランスインピーダンス増幅器において、オフセット設定部は、オフセット電流に応じて電圧が増減する参照電圧信号を出力する第２の増幅部と、オフセット電流を第２の増幅部から引き込むオフセット電流源とを有し、第２の増幅部の入出力特性は第１の増幅部の入出力特性と略一致し、バイパス電流の電流値は、入力電流信号がゼロである場合にオフセット電流の電流値に略一致してもよい。これにより、オフセット電流の電流値とモニタ電流の電流値とから、光信号の強度を簡易且つ正確に導出することができる。

また、上記のトランスインピーダンス増幅器において、オフセット電流源は、第１の制御電圧によって電流量が増減するオフセット電流を引き込む第１の電流源と、第１の制御電圧を供給する定電圧回路と、を有してもよい。これにより、オフセット電流源を、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタ及び抵抗からなる構成とし、大きな電源電圧を必要としない構成とすることができる。

また、上記のトランスインピーダンス増幅器において、オフセット電流源は、第２の制御電圧に応じて電流量が増減する制御電流を引き込む第２の電流源と、第２の制御電圧に応じて電流量が増減するオフセット電流を引き込む第３の電流源と、を有し、第３の電流源の入出力特性は、第２の電流源の入出力特性と略一致し、制御電流は、第２の制御電圧を調整することによって、電源電圧及び温度の変動に対して所定の値を維持するように制御されてもよい。これにより、電源電圧及び温度の変動に対して一定の制御電流が引き込まれ、オフセット電流を電源電圧及び温度に依存しないようにすることができる。

[本願発明の実施形態の詳細]
[第１実施形態]
まず、本発明の第１実施形態に係るシステムの一例として、ＰＯＮ（PassiveOptical Network）方式の通信システムについて説明する。図１（ａ）は、ＰＯＮ方式のブロック図である。局舎８０内の局側通信装置８２は、例えば、複数の家庭７０ａ〜７０ｃ内の各家庭側通信装置７２と光ファイバである通信経路Ｌ１及びＬ２を介し接続されている。局側通信装置８２は、例えばＯＬＴ（Optical Line Terminal）である。局側通信装置８２とオプティカルスプリッタ７４とは１本の通信経路Ｌ１で接続されている。オプティカルスプリッタ７４と各家庭側通信装置７２との間は各通信経路Ｌ２を介し接続されている。オプティカルスプリッタ７４は、各家庭側通信装置７２から各通信経路Ｌ２を介し入出力された光信号を通信経路Ｌ１に結合する。通信経路Ｌ１の光信号は局側通信装置８２に入出力される。局側通信装置８２は制御回路８４、送信部８６及び受信部８８を有している。送信部８６は、各家庭側通信装置７２に光信号を送信する送信回路である。受信部８８は、各家庭側通信装置７２からの光信号を受信する受信回路である。制御回路８４は送信部８６及び受信部８８を制御する回路である。送信部８６から送信される光信号と受信部８８で受信される光信号とはそれぞれ互いに異なった波長を有している。

図１（ｂ）は、受信部８８の受光素子８９（図２参照）に入力される光信号を時間に対し示す模式図である。期間Ｔｏｎ１の間は家庭７０ａの家庭側通信装置７２からの光信号が入力される。期間Ｔｏｆｆ１の間には光信号は入力されず、期間Ｔｏｎ２において家庭７０ｂの家庭側通信装置（不図示）からの光信号が入力される。さらに、期間Ｔｏｆｆ２の間には光信号は入力されず、期間Ｔｏｎ３において家庭７０ｃの家庭側通信装置（不図示）からの光信号が入力される。各家庭側通信装置７２の出力信号の振幅及び各通信経路Ｌ２での光信号の損失はそれぞれ異なる。このため、期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２及びＴｏｎ３（入力信号期間）の光信号の振幅はそれぞれ振幅Ａ１、Ａ２及びＡ３のように互いに異なった大きさとなる。このように、ＰＯＮ用の受信部８８には、異なる家庭から光信号が異なる振幅で不定期に入力される。なお、期間Ｔｏｆｆ１及びＴｏｆｆ２は通信経路Ｌ２を切り換える期間（インターバル期間）である。受信部８８に用いられる増幅回路においては、入力する光信号の振幅が異なるため、帰還制御回路が用いられる。

次に、局側通信装置８２に含まれる受信部８８の構成について説明する。図２は、図１の受信部８８の構成例を示す図である。受信部８８は、例えば１０Ｇ−ＥＰＯＮ（10 Gigabit Ethernet Passive Optical Network）受信器である。受信部８８は、受光素子８９と、トランスインピーダンス増幅器（ＴＩＡ：Trans-Impedance Amplifier）１と、リミット増幅器（ＬＩＡ：LimitingAmplifier）５０とを備えている。

受光素子８９は、受信部８８に入力された光信号を電気信号、より詳細には電流信号に変換する素子であり、例えば、アバランシェ・フォト・ダイオード（ＡＰＤ：Avalanche PhotoDiode）である。受光素子８９によって出力された電流信号は、ＴＩＡ１に入力される。

ＴＩＡ１は、入力された電流信号をインピーダンス変換するとともに増幅し、電圧信号として出力するＩＣ（Integrated Circuit）である。ＴＩＡ１は、入力信号の強度が比較的微弱な場合には高い増幅率で動作し、入力信号の強度が比較的強い場合には低い増幅率で動作するように利得が制御される。ＴＩＡ１によって増幅された差動信号（電圧信号）は、ＬＩＡ５０に入力される。なお、ＴＩＡ１とＬＩＡ５０とは、コンデンサ５１によってＡＣ結合されている。ＡＣ結合に用いられるコンデンサ５１は、バースト信号への高速応答を実現するために、幹線系システム用等の主に連続信号を受信する受信器において用いられるコンデンサと比較して、容量値の小さいものが用いられる。ＴＩＡ１の詳細については後述する。

ＬＩＡ５０は、様々な強度の電圧信号を一定振幅の電圧信号に変換して出力するＩＣである。ＬＩＡ５０は、差動信号の正相信号及び逆相信号の電圧レベルを揃えて出力する。ＬＩＡ５０から出力された一定振幅の電圧信号は、そこからＣＤＲ（Clock and Data Recovery）（不図示）によって所定のクロック信号が抽出され、ジッタの少ないクロック信号で識別再生処理を行うことにより波形が成形される。

次に、第１実施形態のＴＩＡ１について詳細に説明する。図３は、第１実施形態に係るＴＩＡ１を示す回路図である。図３に示されるように、ＴＩＡ１は、ＴＩＡコア部１１（第１の増幅部）と、差動増幅部１２と、電流バイパス部１３と、帰還制御部１４と、電流モニタ部１５と、を備えている。入力端子Ｔｉｎには、受光素子８９のアノードが接続されている。また、受光素子８９のカソードは電源Ｖｐｄに接続されている。入力端子Ｔｉｎに入力した通信信号である入力電流信号Ｉｐｄは、ＴＩＡコア部１１の入力信号（電流信号）Ｉｔｉａとなる（詳細は後述）。ＴＩＡ１は、ＮＰＮ型トランジスタを複数含んで構成されている。

ＴＩＡコア部１１は、アンプ１６と帰還抵抗Ｒ０とを有し、電流信号Ｉｔｉａを電圧信号Ｖｔｉａ１に変換して該電圧信号Ｖｔｉａ１を出力する。より詳細には、ＴＩＡコア部１１は、入力電流信号Ｉｐｄからバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔを差し引いた電流信号Ｉｔｉａに応じて電圧が増減する電圧信号Ｖｔｉａ１を差動増幅部１２に向けて出力する。

差動増幅部１２は、電圧信号Ｖｔｉａ１に応じて振幅が増減する差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを出力する。差動増幅部１２は、差動入力信号に応じて振幅が増減する差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを出力する差動増幅器１７を有している。差動増幅器１７は、ＴＩＡコア部１１から出力された電圧信号Ｖｔｉａ１と、参照電圧端子Ｔｒｅｆ１に印加された参照電圧信号Ｖｒｅｆ１との差分、すなわち、Ｖｔｉａ１−Ｖｒｅｆ１を増幅する差動増幅回路である。例えば、差動増幅器１７において、電圧信号Ｖｔｉａ１が参照電圧信号Ｖｒｅｆ１に等しいときには、差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂは等しくなり、それを中心電圧Ｖｃｅｎｔｅｒとする。この場合、差動増幅器１７は、電圧信号Ｖｔｉａ１が参照電圧信号Ｖｒｅｆ１より大きければ、出力端子Ｔｏｕｔに中心電圧Ｖｃｅｎｔｅｒよりも大きい差動電圧信号Ｖｏｕｔを、出力端子Ｔｏｕｔｂに中心電圧Ｖｃｅｎｔｅｒよりも小さい差動電圧信号Ｖｏｕｔｂを、それぞれ出力する。また、差動増幅器１７は、電圧信号Ｖｔｉａ１が参照電圧信号Ｖｒｅｆ１より小さければ、出力端子Ｔｏｕｔに中心電圧Ｖｃｅｎｔｅｒよりも小さい差動電圧信号Ｖｏｕｔを、出力端子Ｔｏｕｔｂに中心電圧Ｖｃｅｎｔｅｒよりも大きい差動電圧信号Ｖｏｕｔｂを、それぞれ出力する。差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂは、互いに位相が１８０度異なる相補信号である。

電流バイパス部１３は、帰還制御部１４から出力される制御信号Ｖｃ（詳細は後述）に応じて、ＴＩＡコア部１１に流れ込む前の入力電流信号Ｉｐｄからバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔを引き抜くバイパス回路である。電流バイパス部１３は、ＮＰＮ型トランジスタであるトランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１とを有している。トランジスタＱ１のコレクタは端子Ｔｓに、エミッタは抵抗Ｒ１に、それぞれ接続されている。また、抵抗Ｒ１は接地されている。トランジスタＱ１のベースには、帰還制御部１４から出力される制御信号Ｖｃが入力される。電流バイパス部１３は、制御信号Ｖｃの電圧に応じて、入力電流信号Ｉｐｄの一部をバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔとしてバイパス（分流）する。

このように、電流バイパス部１３は、制御信号Ｖｃに基づいて、入力電流信号Ｉｐｄをバイパスする。入力電流信号Ｉｐｄがバイパスされることで、ＴＩＡコア部１１に入力する電流信号Ｉｔｉａの時間平均値が減少する。すなわち、電流バイパス部１３は、電圧信号Ｖｔｉａ１が大きくなるとバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔを大きくしＴＩＡコア部１１に入力する電流信号Ｉｔｉａの時間平均値を減少させるように、帰還制御部１４によって制御される。

帰還制御部１４は、差動増幅部１２から出力された差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂに応じて、電流信号Ｉｔｉａの時間平均が所定の値となるように制御する制御信号Ｖｃを出力する自動オフセット制御回路である。帰還制御部１４は、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４と、コンデンサＣ１と、ＤＣアンプ１８とを含んだフィルタ回路を有している。抵抗Ｒ３には端子Ｔｐから差動電圧信号Ｖｏｕｔが入力される。また、抵抗Ｒ４には端子Ｔｎから差動電圧信号Ｖｏｕｔｂが入力される。当該入力された信号は、抵抗Ｒ３，Ｒ４及びコンデンサＣ１によって、低周波成分が透過された後に、入力電圧信号Ｖｆ１，Ｖｆ２としてＤＣアンプ１８に入力される。ＤＣアンプ１８は、入力電圧信号Ｖｆ１，Ｖｆ２に基づいて出力電圧信号Ｖｆ３を出力する。そして当該出力電圧信号Ｖｆ３が、抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ２からなるフィルタ回路を通過し、制御信号Ｖｃが生成される。

電流モニタ部１５は、制御信号Ｖｃに応じて、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量に比例したモニタ電流Ｉｍを流す電流源である。電流モニタ部１５は、ＮＰＮ型トランジスタであるトランジスタＱ２と、抵抗Ｒ２と、抵抗ＲＬと電源ＶＣＣｍとを有している。トランジスタＱ２は、上述した電流バイパス部１３のトランジスタＱ１と同じ（同一特性）トランジスタであり、抵抗Ｒ２は、上述した電流バイパス部１３の抵抗Ｒ１と同じ抵抗値の抵抗である。トランジスタＱ２のエミッタは抵抗Ｒ２に接続されており、抵抗Ｒ２は接地されている。また、トランジスタＱ２のベースは、トランジスタＱ１のベースに接続された端子Ｔｃに接続されており、トランジスタＱ２のベースにはトランジスタＱ１のベースと同様に制御信号Ｖｃが入力される。また、トランジスタＱ２のコレクタは抵抗ＲＬに接続されており、抵抗ＲＬは電源ＶＣＣｍに接続されている。

上記構成において、抵抗ＲＬとトランジスタＱ２のコレクタとの間の端子Ｖｍｏｎの電圧を測定し、電源ＶＣＣｍの電圧と端子Ｖｍｏｎにおける電圧との差すなわち抵抗ＲＬにおける電圧降下を、抵抗ＲＬで除算することにより、電流モニタ部１５を流れるモニタ電流Ｉｍを導出することができる。そして、当該モニタ電流Ｉｍは、電流バイパス部１３による電流引き抜き量の決定に用いられる制御信号Ｖｃに応じた値であるので、モニタ電流Ｉｍはバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔに応じた（比例した）値となる。ここで、制御信号Ｖｃは、電流信号Ｉｔｉａの時間平均が所定の値になるように制御する信号であるので、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔは、ＴＩＡコア部１１に流れ込む前の入力電流信号Ｉｐｄの大きさに応じた値となる。よって、モニタ電流Ｉｍは、ＴＩＡコア部１１に流れ込む前の入力電流信号Ｉｐｄの大きさに応じた値となる。

また、電流モニタ部１５のトランジスタＱ２は電流バイパス部１３のトランジスタＱ１と同一特性であり、電流モニタ部１５の抵抗Ｒ２は電流バイパス部１３の抵抗Ｒ１と同じ抵抗値の抵抗であるので、モニタ電流Ｉｍはバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔと等しくなる。よって、モニタ電流Ｉｍ、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔ、入力電流信号Ｉｐｄ、及び電流信号Ｉｔｉａの関係は以下の式（１）で表される。
Ｉｍ＝Ｉｓｈｕｎｔ＝Ｉｐｄ−Ｉｔｉａ・・・（１）

ここで、入力電流信号Ｉｐｄ＝０（無入力時）における、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの値をＩｓｈｕｎｔ０、モニタ電流Ｉｍの値をＩｍ０とすると、
Ｉｔｉａ＝−Ｉｓｈｕｎｔ０＝−Ｉｍ０・・・（２）
となるので、式（１）及び式（２）より、
Ｉｍ＝Ｉｐｄ＋Ｉｓｈｕｎｔ０＝Ｉｐｄ＋Ｉｍ０・・・（３）
と表される。

よって、入力電流信号Ｉｐｄ＝０におけるモニタ電流Ｉｍ０の値を得ておくことにより、当該Ｉｍ０の値と、導出したモニタ電流Ｉｍの値とに基づき、入力電流信号Ｉｐｄを導出することができる。

次に、本実施形態に係るＴＩＡ１の作用効果について説明する。

本実施形態に係るＴＩＡ１では、電流モニタ部１５において、制御信号Ｖｃに応じたモニタ電流Ｉｍが流される。当該制御信号Ｖｃは、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量の決定に利用されるものであるので、モニタ電流Ｉｍの電流量はバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量に応じた（比例した）値となる（本実施形態では、電流モニタ部１５のトランジスタＱ２は電流バイパス部１３のトランジスタＱ１と同一特性であり、電流モニタ部１５の抵抗Ｒ２は電流バイパス部１３の抵抗Ｒ１と同じ抵抗値の抵抗であるので、モニタ電流Ｉｍはバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔと等しくなる。）。また、制御信号Ｖｃは、ＴＩＡコア部１１に流れ込む電流信号Ｉｔｉａの時間平均が所定の値となるように制御する信号であるので、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量は、ＴＩＡコア部１１に流れ込む前の、入力電流信号Ｉｐｄに応じた値となる。よって、モニタ電流Ｉｍの電流量は、入力電流信号Ｉｐｄに応じた値となる。よって、当該モニタ電流Ｉｍによって、ＴＩＡ１を含む受信部８８が受信した光信号の強度が適切に検出される。

例えば、図４に示される、比較例に係るＴＩＡ１００では、ＴＩＡ１００の回路内には光信号の強度の測定等を行う構成が設けられていない。そのため、ＴＩＡ１００では、ＰＤ１８９のカソード側に、光信号の強度の測定を行うモニタ構成ＭＣ（例えばカレントミラー回路、又は抵抗）を直列接続して光信号の強度の測定等を行っている。このように、ＰＤ１８９のカソード側に、直列に素子をつなぐ場合には、ＴＩＡ１００を含む受信部が大型化してしまう。例えば、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであるカレントミラー回路をＰＤ１８９のカソード側に接続した場合には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタで構成されたＴＩＡ１００と同一チップ上に集積化することが難しく、チップ数が増えることにより大型化してしまう。また、直列に回路が追加されることにより、当該追加された回路に与える電圧が必要になり、低消費電力化の点においても好ましくない。

この点、ＴＩＡ１において、制御信号Ｖｃに応じたモニタ電流Ｉｍを利用することにより、ＴＩＡ１００のようにＰＤのカソード側にカレントミラー回路又は抵抗等を直列に接続する必要がないので、ＴＩＡ１００と比較して、受信部８８の小型化・低消費電力化を実現することができる。

[第２実施形態]
次に、図５を参照して、第２実施形態に係るＴＩＡ１Ａを説明する。なお、本実施形態の説明では、上記実施形態と異なる点について主に説明する。

図５は、第２実施形態に係るＴＩＡ１Ａを示す回路図である。図５に示されるように、ＴＩＡ１Ａは、第１実施形態に係るＴＩＡ１の差動増幅部１２に代えて差動増幅部１２Ａを、電流モニタ部１５に代えて電流モニタ部１５Ａを、備えている。電流モニタ部１５Ａは、制御信号Ｖｃに応じてモニタ電流Ｉｍを流す電流源である点で、電流モニタ部１５と同様であるが、電流モニタ部１５が電圧降下を測定しモニタ電流Ｉｍの大きさを導出するのに対し、電流モニタ部１５はモニタ電流Ｉｍを直接測定する点で異なっている。以下、差動増幅部１２Ａの詳細について説明する。

差動増幅部１２Ａは、差動増幅部１２と同様、差動増幅器１７を有している。差動増幅器１７には、差動入力信号の正相成分として上述した電圧信号Ｖｔｉａ１が入力されるとともに、逆相成分として参照電圧信号Ｖｒｅｆ１が入力される。差動増幅器１７に入力される参照電圧信号Ｖｒｅｆ１は、オフセット設定部３０により出力される。オフセット設定部３０は、入力電流信号Ｉｐｄがゼロの場合に、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量が所定の値になるように、参照電圧信号Ｖｒｅｆ１を出力する。

オフセット設定部３０は、ダミーＴＩＡコア部３１（第２の増幅部）と、オフセット電流源３２とを有している。ダミーＴＩＡコア部３１は、ＴＩＡコア部１１と同等の入出力特性（機能・特性）を有している。すなわち、ダミーＴＩＡコア部３１のアンプ３３は、ＴＩＡコア部１１のアンプ１６と同じ機能・特性を有しており、ダミーＴＩＡコア部３１の帰還抵抗Ｒ１０は、ＴＩＡコア部１１の帰還抵抗Ｒ０と同じ抵抗値を有している。

ダミーＴＩＡコア部３１は、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔに応じて電圧が増減する参照電圧信号Ｖｒｅｆ１を出力する。上述したように、ダミーＴＩＡコア部３１がＴＩＡコア部１１と同等の入出力特性を有しているので、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値は、入力電流信号Ｉｐｄがゼロの場合のバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔ０の値に略一致する。

オフセット電流源３２は、オフセット電流ＩｏｆｆｓｅｔをダミーＴＩＡコア部３１から引き込む電流源である。オフセット電流源３２の構成例について図６を参照して説明する。図６（ａ）は、オフセット電流源３２の一構成例を示すオフセット電流源３２Ａを示す図である。また、図６（ｂ）は、オフセット電流源３２の別の構成例を示すオフセット電流源３２Ｂを示す図である。

図６（ａ）に示されるように、オフセット電流源３２Ａは、制御電圧Ｖｃ１（第１の制御電圧）によって電流量が増減するオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを引き込む電流源３２１Ａ（第１の電流源）と、上記制御電圧Ｖｃ１を供給するＢＧＲ（Band Gap Reference）回路３２２Ａ（定電圧回路）とを有している。ＢＧＲ回路３２２Ａは、例えば、反対の温度依存性を持つ電圧の重みづけを変えて加算することで任意の温度依存性を持った制御電圧Ｖｃ１を発生する。これにより、電源電圧及び温度に依存しないオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを構成することができる。また、このようなＢＧＲ回路３２２Ａにより、例えば、消費電力の削減を意図して、ダミーＴＩＡコア部３１とＴＩＡコア部１１とを異なる構成とした場合（入出力特性を異ならせた場合）においても、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量を所望の値とすることができる。

図６（ｂ）に示されるように、オフセット電流源３２Ｂは、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌ（第２の制御電圧）に応じて電流量が増減する制御電流Ｉｃを引き込む電流源３２２Ｂ（第２の電流源）と、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌに応じて電流量が増減するオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを引き込む電流源３２１Ｂ（第３の電流源）と、を有する。電流源３２２Ｂは直列接続されたトランジスタＱ４及び抵抗Ｒ４を含み、電流源３２１Ｂは直列接続されたトランジスタＱ３及び抵抗Ｒ３を含む。トランジスタＱ４，Ｑ３は同一特性であり、抵抗Ｒ３，Ｒ４は同一抵抗値であるので、電流源３２１Ｂ，３２２Ｂの入出力特性は同等（略一致）となる。

オフセット電流源３２Ｂは、例えば受信部８８が内蔵するＣＰＵ５０（制御回路）により制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌが調整される。電流源３２２ＢのトランジスタＱ４、及び電流源３２１ＢのトランジスタＱ３には、ＣＰＵ５０とオフセット電流源３２Ｂとを接続するオフセット電流制御端子Ｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌから入力される制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌに応じてほぼ同等の電流（制御電流Ｉｃ＝オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ）が流れる。

電流源３２２ＢのトランジスタＱ４のコレクタは抵抗Ｒｍｏｎに接続されており、当該抵抗Ｒｍｏｎは電源Ｖｃｃに接続されている。当該構成において、抵抗ＲｍｏｎとトランジスタＱ４のコレクタとの間の接続点に、ＣＰＵ５０とオフセット電流源３２Ｂとを接続するオフセット電流モニタ端子Ｏｆｆｓｅｔｍｏｎが接続される。ＣＰＵ５０は、オフセット電流モニタ端子Ｏｆｆｓｅｔｍｏｎの電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｍｏｎを取得し、電源Ｖｃｃの電圧とオフセット電流モニタ端子Ｏｆｆｓｅｔｍｏｎにおける電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｍｏｎとの差を抵抗Ｒｍｏｎで除算することにより、トランジスタＱ４に流れる制御電流Ｉｃを導出する。ＣＰＵ５０は、導出した制御電流Ｉｃに応じて、制御電流Ｉｃが所望の値となるように（すなわちオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが所望の値となるように）、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌの値を調整する。すなわち、ＣＰＵ５０は、導出した制御電流Ｉｃの値をフィードバック制御することにより、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを所望の値に調整する。

なお、ＣＰＵ５０は、電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｍｏｎとともに、図示しない温度センサにより抵抗Ｒｍｏｎの周囲温度を測定することにより、周囲温度の変動をも考慮して、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値を所望の値に調整することができる。

次に、本実施形態に係るＴＩＡ１Ａの作用効果について説明する。

本実施形態に係るＴＩＡ１Ａは、差動増幅器１７に入力される参照電圧信号Ｖｒｅｆ１を出力するオフセット設定部３０を備えている。また、オフセット設定部３０は、入力電流信号Ｉｐｄがゼロの場合に、バイパス電流Ｉｓｈｕｎｔの電流量が所定の値になるように、参照電圧信号Ｖｒｅｆ１を出力する。これによって、オフセット設定部３０の参照電圧信号Ｖｒｅｆ１の設定により制御信号Ｖｃを生成することができ、簡易且つ正確に光信号の強度を導出することが可能となる。

また、オフセット設定部３０は、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔに応じて電圧が増減する参照電圧信号Ｖｒｅｆ１を出力するダミーＴＩＡコア部３１と、オフセット電流ＩｏｆｆｓｅｔをダミーＴＩＡコア部３１から引き込むオフセット電流源３２とを有する。そして、ダミーＴＩＡコア部３１の入出力特性はＴＩＡコア部１１の入出力特性と略一致し、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値は、入力電流信号Ｉｐｄがゼロの場合のバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔ０の値、すなわち、モニタ電流Ｉｍ０に略一致する。これにより、上述した式（３）に基づき、オフセット電流源３２に設定されたオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値とモニタ電流Ｉｍの値とから、光信号の強度を簡易且つ正確に導出することができる。

また、オフセット電流源３２Ａは、制御電圧Ｖｃ１によって電流量が増減するオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを引き込む電流源３２１Ａと、上記制御電圧Ｖｃ１を供給するＢＧＲ回路３２２Ａとを有している。これにより、オフセット電流源３２Ａを、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ及び抵抗のみからなる構成とでき、大きな電源電圧を必要としない構成とすることができる。

また、オフセット電流源３２Ｂは、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌに応じて電流量が増減する制御電流Ｉｃを引き込む電流源３２２Ｂと、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌに応じて電流量が増減するオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを引き込む電流源３２１Ｂと、を有する。電流源３２２Ｂ，３２１Ｂの入出力特性は略一致する。また、制御電流Ｉｃは、制御電圧Ｖｏｆｆｓｅｔｃｎｔｌの値が調整されることにより、電圧及び温度の変動に対して所定の値を維持するように制御される。これにより、電圧及び温度の変動を考慮して一定の制御電流Ｉｃ（すなわちオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔ）が引き込まれ、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを電圧及び温度に依存せずに一定とできる。これによって、入力電流信号Ｉｐｄがゼロの場合のバイパス電流Ｉｓｈｕｎｔ０の値、すなわち、モニタ電流Ｉｍ０の値が一定となり、上述した式（３）に基づき、オフセット電流源３２に設定されたオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔの値とモニタ電流Ｉｍの値とから、光信号の強度を正確に導出することができる。

図７に示す比較例（図７のグラフＧ１）のように、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔが電圧又は温度（以下温度等と記載する）に関して依存性を持つ場合には、温度等をプラス側に振った条件Ｔｙｐ＋Δ及びマイナス側に振った条件Ｔｙｐ−Δについてもオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを設定（校正）する必要があり作業が煩雑になる。これに対し、オフセット電流源３２Ｂ（図７のグラフＧ２）のオフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔのように、温度等に依存せず一定値とされる場合には、モニタ電流Ｉｍ０の値が一定となるので、オフセット電流Ｉｏｆｆｓｅｔを複数回設定（校正）する必要がなく、ＴＩＡ１の製造性及び製造コストの削減の点で優位である。

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、電流モニタ部１５のトランジスタＱ２は電流バイパス部１３のトランジスタＱ１と同一特性であり、電流モニタ部１５の抵抗Ｒ２は電流バイパス部１３の抵抗Ｒ１と同じ抵抗値の抵抗であるとして説明したがこれに限定されず、トランジスタＱ１，Ｑ２及び抵抗Ｒ１，Ｒ２がそれぞれ異なる入力特性を有し、それぞれの入力特性の差異に応じてモニタ電流Ｉｍが求められるものであってもよい。すなわち、例えばトランジスタＱ２＝Ｑ１×２、抵抗Ｒ２＝Ｒ１×０．５である場合には、
Ｉｍ＝Ｉｐｄ×２＋Ｉｍ０・・・（４）
でモニタ電流Ｉｍが求められてもよい。

また、オフセット電流源３２Ａの構成として、ＢＧＲ回路３２２Ａが制御電圧Ｖｃ１を供給するとして説明したが、制御電圧Ｖｃ１を供給する構成はこれに限定されず、所定の定電圧を供給できる低電圧回路であれば、その他の回路であってもよい。

１…ＴＩＡ、１１…ＴＩＡコア部、１２，１２Ａ…差動増幅部、１３…電流バイパス部、１４…帰還制御部、１５，１５Ａ…電流モニタ部、１７…差動増幅器、３０…オフセット設定部、３１…ダミーＴＩＡコア部、３２，３２Ａ，３２Ｂ…オフセット電流源、３２１Ａ，３２１Ｂ，３２２Ｂ…電流源、３２２Ａ…ＢＧＲ回路。

Claims (3)

1. 入力電流信号からバイパス電流を差し引いた電流信号に応じて電圧が増減する電圧信号を出力する第１の増幅部と、
   参照電圧信号を出力するオフセット設定部と、
   前記電圧信号と前記参照電圧信号との差電圧に応じて振幅が増減する差動電圧信号を出力する差動増幅部と、
   制御信号に応じて、前記入力電流信号から前記バイパス電流を引き抜く電流バイパス部と、
   前記差動電圧信号に応じて、前記電流信号の時間平均が所定の値となるように、前記制御信号を出力する帰還制御部と、
   前記制御信号に応じて、前記バイパス電流の電流量に比例したモニタ電流を流す電流モニタ部と、を備え、
   前記オフセット設定部は、オフセット電流を生成するオフセット電流源と、前記オフセット電流に応じて電圧値が増減する前記参照電圧信号を生成する第２の増幅部と、を有し、
   前記第２の増幅部の入出力特性は前記第１の増幅部の入出力特性と略一致し、
   前記オフセット電流源は、前記オフセット電流を電源電圧及び温度の変動に対して前記入力電流信号がゼロのときの前記バイパス電流の電流値となるように維持する、トランスインピーダンス増幅器。
2. 前記オフセット電流源は、第１の制御電圧によって電流量が増減する前記オフセット電流を引き込む第１の電流源と、前記第１の制御電圧を供給する定電圧回路と、を有する、請求項１記載のトランスインピーダンス増幅器。
3. 前記オフセット電流源は、第２の制御電圧に応じて電流量が増減する制御電流を引き込む第２の電流源と、前記第２の制御電圧に応じて電流量が増減する前記オフセット電流を引き込む第３の電流源と、を有し、
   前記第３の電流源の入出力特性は、前記第２の電流源の入出力特性と略一致し、
   前記制御電流は、前記第２の制御電圧を調整することによって、電源電圧及び温度の変動に対して所定の値を維持するように制御される、請求項１記載のトランスインピーダンス増幅器。

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