JP4800648B2 - 定電流駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御が可能で、比較的大きな定電流を効率的に提供できる定電流駆動回路に関する。

従来より、小型機器の光源としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）が広く利用されており、その能力が改善されている。主に、小型携帯機器では擬似白色のＬＥＤが使われている。大型の機器、特にＴＶモニタ等では、画質の向上を目的にＬＥＤによるバックライトが利用されるようになってきている。画質向上が目的の場合、数種類（例えばＲＧＢ）の波長のＬＥＤが用いられる。

このＬＥＤは、電流駆動型の発光素子であり、電流量と発光量は比例する。同時に電流値の大きさにより発光波長が変化するので、高精度を必要とする用途では定電流駆動が一般的である。

また、ＬＥＤは、ドライブ回路から供給される電流量によってその光量が決定され、その電流量制御には、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が利用される。

例えば、カラー液晶表示装置のバックライトにもＬＥＤを利用することが提案されており、画質の向上を目的とする場合、例えばＲＧＢ三波長のＬＥＤをバックライトとして用い、液晶パネルの画質として必要な波長をそれぞれの必要な光量として精度よく出力することが求められる。従って、定電流をＰＷＭ制御して各ＬＥＤを駆動する必要がある。
ＲＧＢの３色のＬＥＤを用いた場合、ＲＧＢのカラーフィルタによって、液晶パネルが必要とする各波長の光に分離するのが容易になるというメリットがある。従って、モニタとしての色再現性が向上することになる。

ＬＥＤのＰＷＭ制御については、特許文献１等に記載されている。

特開平１１−２６６２９５号

ここで、通常の場合、各波長の光量を精度良く発生させるため、各色のＬＥＤの駆動電流について正確に制御したいという要求がある。これまでの場合、定電流駆動回路により、ＬＥＤの駆動電流を制御しており、その電流量を電流検出用抵抗等で検出し、検出電流に基づき定電流回路を制御している。しかし、大電流の定電流制御の場合、抵抗を利用して電流検出を行うとそこでの消費電力が大きくなってしまい効率が低下するという問題があった。

本発明は、定電流を流す定電流回路と、エミッタが前記定電流回路に接続され、コレクタが負荷に接続され前記負荷に負荷電流を流すパワートランジスタと、定電圧を出力する定電圧源を含み、この定電圧源から出力される定電圧に応じてパワートランジスタのベース電圧を所定電圧以下に維持する定電圧手段と、前記パワートランジスタのベース電圧を制御してＰＷＭ制御するスイッチング手段と、を有し、前記定電圧手段によって、前記パワートランジスタのエミッタ電圧を所定の定電圧に維持してＰＷＭ制御するとともに、前記定電流手段は、前記定電圧源からの定電圧で駆動される定電流トランジスタを有し、この定電流トランジスタにより定電流を流すことを特徴とする。

このように、前記定電圧手段によって、前記パワートランジスタのエミッタ電位を所定の定電圧に維持してＰＷＭ制御することにより、定電流回路部の省電力化ができる。このことにより、パワー素子の放熱だけを考慮することで大電流で駆動が可能となる。また、ＰＷＭ制御可能なパワートランジスタを一定の電圧で制御することで、比較的大電流を効率よくＰＷＭ制御できる。

また、主にパワートランジスタに駆動回路の電力消費を負担させることで、定電流駆動素子等のパワートランジスタ以外の素子の電力消費を削減することができる。

また、前記定電圧手段は、前記パワートランジスタのベースにエミッタが接続され、パワートランジスタのベース電圧を制御する制御トランジスタを含み、この制御トランジスタのベース電圧を前記定電圧源から出力される定電圧に応じて所定電圧以下に維持することで、前記パワートランジスタのベース電圧を所定電圧以下に維持し、前記スイッチング手段は、前記制御トランジスタをＰＷＭ制御することで前記パワートランジスタをＰＷＭ制御することが好適である。

また、前記定電流回路は、一定電流を流すカレントミラー入力側トランジスタと、このカレントミラー入力側トランジスタとカレントミラーを構成するカレントミラー出力側トランジスタを含み、カレントミラー出力側トランジスタが前記パワートランジスタに接続されることが好適である。

また、前記定電流回路、定電圧手段、およびスイッチング手段は、１つの集積回路にまとめ、この集積回路と、パワートランジスタを金属基板上に実装したことが好適である。

このように、本発明によれば、カレントミラーを利用して、パワートランジスタに流れる電流量を制御するため、電流検出抵抗などが不要であり、不要な電力消費を減少できる。また、定電圧手段によって、カレントミラー出力側トランジスタなどの定電流回路にかかる電圧を所定の定電圧に維持できる。従って、定電流回路における電力消費を比較的小さくでき、大きな電力消費をパワートランジスタにまとめることができ、放熱などの処理が容易になる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

「第１実施形態」
図１は、実施形態の構成を示す回路図である。電源Ｖｃｃ（例えば、２０Ｖ）には、抵抗１０の一端が接続され、この抵抗１０の他端はツェナーダイオード１２のカソードに接続され、このツェナーダイオード１２のアノードはアースに接続されている。ツェナーダイオード１２は、その降伏電圧が例えば１６Ｖに設定されており、従ってツェナーダイオード１２のカソードにその降伏電圧に対応する定電圧（例えば、１６Ｖ）が得られる。

ツェナーダイオード１２のカソードには、ＮＰＮ型のトランジスタ１４のベースが接続され、このトランジスタ１４のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されている。また、トランジスタ１４のエミッタは、抵抗１６、可変抵抗１８、ＮＰＮ型のトランジスタ２０を介しアースに接続されている。なお、トランジスタ２０は、コレクタが可変抵抗１８に接続され、エミッタがアースに接続され、ベースコレクタ間が短絡されている。

従って、ツェナーダイオード１２によって決定される定電圧によって、トランジスタ１４がオンし、抵抗１６および可変抵抗１８の抵抗値によって決定される電流がトランジスタ２０に流れる。なお、トランジスタ２０における電圧降下は１ＶＢＥ分の電圧である。

トランジスタ２０のベースには、同じＮＰＮ型の３つのトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３のベースが共通接続されている。これら３つのトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３のエミッタはアースに接続され、コレクタが共通接続されている。従って、これらトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３は、トランジスタ２０とカレントミラーを構成し、トランジスタ２０と同一の特性を有することによって、トランジスタ２０に流れる電流の３倍の電流がトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３の合計電流となる。

トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３のコレクタは、ＮＰＮ型のパワートランジスタ２４のエミッタに接続され、このパワートランジスタ２４のコレクタは、他端が電源に接続された負荷２６に接続されている。従って、パワートランジスタ２４がオンであれば、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３に流れる合計電流が負荷２６に流れる。

パワートランジスタ２４のベースは、コレクタが電源Ｖｃｃに接続されたＮＰＮ型のトランジスタ２８のベースと抵抗３０の接続点に接続され、抵抗３０の他端はアースに接続されている。トランジスタ２８のベースは、抵抗３２とツェナーダイオード３４のカソード４の接続点に接続されている。抵抗３２の他端は電源Ｖｃｃに接続されており、ツェナーダイオードは抵抗３２にカソードが接続され、アノードはアースに接続されている。

ここで、ツェナーダイオード３４の降伏電圧は、２Ｖ程度とツェナーダイオード１２の降伏電圧とは異なり非常に低く、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３が電流を流せる範囲で、十分低い電圧に設定されている。従って、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３のコレクタエミッタ間電圧は、０．６Ｖ程度と十分低く抑えられ、比較的小さなトランジスタで構成できる。

抵抗３２とツェナーダイオード１２の接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタ３６のエミッタが接続されており、このトランジスタ３６のコレクタは、アースに接続されている。そして、このトランジスタ３６のベースは抵抗値の大きな抵抗３８を介し電源Ｖｃｃに接続されるとともに、例えばＰＷＭ用のオンオフ信号が入力される信号入力端４０に接続されている。従って、信号入力端４０は、プルアップされており、オフ信号が入力されるときのみ、トランジスタ３６がオンとなる。そして、トランジスタ３６がオンとなったときに、トランジスタ２８がオフになる。

図２には、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３を１つのトランジスタ４２に変更した場合の構成例を示す。この場合、トランジスタ２０のエミッタとアースの間に比較的抵抗値が大きな抵抗４４を配置する。これによって、トランジスタ２０のベース電流が流れにくくなり、トランジスタ２０に流れる電流量と、トランジスタ４２に流れる電流量を変更することができる。そこで、３つのトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３に代えて１つのトランジスタ４２を採用することができる。

なお、図１の回路は、ディスクリート部品で構成するのに適している。また、図１におけるトランジスタ２０のエミッタと、アースとの間に抵抗を設けることも好適である。これによって、トランジスタ２０，２２−１，２２−２，２２−３のベース電位が高くなり、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３に流れる電流を安定化することができる。

このような回路において、例えば負荷２６として液晶のバックライト用のＬＥＤが用いられ、信号入力端４０には、ＬＥＤのＰＷＭ信号が入力される。従って、信号入力端４０に入力されるＰＷＭ信号によって、パワートランジスタ２４がオンオフされ、ＰＷＭ信号のデューティー比に基づいて、パワートランジスタ２４に流れる電流が制御され、ＬＥＤの明るさが制御される。一方、このパワートランジスタ２４がオンの時に流れる電流量は、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３に流れる電流の合計である。そして、このトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３に流れる電流は、カレントミラー入力側トランジスタに当たるトランジスタ２０に流れる電流によって決定される。

このトランジスタ２０に流れる電流は上述のように、抵抗１６，可変抵抗１８に決定される電流であり、可変抵抗１８の抵抗値の調整によって任意の値、例えば最大１００ｍＡの電流の定電流に設定できる。トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３がトランジスタ２０と同一の特性であれば、パワートランジスタ２４には、最大３００ｍＡの定電流が流れる。

一方、上述のように、ツェナーダイオード１２のカソード３４で得られる定電圧が２Ｖであれば、トランジスタ２８，パワートランジスタ２４のＶＢＥが０．７Ｖとした場合に、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３の共通のコレクタ電圧は、０．６Ｖとなる。従って、トランジスタ２２−１，２２−２，２２−３の消費電力は、０．１Ａ×０．６Ｖ＝０．０６Ｗであり、これらトランジスタ２２−１，２２−２，２２−３として小信号用のトランジスタを使用することが可能になる。

また、液晶のバックライトなどある程度の面積から発光する場合において負荷２６としてＬＥＤを用いる場合、このＬＥＤは複数のＬＥＤを直列接続して用いることになる。この場合、直列接続したすべてのＬＥＤに対し、十分な電圧を印加するためには、電源電圧に十分な余裕が必要である。例えば、複数のＬＥＤの接続部分において１Ωの抵抗があれば、３００ｍＡの電流をＬＥＤに流した場合には、ここでの電圧降下は０．３Ｖになる。従って、各ＬＥＤの電圧降下の合計および接続部における電圧降下を考慮して、負荷電源の電圧を設定しておく必要があり、パワートランジスタ２４の通電時コレクタエミッタ間電圧を十分大きく設定する必要がある。

「第２実施形態」
一方、このようにパワートランジスタ２４のコレクタエミッタ間電圧を大きく設定すると、このパワートランジスタ２４における消費電力が大きくなり、ここにおける熱発生が大きくなる。そこで、パワートランジスタ２４の放熱が重要であり、例えば金属基板にパワートランジスタ２４を実装するとよい。また、パワートランジスタ２４以外の回路は、半導体集積回路（ＩＣ）として形成することが好適である。その場合には、金属基板上に、パワートランジスタ２４と、ＩＣを実装するハイブリッドＩＣを用いることになる。ここで、金属基板は、アルミや銅などの金属板とエポキシ系などの絶縁層、銅などの導体層から形成される。そして、金属板を有することで放熱性に優れている。

図３は、パワートランジスタ２４以外をＩＣにまとめ、金属基板上にハイブリッドＩＣとして形成する場合に好適な回路構成の一例を示している。

バンドギャップ定電圧回路５０は、例えば１．２Ｖの温度特性のない定電圧を出力する。このバンドギャップ定電圧回路５０からの定電圧は、ＰＮＰ型のトランジスタ５２のベースに入力される。このトランジスタ５２のエミッタは、ダイオード５４，定電流回路５６を介し電源Ｖｃｃ（例えば、５Ｖ）に接続され、コレクタはグランドに接続されている。なお、ダイオード５４はカソードがトランジスタ５２のエミッタ、アノードが定電流回路５６に接続されている。

定電流回路５６とダイオード５４の接続点には、ＮＰＮ型のトランジスタ５８のベースが接続され、このトランジスタ５８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは定電流回路６０を介し、グランドに接続されている。

また、トランジスタ５２のベースには、抵抗６２を介し、コレクタベース間が短絡されたＮＰＮ型のトランジスタ６４のコレクタに接続されている。また、このトランジスタ６４のエミッタはグランドに接続されている。従って、トランジスタ６４には、バンドギャップ定電圧回路５０からの定電圧からトランジスタ６４の１ＶＢＥの電圧降下を差し引いた電圧と、抵抗６２，６４の抵抗値によって決定される定電流が流れる。

トランジスタ６４のベースには、ＮＰＮ型のトランジスタ６８のベースが接続され、このトランジスタ６８のエミッタはグランドに接続されている。従って、トランジスタ６８は、トランジスタ６４とカレントミラーを構成する。ここで、このトランジスタ６８のエミッタ面積は、トランジスタ６４のエミッタ面積のｎ倍（例えば、３倍）に設定されている。従って、トランジスタ６８は、トランジスタ６４のｎ倍の定電流を流す。

トランジスタ６８のコレクタには、ＮＰＮ型のパワートランジスタ７２のエミッタが接続され、このパワートランジスタ７２のコレクタは、負荷７４を介し、負荷電源に接続されている。従って、パワートランジスタ７２がオンであれば、負荷７４にトランジスタ６８に流れる定電流が流れる。

パワートランジスタ７２のベースは、ＮＰＮ型のトランジスタ７６のエミッタと定電流回路７８の接続点に接続されている。トランジスタ７６のコレクタは電源Ｖｃｃに接続されており、定電流回路７８の他端はグランドに接続されている。トランジスタ７６のベースは、ＰＮＰ型のトランジスタ８０のエミッタに接続され、このトランジスタ８０のコレクタはグランドに接続されている。また、トランジスタ７６のベースは、抵抗８２を介しトランジスタ５８のエミッタに接続されている。さらに、トランジスタ８０のベースは抵抗８４を介し電源Ｖｃｃに接続されているとともに、オンオフ信号が入力される信号入力端８６に接続されている。

この回路において、信号入力端への入力信号がＨレベルの場合、トランジスタ８０はオフであり、トランジスタ７６のベースは、抵抗８２を介しトランジスタ５８のエミッタに接続されており、このトランジスタ５８のエミッタの電圧と同一になる。一方、このトランジスタ５８のエミッタの電圧は、バンドギャップ定電圧回路５０からの定電圧（例えば１．２Ｖ）から、トランジスタ５２の１ＶＢＥ、ダイオード５４の１ＶＢＥ上がり、トランジスタ５８の１ＶＢＥだけ下がった電圧、すなわち、バンドギャップ定電圧回路５０からの定電圧より１ＶＢＥだけ高い電圧（例えば、１．９Ｖ）になる。

従って、パワートランジスタ７２のエミッタ電圧は、上述の実施形態とほぼ同様に、０．５Ｖとなり、トランジスタ６８のコレクタエミッタ間電圧を比較的小さな一定値に維持でき、ここでの電力消費を抑え、ＩＣ内のトランジスタで十分形成可能としている。

なお、信号入力端８２にＬレベルが入力された場合には、トランジスタ８０がオンとなり、トランジスタ７６がオフとなるためパワートランジスタ７２がオフとなり、負荷７４の電流が停止される。従って、信号入力端８６にＰＷＭ信号を入力することによって、負荷に流れる電流をＰＷＭ制御することができる。

また、パワートランジスタ７２における消費電力は大きくなるが、このパワートランジスタ７２を外付けとして、金属基板上に実装することで、パワートランジスタ７２の放熱性をアップして、十分な動作を維持することができる。なお、その他回路はＩＣ化しており、上述のように金属基板上にパワートランジスタ７２と一緒に実装するハイブリッドＩＣとすることが好適である。

本発明による定電流回路は、ＰＷＭ制御を行いつつ、定電流を得る場合であれば、どのような用途にも利用できるが、特にＲＧＢ３色のＬＥＤを液晶パネルのバックライトとして利用する場合に好適である。

第１実施形態の構成を示す図である。 第１実施形態の変形例の部分構成を示す図である。 第２実施形態の構成を示す図である。

符号の説明

１０，１６，３０，３２，３８，６２，６６，７０，８２，８４ 抵抗、１２，３４ ツェナーダイオード、１８ 可変抵抗、１４，２０，２２，２８，３６，５２，５８，６４，７６，８０ トランジスタ、２４，５２，７２ パワートランジスタ、２６，７４ 負荷、４０，８６ 信号入力端、５０ バンドギャップ定電圧回路、５４ ダイオード、５６，６０，７８ 定電流回路。

Claims (4)

1. 定電流を流す定電流回路と、
   エミッタが前記定電流回路に接続され、コレクタが負荷に接続され前記負荷に負荷電流を流すパワートランジスタと、
   定電圧を出力する定電圧源を含み、この定電圧源から出力される定電圧に応じてパワートランジスタのベース電圧を所定電圧以下に維持する定電圧手段と、
   前記パワートランジスタのベース電圧を制御してＰＷＭ制御するスイッチング手段と、
   を有し、
   前記定電圧手段によって、前記パワートランジスタのエミッタ電圧を所定の定電圧に維持してＰＷＭ制御するとともに、
   前記定電流回路は、前記定電圧源からの定電圧で駆動される定電流トランジスタを有し、この定電流トランジスタにより定電流を流すことを特徴とする定電流駆動回路。
2. 請求項１に記載の定電流駆動回路であって、
   前記定電圧手段は、
   前記パワートランジスタのベースにエミッタが接続され、パワートランジスタのベース電圧を制御する制御トランジスタを含み、
   この制御トランジスタのベース電圧を前記定電圧源から出力される定電圧に応じて所定電圧以下に維持することで、前記パワートランジスタのベース電圧を所定電圧以下に維持し、
   前記スイッチング手段は、
   前記制御トランジスタをＰＷＭ制御することで前記パワートランジスタをＰＷＭ制御することを特徴とする定電流駆動回路。
3. 請求項１または２に記載の定電流駆動回路において、
   前記定電流回路は、
   一定電流を流すカレントミラー入力側トランジスタと、
   このカレントミラー入力側トランジスタとカレントミラーを構成するカレントミラー出力側トランジスタを含み、
   カレントミラー出力側トランジスタが前記パワートランジスタに接続されることを特徴とする定電流駆動回路。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載の定電流駆動回路において、
   前記定電流回路、前記定電圧手段、および前記スイッチング手段を、１つの集積回路にまとめ、この集積回路と、前記パワートランジスタを金属基板上に実装したことを特徴とする定電流駆動回路。
   

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