JP2014093759A - 光通信モジュール、通信装置、受光素子のバイアス電圧調整方法および受光素子の増倍率測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整する。
【解決手段】光通信モジュール１０１は、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子ＰＤ、の出力電流に対応する電流であって、上記出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するための受光電流モニタ回路１１と、受信した上記光信号の強度に応じた電流であって、受光素子ＰＤの出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子ＰＤと、受光電流モニタ回路１１の出力電流およびモニタ用受光素子ＰＤの出力電流を比較し、比較結果に基づいて受光素子ＰＤへのバイアス電圧を調整するためのバイアス調整部１２とを備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、光通信モジュール、通信装置、受光素子のバイアス電圧調整方法および受光素子の増倍率測定方法に関し、特に、電流増幅作用を有する受光素子を備える光通信モジュール、通信装置、当該受光素子の増倍率測定方法および当該受光素子のバイアス電圧調整方法に関する。

近年、インターネットが広く普及しており、利用者は世界各地で運営されているサイトの様々な情報にアクセスし、その情報を入手することが可能である。これに伴って、ＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）およびＦＴＴＨ（Fiber To The Home）等のブロードバンドアクセスが可能な装置も急速に普及してきている。

ＩＥＥＥ Ｓｔｄ ８０２．３ａｈ（登録商標）−２００４（非特許文献１）には、複数の宅側装置（ＯＮＵ：Optical Network Unit）が光通信回線を共有して局側装置（ＯＬＴ：Optical Line Terminal）とのデータ伝送を行なう媒体共有形通信である受動的光ネットワーク（ＰＯＮ：Passive Optical Network）の１つの方式が開示されている。すなわち、ＰＯＮを通過するユーザ情報およびＰＯＮを管理運用するための制御情報を含め、すべての情報がイーサネット（登録商標）フレームの形式で通信されるＥＰＯＮ（Ethernet（登録商標） PON）と、ＥＰＯＮのアクセス制御プロトコル（ＭＰＣＰ（Multi-Point Control Protocol））およびＯＡＭ（Operations Administration and Maintenance）プロトコルとが規定されている。局側装置と宅側装置との間でＭＰＣＰフレームをやりとりすることによって、宅側装置の加入、離脱、および上りアクセス多重制御などが行なわれる。また、非特許文献１では、ＭＰＣＰメッセージによる、新規宅側装置の登録方法、帯域割り当て要求を示すレポート、および送信指示を示すゲートについて記載されている。

なお、１ギガビット／秒の通信速度を実現するＥＰＯＮであるＧＥ−ＰＯＮ（Giga Bit Ethernet（登録商標） Passive Optical Network）の次世代の技術として、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖ（登録商標）−２００９として標準化が行なわれた１０Ｇ−ＥＰＯＮすなわち通信速度が１０ギガビット／秒相当のＥＰＯＮにおいても、アクセス制御プロトコルはＭＰＣＰが前提となっている。

ところで、ＰＯＮシステム等において長距離光伝送を実現するために、たとえば受光感度の高いアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）が受光素子として使用される。ＡＰＤは、電流増幅作用を有する受光素子であり、ＡＰＤにおいて、高い温度依存性を有するキャリア増倍係数すなわち増倍率を精度良く維持するためには、ＡＰＤへの逆バイアス電圧を、ＡＰＤの温度に応じて調整する必要がある。

ＡＰＤへの逆バイアス電圧を調整する技術として、たとえば、特開２００９−１０５４８９号公報（特許文献１）には、以下のような構成が開示されている。すなわち、光信号を送信および受信する送受一体型の光トランシーバであって、レーザダイオードを含む光送信サブアッセンブリと、アバランシェフォトダイオードを含む光受信サブアッセンブリと、温度センサを搭載し、上記温度センサの出力信号に基づいて、上記レーザダイオードを駆動する第１の制御回路と、上記アバランシェフォトダイオードのバイアス電圧を制御する第２の制御回路とを備える。上記第２の制御回路は、上記温度センサの出力に所定のオフセット値を付加した温度補正値に基づいて上記バイアス電圧を制御する。

IEEE Std 802.3ah（登録商標）-2004

特開２００９−１０５４８９号公報

特許文献１に記載の光トランシーバでは、光トランシーバ内の温度に関するルックアップテーブルを用いたフィードフォワード制御が行なわれる。しかしながら、このようなルックアップテーブルを作成するためには、たとえば、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用する必要がある。すなわち、環境試験器の温度変化に要する調整時間が、光トランシーバの調整におけるコストの大部分を占め、作成コストが高くなってしまう。

このような問題点を解決するために、受光素子の調整において、上記のような温度調整が不要となるフィードバック制御を採用することが考えられる。

ここで、ＡＰＤの増倍率をＭとし、ＡＰＤの受光感度をＲ［Ａ／Ｗ］とし、ＡＰＤの受光強度をＰＩ［Ｗ］とすると、ＡＰＤの受光電流Ｉ［Ａ］は以下の式（Ａ０）で表される。
Ｉ＝Ｍ×Ｒ×ＰＩ ・・・（Ａ０）

式（Ａ０）において、受光強度ＰＩは、外部から与えられる不確定パラメータである。このため、逆バイアス電圧に依存する増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことは困難であった。

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することが可能な光通信モジュール、通信装置、受光素子のバイアス電圧調整方法および受光素子の増倍率測定方法を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光通信モジュールは、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流に対応する電流であって、上記出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するための受光電流モニタ回路と、受信した上記光信号の強度に応じた電流であって、上記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子と、上記受光電流モニタ回路の出力電流および上記モニタ用受光素子の出力電流を比較し、比較結果に基づいて上記受光素子への上記バイアス電圧を調整するためのバイアス調整部とを備える。

このような構成により、モニタ用受光素子を受光素子とは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子の増倍率のフィードバック制御を行なうことが可能となる。そして、受光素子へのバイアス電圧に依存する増倍率のフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。また、受光素子が受信する光信号、および受光素子の出力電流そのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。したがって、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、光信号を分岐するための光分岐器を備え、上記受光素子および上記モニタ用受光素子は、上記光分岐器によって分岐された光信号を受信する。

このような構成により、受光素子およびモニタ用受光素子への入力光の分岐比を正確かつ安定した値に設定することができるため、たとえば、ビットエラーレート等の通信品質に対する受光素子の増倍率の最適値を容易に得ることができる。

好ましくは、上記バイアス調整部は、上記受光電流モニタ回路の出力電流および上記モニタ用受光素子の出力電流の比が所定値になるように上記バイアス電圧を調整し、上記所定値は、上記受光素子の増倍率の目標値に基づいて設定される。

このような構成により、受光電流モニタ回路の出力電流およびモニタ用受光素子の出力電流の比を用いた簡易な演算処理で、受光素子の増倍率が目標値になるようなバイアス電圧の調整を行なうことができる。すなわち、受光素子の増倍率を、受光素子の温度変化によらず一定値に制御することができる。

好ましくは、上記受光電流モニタ回路は、上記受光素子と電気的に接続され、上記受光素子の出力電流を参照電流とし、上記参照電流に対応するミラー電流を出力するためのカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路から出力される上記ミラー電流の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させて上記バイアス調整部へ出力するためのフィルタ回路とを含む。

このような構成により、受光素子の出力電流に対して影響を与えることなく、受光素子の出力電流に対応する低周波電流を生成することができる。

より好ましくは、上記フィルタ回路の時定数は、上記光信号のビットレートの逆数よりも大きく、かつ上記バイアス調整部における上記ミラー電流のサンプリング周期よりも小さい。

このような構成により、ミラー電流のフィルタ回路の時定数を適切な値に設定することができるため、受光素子の出力電流を平均化した電流を生成して適切に測定しながら、当該測定を光信号の強度変動に追随させることができる。

好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記受光素子に供給される上記バイアス電圧を制限するためのバイアス制限部を備える。

このような構成により、たとえば光通信モジュールへの入力光が微小であり、受光電流モニタ回路の出力電流およびモニタ用受光素子の出力電流の測定精度に関し一定水準を確保することができない場合でも、バイアス電圧が誤った値に設定されることを防ぐことができる。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる通信装置は、局側装置と光信号を送受信するための通信装置であって、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流に対応する電流であって、上記出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するための受光電流モニタ回路と、受信した上記光信号の強度に応じた電流であって、上記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子と、上記受光電流モニタ回路の出力電流および上記モニタ用受光素子の出力電流を比較し、比較結果に基づいて上記受光素子への上記バイアス電圧を調整するためのバイアス調整部とを備える。

このような構成により、モニタ用受光素子を受光素子とは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子の増倍率のフィードバック制御を行なうことが可能となる。そして、受光素子へのバイアス電圧に依存する増倍率のフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。また、受光素子が受信する光信号、および受光素子の出力電流そのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。したがって、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる受光素子のバイアス電圧調整方法は、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の増倍率が、上記受光素子へのバイアス電圧を変化させても一定となるような範囲における上記バイアス電圧を設定するステップと、設定した上記バイアス電圧を上記受光素子に供給している状態において、上記受光素子の出力電流に対応する電流であって、上記出力電流よりも周波数帯域の低い電流である対応電流を測定するとともに、受信した上記光信号の強度に応じた電流であって、上記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子の出力電流を測定するステップと、測定した上記対応電流と測定した上記モニタ用受光素子の出力電流との比、および上記受光素子の増倍率の目標値に基づいて、上記対応電流と上記モニタ用受光素子の出力電流との比の目標値を設定するステップと、上記受光素子および上記モニタ用受光素子が光信号を受信している状態において、上記対応電流と上記モニタ用受光素子の出力電流との比が上記目標値になるように、上記受光素子へのバイアス電圧を調整するステップとを含む。

これにより、モニタ用受光素子を受光素子とは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子の増倍率のフィードバック制御を行なうことが可能となる。そして、受光素子へのバイアス電圧に依存する増倍率のフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。また、受光素子が受信する光信号、および受光素子の出力電流そのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。したがって、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる受光素子の増倍率測定方法は、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流の平均成分を検出するステップと、受信した上記光信号の強度に応じた電流であって、上記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子の出力電流に基づいて上記光信号の平均成分を検出するステップと、検出した各上記平均成分を比較し、比較結果に基づいて上記受光素子の増倍率を測定するステップとを含む。

これにより、モニタ用受光素子を受光素子とは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子の増倍率のフィードバック制御を行なうことが可能となる。そして、受光素子へのバイアス電圧に依存する増倍率のフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。また、受光素子が受信する光信号、および受光素子の出力電流そのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。したがって、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

本発明によれば、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

本発明の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおけるＯＮＵの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るＯＮＵにおける光通信モジュールの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるバイアス制御部の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるＲＯＳＡの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子の電流増倍特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子への逆バイアス電圧および通信品質の関係の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係るバイアス制御部におけるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子の増倍率測定方法の手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるバイアス制限部の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、本発明の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。

図１を参照して、ＰＯＮシステム３０１は、たとえば１０Ｇ−ＥＰＯＮであり、ＯＮＵ２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃと、上位ネットワークに接続された局側装置２０１と、スプリッタＳＰとを備える。ＯＮＵ２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃと局側装置２０１とは、スプリッタＳＰおよび光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。

図２は、本発明の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおけるＯＮＵの構成を示す図である。

図２を参照して、ＯＮＵ２０２は、光通信モジュール１０１と、ＰＯＮ受信処理部９２と、バッファメモリ９３と、ＵＮ送信処理部９４と、ＵＮＩ（User Network Interface）ポート９５と、ＵＮ受信処理部９６と、バッファメモリ９７と、ＰＯＮ送信処理部９８と、制御部９９とを備える。

光通信モジュール１０１は、ＯＮＵ２０２に対して脱着可能である。光通信モジュール１０１は、局側装置２０１から送信される下り光信号を受信し、電気信号に変換して出力する。

ＰＯＮ受信処理部９２は、光通信モジュール１０１から受けた電気信号からフレームを再構成するとともに、フレームの種別に応じて制御部９９またはＵＮ送信処理部９４にフレームを振り分ける。具体的には、ＰＯＮ受信処理部９２は、データフレームをバッファメモリ９３経由でＵＮ送信処理部９４へ出力し、制御フレームを制御部９９へ出力する。

制御部９９は、各種制御情報を含む制御フレームを生成し、ＵＮ送信処理部９４へ出力する。

ＵＮ送信処理部９４は、ＰＯＮ受信処理部９２から受けたデータフレームおよび制御部９９から受けた制御フレームをＵＮＩポート９５経由で図示しないパーソナルコンピュータ等のユーザ端末へ送信する。

ＵＮ受信処理部９６は、ＵＮＩポート９５経由でユーザ端末から受信したデータフレームをバッファメモリ９７経由でＰＯＮ送信処理部９８へ出力し、ＵＮＩポート９５経由でユーザ端末から受信した制御フレームを制御部９９へ出力する。

制御部９９は、ＭＰＣＰおよびＯＡＭ等、局側装置２０１およびＯＮＵ２０２間のＰＯＮ回線の制御および管理に関する宅側処理を行なう。すなわち、ＰＯＮ回線に接続されている局側装置２０１とＭＰＣＰメッセージおよびＯＡＭメッセージをやりとりすることによって、アクセス制御等の各種制御を行なう。制御部９９は、各種制御情報を含む制御フレームを生成し、ＰＯＮ送信処理部９８へ出力する。また、制御部９９は、ＯＮＵ２０２における各ユニットの各種設定処理を行なう。

ＰＯＮ送信処理部９８は、ＵＮ受信処理部９６から受けたデータフレームおよび制御部９９から受けた制御フレームを光通信モジュール１０１へ出力する。

光通信モジュール１０１は、ＰＯＮ送信処理部９８から受けた電気信号であるデータフレームおよび制御フレームを光信号に変換し、局側装置２０１へ送信する。

図３は、本発明の実施の形態に係るＯＮＵにおける光通信モジュールの構成を示す図である。

図３を参照して、光通信モジュール１０１は、バースト送信部１５１と、受信部１５２とを含む。バースト送信部１５１は、プリアンプ８６と、出力バッファ回路（変調電流供給回路）８７と、バイアス電流供給回路８８と、発光回路８９とを含む。発光回路８９は、発光素子ＬＤと、インダクタＬ１，Ｌ２とを含む。受信部１５２は、受光素子ＰＤと、ＴＩＡ（トランスインピーダンスアンプ）８１と、ＬＩＡ（制限アンプ）８２と、バイアス制御部８３と、出力バッファ８５とを含む。

バースト送信部１５１において、プリアンプ８６は、ＵＮ受信処理部９６からのデータフレームおよび制御部９９からの制御フレームである送信データを受けて、当該送信データを増幅して出力する。たとえば、プリアンプ８６は、当該送信データを、信号線ＩＮＰ，ＩＮＮから差動信号として受ける。

出力バッファ回路８７は、プリアンプ８６から受けた送信データに基づいて、発光回路８９に変調電流を供給する。この変調電流は、局側装置２０１へ送信すべきデータの論理値に応じた大きさの電流である。

発光回路８９は、上り光信号を局側装置２０１へ送信する。発光回路８９において、発光素子ＬＤは、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードにインダクタＬ１を介して接続され、また、バイアス電流供給回路８８にインダクタＬ２を介して接続されている。発光素子ＬＤは、バイアス電流供給回路８８から供給されたバイアス電流、および出力バッファ回路８７から供給された変調電流に基づいて発光し、かつ発光強度を変更する。

受信部１５２において、受光素子ＰＤは、たとえばアバランシェフォトダイオードである。受光素子ＰＤは、局側装置２０１から受信した光信号を電気信号たとえば電流に変換して出力する。

ＴＩＡ８１は、受光素子ＰＤから受けた電流を電圧に変換してＬＩＡ８２へ出力する。

ＬＩＡ８２は、ＴＩＡ８１から受けた電圧のレベルを２値化し、受信データとして出力する。

出力バッファ８５は、ＬＩＡ８２から受けた受信データを増幅してＰＯＮ受信処理部９２へ出力する。たとえば、出力バッファ８５は、当該受信データを、差動信号として信号線ＯＵＴＰ，ＯＵＴＮから出力する。

バイアス制御部８３は、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに接続され、受光素子ＰＤにバイアス電圧を供給する。バイアス制御部８３は、バイアス電圧の調整機能を有する。

また、たとえば、発光素子ＬＤは、アセンブリされた発光モジュール（以下、ＴＯＳＡ：Transmitter Optical Sub-Assemblyとも称する。）に内蔵されている。また、受光素子ＰＤおよびＴＩＡ８１、ならびにバイアス制御部８３の一部は、アセンブリされた受光モジュール（以下、ＲＯＳＡ：Receiver Optical Sub-Assemblyとも称する。）に内蔵されている。

図４は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるバイアス制御部の構成を示す図である。

図４を参照して、バイアス制御部８３は、モニタ用受光素子ＭＰＤと、ＤＣ／ＤＣコンバータ（受光電流モニタ回路）１１と、ＣＰＵ（バイアス調整部）１２と、抵抗１４〜１６とを含む。抵抗１４，１５，１６の抵抗値は、それぞれＲａ，Ｒｂ，Ｒｃである。なお、抵抗１４および１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に含まれていてもよい。

受光素子ＰＤは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に接続されたカソードと、ＴＩＡ８１の入力端に接続されたアノードとを有する。モニタ用受光素子ＭＰＤは、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに接続されたカソードと、ＣＰＵ１２の入力端および抵抗１５の第１端に接続されたアノードとを有する。抵抗１５の第２端は、接地電圧の供給される接地ノードに接続されている。抵抗１４は、ＣＰＵ１２の出力端およびＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力端に接続された第１端と、接地ノードに接続された第２端とを有する。抵抗１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力端およびＣＰＵ１２の入力端に接続された第１端と、接地ノードに接続された第２端とを有する。モニタ用受光素子ＭＰＤ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１およびＴＩＡ８１に電源電圧Ｖｃｃが供給されている。

受光素子ＰＤは、局側装置２０１から光ファイバＯＰＴＦ経由で受信した光信号Ｐｉｎ１の強度に応じた電流ＩａｐｄをＴＩＡ８１へ出力する。また、受光素子ＰＤは、逆バイアス電圧Ｖａｐｄによる増倍率Ｍの変更が可能である。

モニタ用受光素子ＭＰＤは、たとえばＰＩＮフォトダイオードであり、増倍率は一定である。モニタ用受光素子ＭＰＤは、局側装置２０１から光ファイバＯＰＴＦ経由で受信した光信号Ｐｉｎ２の強度に応じた電流Ｉｍｐｄを出力する。この電流Ｉｍｐｄは、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄよりも周波数帯域の低い電流である。

電流Ｉｍｐｄは、抵抗１５によって電圧Ｖｍｐｄに変換され、ＣＰＵ１２に供給される。ＣＰＵ１２は、内蔵するＡ／Ｄコンバータによって電圧Ｖｍｐｄのデジタル値を取得する。このように、ＣＰＵ１２の内蔵部品を利用することにより、光通信モジュール１０１における部品点数を削減することができる。

図５は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるＲＯＳＡの構成を示す図である。

図５を参照して、光通信モジュール１０１は、さらに、ハーフミラー（光分岐器）１７を含む。

ハーフミラー１７は、たとえばＲＯＳＡに内蔵されており、局側装置２０１から光ファイバＯＰＴＦ経由で受信した光信号Ｐｉｎを光信号Ｐｉｎ１および光信号Ｐｉｎ２に分岐し、それぞれ受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤへ出力する。

光信号Ｐｉｎ、光信号Ｐｉｎ１および光信号Ｐｉｎ２の強度の関係は、以下の式（Ａ１）で表される。
Ｐｉｎ＝Ｐｉｎ１＋Ｐｉｎ２ ・・・（Ａ１）

なお、光信号Ｐｉｎを分岐する光分岐器は、ハーフミラー１７としてＲＯＳＡに内蔵される構成に限らず、ＲＯＳＡの外部、たとえば光通信モジュール１０１の外部に設けられてもよい。

再び図４を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄに対応する電流Ｉｒｓｓｉを出力する。この電流Ｉｒｓｓｉは、電流Ｉａｐｄよりも周波数帯域の低い電流である。

電流Ｉｒｓｓｉは、抵抗１６によって電圧Ｖｒｓｓｉに変換され、ＣＰＵ１２に供給される。ＣＰＵ１２は、内蔵するＡ／Ｄコンバータによって電圧Ｖｒｓｓｉのデジタル値を取得する。このように、ＣＰＵ１２の内蔵部品を利用することにより、光通信モジュール１０１における部品点数を削減することができる。

ＣＰＵ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉおよびモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄを比較し、比較結果に基づいて受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する。たとえば、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉの電圧変換値および電流Ｉｍｐｄの電圧変換値を比較する。なお、ＣＰＵ１２は、たとえば、光信号の概ね直流成分を検出できればよく、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄおよびモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄは、概ね直流成分であってもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＣＰＵ１２による逆バイアス電圧Ｖａｐｄの調整に従って、受光素子ＰＤに逆バイアス電圧Ｖａｐｄを供給する。

より詳細には、ＣＰＵ１２は、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄを比較し、比較結果に基づいて電流Ｉｃｔｒｌを生成して出力する。電流Ｉｃｔｒｌは、抵抗１４によって電圧Ｖｃｔｒｌに変換され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に供給される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、ＣＰＵ１２から受けた電圧Ｖｃｔｒｌに基づいて、受光素子ＰＤに逆バイアス電圧Ｖａｐｄを供給する。

具体的には、逆バイアス電圧Ｖａｐｄは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の回路構成で定まる係数Ｋ１，Ｋ２、および電圧Ｖｃｔｒｌを用いて、以下の式（Ｂ１）で表される。
Ｖａｐｄ＝Ｋ１×Ｖｃｔｒｌ＋Ｋ２ ・・・（Ｂ１）

また、抵抗１４の抵抗値をＲａとすると、電圧Ｖｃｔｒｌは、ＣＰＵ１２の出力電流Ｉｃｔｒｌを用いて、以下の式（Ｂ２）で表される。
Ｖｃｔｒｌ＝Ｉｃｔｒｌ×Ｒａ ・・・（Ｂ２）

式（Ｂ１）および式（Ｂ２）より、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄは、ＣＰＵ１２の出力電流Ｉｃｔｒｌによって変更されることが分かる。

たとえば、ＣＰＵ１２は、内蔵するＤ／Ａコンバータによって制御デジタル値から電流Ｉｃｔｒｌへの変換を行なう。このように、ＣＰＵ１２の内蔵部品を利用することにより、光通信モジュール１０１における部品点数を削減することができる。

また、受光素子ＰＤの増倍率をＭとし、受光素子ＰＤの受光感度をＲＳ１［Ａ／Ｗ］とし、受光素子ＰＤの受光強度をＰｉｎ１［Ｗ］とすると、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄ［Ａ］は、以下の式（Ｃ１）で表される。
Ｉａｐｄ＝Ｍ×ＲＳ１×Ｐｉｎ１ ・・・（Ｃ１）

図６は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子の電流増倍特性の一例を示す図である。図６において、横軸は逆バイアス電圧Ｖａｐｄであり、縦軸は出力電流Ｉａｐｄである。

図６を参照して、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを大きくするほど、出力電流Ｉａｐｄは大きくなる。すなわち、増倍率Ｍは大きくなる。

より詳細には、受光素子ＰＤの増倍率Ｍは、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが小さいとき、逆バイアス電圧Ｖａｐｄをある一定の範囲で変化させてもアバランシェ増倍が発生せず、一定となる。このときの増倍率Ｍを１とする。

そして、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが、上記範囲に含まれるＶ１から上昇してＶ２になると、逆バイアス電圧ＶａｐｄがＶ１のときと比べて出力電流Ｉａｐｄは１０倍となる。すなわち、逆バイアス電圧ＶａｐｄがＶ２のとき、増倍率Ｍは１０である。

また、受光素子ＰＤの増倍率Ｍは強い温度特性を有し、図６に示すように、受光素子ＰＤの温度が上昇すると出力電流Ｉａｐｄが小さくなり、受光素子ＰＤの温度が下降すると出力電流Ｉａｐｄが大きくなる。すなわち、受光素子ＰＤの温度が上昇すると、逆バイアス電圧Ｖａｐｄに対する増倍率Ｍが小さくなり、受光素子ＰＤの温度が下降すると、逆バイアス電圧Ｖａｐｄに対する増倍率Ｍが大きくなる。

図７は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子への逆バイアス電圧および通信品質の関係の一例を示す図である。図７において、横軸は逆バイアス電圧Ｖａｐｄであり、縦軸はビットエラーレートである。

図７を参照して、増倍率Ｍが１０となるような逆バイアス電圧Ｖａｐｄを設定した状態から、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを大きくして増倍率Ｍを大きくすると、受光素子ＰＤの周波数帯域が低下し、また、ノイズが増大することにより、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise Ratio）比が劣化し、ビットエラーレートが上昇する。

一方、増倍率Ｍが１０となるような逆バイアス電圧Ｖａｐｄを設定した状態から、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを小さくして増倍率Ｍを小さくすると、受光素子ＰＤの受光感度が小さくなり、より強度の小さい光信号を受信することが困難となるため、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise Ratio）比が劣化し、ビットエラーレートが上昇する。

このように、増倍率Ｍには最適値が存在し、たとえば、１０前後が最適値である。また、図６で説明したように増倍率Ｍは温度特性を有することから、受光素子ＰＤの温度に応じて増倍率Ｍを調整し、最適値を維持する必要がある。

再び図４を参照して、モニタ用受光素子ＭＰＤの受光感度をＲＳ２［Ａ／Ｗ］とし、モニタ用受光素子ＭＰＤの受光強度をＰｉｎ２［Ｗ］とすると、モニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄ［Ａ］は、以下の式（Ｃ２）で表される。
Ｉｍｐｄ＝ＲＳ２×Ｐｉｎ２ ・・・（Ｃ２）

ハーフミラー１７が光信号ＰｉｎをＰｉｎ１：Ｐｉｎ２＝２０：１になるように分岐すると仮定すると、受光素子ＰＤの受光強度をＰｉｎ１とし、モニタ用受光素子ＭＰＤの受光強度をＰｉｎ２とすると、Ｐｉｎ１およびＰｉｎ２の関係は、以下の式（Ｃ３）で表される。
Ｐｉｎ１＝２０×Ｐｉｎ２ ・・・（Ｃ３）

式（Ｃ１）〜式（Ｃ３）から、以下の式（Ｃ４）が成り立つ。
Ｉａｐｄ／（Ｍ×ＲＳ１）＝２０×Ｉｍｐｄ／ＲＳ２ ・・・（Ｃ４）

電流Ｉｒｓｓｉは電流Ｉａｐｄに対応する電流であることから、抵抗１５の抵抗値Ｒｂおよび抵抗１６の抵抗値Ｒｃを用いて式（Ｃ４）を変形すると、以下の式（Ｃ５）が得られる。
Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄ＝（（２０×ＲＳ１×Ｒｃ）／（ＲＳ２×Ｒｂ））×Ｍ ・・・（Ｃ５）

式（Ｃ５）の右辺において、（２０×ＲＳ１×Ｒｃ）／（ＲＳ２×Ｒｂ）は、設計で決まる一定値である。式（Ｃ５）より、Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄを調整することにより、増倍率Ｍを調整できることが分かる。

光通信モジュール１０１におけるバイアス制御部８３は、増倍率Ｍが目標値となるようにＣＰＵ１２の出力電流Ｉｃｔｒｌを調整する。

すなわち、ＣＰＵ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉおよびモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄの比が所定値になるように逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する。上記所定値は、受光素子ＰＤの増倍率Ｍの目標値に基づいて設定される。

このように、光通信モジュール１０１では、ＲＯＳＡにおける受光素子ＰＤの近くに、たとえばＰＩＮフォトダイオードであるモニタ用受光素子ＭＰＤを設け、光通信モジュール１０１への入力光を分岐して受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤへ与える。

ＰＩＮフォトダイオードは、アバランシェフォトダイオードとは異なり、増倍作用を有しておらず、その出力電流Ｉｍｐｄは、式（Ｃ２）で与えられる。すなわち、ＰＩＮフォトダイオードの受光電流、言い換えれば受光感度は温度依存性を持たないことから、温度変化に関わらず一定の受光量をモニタすることが可能となる。

このため、前述の受光電流すなわち電流Ｉａｐｄの式（Ｃ１）における受光素子ＰＤの受光強度Ｐｉｎ１を確定させることができるため、受光素子ＰＤの増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことが可能となる。

図８は、本発明の実施の形態に係るバイアス制御部におけるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。

図８を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、差動アンプ２１と、コンパレータ２２と、ＰＷＭ制御回路２３と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）２４と、インダクタ２５と、ショットキーダイオード２６と、カレントミラー回路２７と、抵抗１４，２８〜３０と、キャパシタ３１〜３３と、フィルタ回路３５とを含む。フィルタ回路３５は、抵抗１６と、キャパシタ３４とを含む。

差動アンプ２１は、抵抗１４の第１端およびＣＰＵ１２の出力端に接続された非反転入力端子と、反転入力端子と、抵抗２８の第１端に接続された出力端子とを有する。キャパシタ３１は、抵抗２８の第２端に接続された第１端と、接地ノードに接続された第２端とを有する。コンパレータ２２は、差動アンプ２１の出力端子およびＰＷＭ制御回路２３の入力端に接続された反転入力端子と、ＰＷＭ制御回路２３の出力端に接続された非反転入力端子と、出力端子とを有する。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４は、コンパレータ２２の出力端子に接続されたゲートと、インダクタ２５の第１端に接続されたドレインと、接地ノードに接続されたソースとを有する。インダクタ２５の第２端が、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに接続されている。ショットキーダイオード２６は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のドレインに接続されたアノードと、キャパシタ３２の第１端、抵抗２９の第１端、キャパシタ３３の第１端およびカレントミラー回路２７の入力端に接続されたカソードとを有する。抵抗２９の第２端、キャパシタ３３の第２端および抵抗３０の第１端が、差動アンプ２１の反転入力端子に接続されている。カレントミラー回路２７のミラー電流出力側が抵抗１６の第１端、キャパシタ３４の第１端およびＣＰＵ１２の入力端に接続されている。カレントミラー回路２７の参照電流出力側が受光素子ＰＤに接続されている。キャパシタ３２，３４および抵抗１４，１６，３０の第２端が接地ノードに接続されている。

たとえば、インダクタ２５のインダクタンスは４．７マイクロヘンリーであり、抵抗２９の抵抗値は１メガオームであり、抵抗３０の抵抗値は２０キロオームであり、抵抗１６の抵抗値は２キロオームであり、キャパシタ３２〜３４の容量値は０．１マイクロファラッドである。

また、ショットキーダイオード２６のカソードおよびカレントミラー回路２７の入力端の接続ノードの電圧は、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄに相当する。

キャパシタ３３により、逆バイアス電圧Ｖａｐｄの位相補償がなされ、発振が抑制される。

差動アンプ２１は、ＣＰＵ１２の出力電流Ｉｃｔｒｌが変換された電圧Ｖｃｔｒｌを非反転入力端子において受けるとともに、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄに基づくフィードバック電圧ＦＢを反転入力端子において受ける。そして、差動アンプ２１は、電圧Ｖｃｔｒｌおよびフィードバック電圧ＦＢの差に応じた電圧を出力する。このフィードバック電圧ＦＢは、抵抗２９および抵抗３０の抵抗比により、Ｖａｐｄ／５０となる。

抵抗２８およびキャパシタ３１の直列回路により、差動アンプ２１の出力電圧の位相補償がなされ、発振が抑制される。

コンパレータ２２は、反転入力端子において受けた差動アンプ２１の出力電圧と反転入力端子において受けたＰＷＭ制御回路２３からのランプ波とを比較し、比較結果に応じて論理ハイレベルまたは論理ローレベルの信号をＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のゲートへ出力する。

ＰＷＭ制御回路２３は、ランプ波をコンパレータ２２の非反転入力端子へ出力する。ＰＷＭ制御回路２３は、差動アンプ２１の出力電圧に応じてランプ波を調整することにより、コンパレータ２２の出力電圧の周波数を調整する。

具体的には、フィードバック電圧ＦＢが電圧Ｖｃｔｒｌよりも小さい場合、すなわち逆バイアス電圧Ｖａｐｄが小さい場合、差動アンプ２１は、正電圧を出力する。そして、ＰＷＭ制御回路２３は、この正電圧を受けて、コンパレータ２２の出力信号の周波数が大きくなるようにランプ波を調整する。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のドレイン電圧が上昇し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが上昇する。

一方、フィードバック電圧ＦＢが電圧Ｖｃｔｒｌよりも大きい場合、すなわち逆バイアス電圧Ｖａｐｄが大きい場合、差動アンプ２１は、負電圧を出力する。そして、ＰＷＭ制御回路２３は、この負電圧を受けて、コンパレータ２２の出力信号の周波数が小さくなるようにランプ波を調整する。これにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のドレイン電圧が下降し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが下降する。

したがって、電圧Ｖｃｔｒｌを調整することにより、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整することができる。逆バイアス電圧Ｖａｐｄは、カレントミラー回路２７を介して受光素子ＰＤに供給される。

カレントミラー回路２７は、受光素子ＰＤと電気的に接続され、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄを参照電流とし、当該参照電流に対応するミラー電流Ｉ２を出力する。

具体的には、カレントミラー回路２７は、参照電流Ｉ３に対応する電流であって、ミラー比に応じた大きさの電流であるミラー電流Ｉ２を出力する。参照電流Ｉ３は、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄに相当する、たとえば１０ギガビット／秒の電流信号である。

カレントミラー回路２７への入力電流をＩ１とすると、以下の式が成り立つ。
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３ ・・・（Ｄ１）

フィルタ回路３５は、カレントミラー回路２７から出力されるミラー電流Ｉ２の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させ、電流ＩｒｓｓｉとしてＣＰＵ１２へ出力する。

具体的には、キャパシタ３４および抵抗１６により、ミラー電流Ｉ２が平均化され、また、平均化されたミラー電流Ｉ２が電圧Ｖｒｓｓｉに変換されてＣＰＵ１２へ出力される。キャパシタ３４および抵抗１６の時定数は、たとえば２［キロ］×０．１［マイクロ］＝０．２ミリ秒である。

ここで、ＣＰＵ１２が、電圧Ｖｒｓｓｉを受けるＡ／Ｄコンバータの出力値を参照する速度はたとえば１００Ｈｚである。すなわち、ＣＰＵ１２における電圧Ｖｒｓｓｉのサンプリング周期は１０ミリ秒である。

すなわち、フィルタ回路３５の時定数は、光信号のビットレートの逆数よりも大きく、かつＣＰＵ１２におけるミラー電流Ｉ２すなわち電圧Ｖｒｓｓｉのサンプリング周期よりも小さい。

このように、光通信モジュール１０１では、電流Ｉｒｓｓｉを生成するフィルタ回路の時定数を、光信号の周期よりも短く、ＣＰＵ１２のサンプリング周期より長く設定する。これにより、出力電流Ｉａｐｄを平均化して測定を容易かつ適切にしながら、ＣＰＵ１２による電圧Ｖｒｓｓｉの測定を光信号の強度変動に追随させることができる。

図９は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。図９は、受光素子ＰＤのバイアス電圧調整における、フィードバック制御の目標値の設定方法の一例を示している。

図９を参照して、まず、受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤへの光の強度をそれぞれ一定値とした状態、たとえば光通信モジュール１０１への光信号の平均強度を一定値とした状態において、ＣＰＵ１２は、受光素子ＰＤの増倍率が１となるように、出力電流Ｉｃｔｒｌを調整し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを設定する。受光素子ＰＤの増倍率が１となる状態は、前述のように、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが小さく、逆バイアス電圧Ｖａｐｄをある一定の範囲で変化させても受光素子ＰＤにおいてアバランシェ増倍が発生しない状態である（ステップＳ１）。

次に、設定した逆バイアス電圧Ｖａｐｄを受光素子ＰＤに供給している状態において、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄを測定する、すなわち、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄを測定する。これにより、前述の式（Ｃ５）の右辺における（２０×ＲＳ１×Ｒｃ）／（ＲＳ２×Ｒｂ）が得られる（ステップＳ２）。

次に、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比、および実動作における受光素子ＰＤの増倍率Ｍの目標値に基づいて、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比の目標値を設定する。具体的には、ＣＰＵ１２は、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの比であるＶｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄに、増倍率Ｍの目標値を乗じた値を算出する（ステップＳ３）。

次に、ＣＰＵ１２は、算出した値を、光通信モジュール１０１の実動作におけるＶｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄの目標値Ａとして設定し、記憶する（ステップＳ４）。

図１０は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。図１０は、受光素子ＰＤのバイアス電圧調整における、フィードバック制御の目標値の設定方法の他の例を示している。

図１０を参照して、まず、受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤへの光の強度をそれぞれ一定値とした状態、たとえば光通信モジュール１０１への光信号の平均強度を一定値とした状態において、ＣＰＵ１２は、受光素子ＰＤの増倍率が１となるように、出力電流Ｉｃｔｒｌを調整し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを設定する（ステップＳ３１）。

次に、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比、および実動作における受光素子ＰＤの増倍率Ｍの目標値に基づいて、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比の目標値を設定する。

具体的には、設定した逆バイアス電圧Ｖａｐｄを受光素子ＰＤに供給している状態において、光通信モジュール１０１への光信号の平均強度を（上記一定値／増倍率Ｍの目標値）に変更する。この状態において、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄを測定する、すなわち、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄを測定する（ステップＳ３２）。

そして、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比を算出する。これにより、前述の式（Ｃ５）の右辺における（（２０×ＲＳ１×Ｒｃ）／（ＲＳ２×Ｒｂ））×Ｍ、すなわち実動作における電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比の目標値が得られる（ステップＳ３３）。

次に、ＣＰＵ１２は、算出した値を、光通信モジュール１０１の実動作におけるＶｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄの目標値Ａとして設定し、記憶する（ステップＳ３４）。

図１１は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子のバイアス電圧調整方法の手順の一部を示すフローチャートである。図１１は、実動作において受光素子ＰＤの増倍率Ｍを目標値に収束させるための、受光素子ＰＤへのバイアス電圧調整方法を示している。

図１１を参照して、まず、ＣＰＵ１２は、光通信モジュール１０１の実動作、たとえば局側装置２０１から送信される下り光信号を光通信モジュール１０１が受信している状態において、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄを測定する。この測定の間隔は、ＣＰＵ１２におけるサンプリング周期に相当する（ステップＳ１１）。

次に、ＣＰＵ１２は、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの比Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄを算出し、記憶している目標値Ａとの比較を行なう（ステップＳ１２）。

ＣＰＵ１２は、Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄが目標値Ａより大きい場合（ステップＳ１２でＹＥＳ）、受光素子ＰＤの増倍率Ｍが目標値より大きくなっていると判断し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが小さくなるように電流Ｉｃｔｒｌを調整する。たとえば、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｃｔｒｌを小さくすることにより、図８に示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチング周波数を小さくして逆バイアス電圧Ｖａｐｄを小さくする（ステップＳ１３）。

一方、ＣＰＵ１２は、Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄが目標値Ａより小さい場合（ステップＳ１２でＮＯかつステップＳ１４でＹＥＳ）、受光素子ＰＤの増倍率Ｍが目標値より小さくなっていると判断し、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが大きくなるように電流Ｉｃｔｒｌを調整する。たとえば、ＣＰＵ１２は、電流Ｉｃｔｒｌを大きくすることにより、図８に示すＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４のスイッチング周波数を大きくして逆バイアス電圧Ｖａｐｄを大きくする（ステップＳ１５）。

また、ＣＰＵ１２は、Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄが目標値Ａと等しい場合（ステップＳ１２でＮＯかつステップＳ１４でＮＯ）、受光素子ＰＤの増倍率Ｍが目標値になっていると判断し、電流Ｉｃｔｒｌを現状の値に維持する。

図１２は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおける受光素子の増倍率測定方法の手順を示すフローチャートである。図１２は、実動作において受光素子ＰＤの増倍率Ｍを目標値に収束させるための、図１１に示す動作を別の観点からとらえた動作を示している。

図１２を参照して、まず、ＣＰＵ１２は、たとえば局側装置２０１から送信される下り光信号を光通信モジュール１０１が受信している状態において、電圧Ｖｒｓｓｉを測定することにより、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄの平均成分を検出する（ステップＳ２１）。

次に、ＣＰＵ１２は、モニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄを測定する、すなわち電圧Ｖｍｐｄを測定することにより、上記光信号の強度の平均成分を検出する（ステップＳ２２）。

次に、ＣＰＵ１２は、検出した各平均成分を比較することにより、すなわち電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの比を算出することにより、受光素子ＰＤの増倍率Ｍを測定する（ステップＳ２３）。

次に、ＣＰＵ１２は、測定した受光素子ＰＤの増倍率Ｍに基づいて、すなわち電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの比に基づいて、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する（ステップＳ２４）。

上記のように、光通信モジュール１０１では、Ｖｒｓｓｉ／Ｖｍｐｄが一定値となるように増倍率Ｍのフィードバック制御が行なわれる。

しかしながら、ＣＰＵ１２におけるＡ／Ｄコンバータの線形性およびオフセット特性を鑑みると、光通信モジュール１０１への入力光量によっては正しくフィードバック制御ができなくなる恐れがある。

たとえば、光通信モジュール１０１への入力光が微小である場合、ＣＰＵ１２における上記Ａ／Ｄコンバータの出力値が微小となり、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの測定精度に関し一定水準を確保することが困難となる。

また、光通信モジュール１０１の動作中に、光ファイバＯＰＴＦと光通信モジュール１０１とを接続する光コネクタが抜かれたとき、あるいは、光通信モジュール１０１の動作中に光コネクタを着脱したときのように、光通信モジュール１０１への入力光量について過渡状態であるときも、電圧Ｖｒｓｓｉおよび電圧Ｖｍｐｄの測定精度に関し一定水準を確保することが困難となる。

そして、このような要因で測定精度が劣化すると、意図しないフィードバック制御が行なわれて増倍率Ｍを大幅に上昇させてしまう、すなわち逆バイアス電圧Ｖａｐｄを大幅に上昇させてしまうことにより、受光素子ＰＤが破損してしまう恐れがある。

そこで、光通信モジュール１０１では、増倍率Ｍが所定値を超えないように制限するバイアス制限部３６を、ＣＰＵ１２あるいは基板上に設ける。たとえば、バイアス制限部３６は、受光素子ＰＤに供給される逆バイアス電圧Ｖａｐｄを、たとえば受光素子ＰＤに関する設計上の許容範囲に制限する。

より詳細には、たとえば、バイアス制限部３６は、モニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄが所定の閾値以下である場合、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを所定値に固定する。この所定値としては、たとえば、受光素子ＰＤにとって典型的なバイアス電圧値が設定される。なお、バイアス制限部３６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉが所定の閾値以下である場合、逆バイアス電圧Ｖａｐｄを所定値に固定する構成であってもよい。

具体的には、ＣＰＵ１２からＤＣ／ＤＣコンバータ１１におけるエラーアンプすなわち
差動アンプ２１への電圧Ｖｃｔｒｌ、すなわち電流Ｉｃｔｒｌに上限を設けるソフトウェア的な制限方法が考えられる。たとえば、ＣＰＵ１２は、電圧Ｖｒｓｓｉが所定の閾値以下であるか、または電圧Ｖｍｐｄが所定の閾値以下である場合、電流Ｉｃｔｒｌを所定値に固定する。この所定値は、たとえば、受光素子ＰＤにとって典型的な大きさの逆バイアス電圧Ｖａｐｄが得られる値である。

あるいは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に逆バイアス電圧Ｖａｐｄの制限回路を設けるハードウェア的な制限方法が考えられる。

図１３は、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるバイアス制限部の一例を示す図である。

図１３を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、図８に示す構成と比べて、さらに、バイアス制限部３６を含む。

バイアス制限部３６は、ＣＰＵ１２および抵抗１４の接続ノードと差動アンプ２１の非反転入力端子との間に接続されている。バイアス制限部３６は、電圧Ｖｃｔｒｌの大きさが所定値を超える場合、電圧Ｖｃｔｒｌを当該所定値に制限して差動アンプ２１へ出力する。たとえば、この所定値は、受光素子ＰＤに関する設計上の許容範囲に含まれる大きさの逆バイアス電圧Ｖａｐｄ、が得られる値である。

ところで、特許文献１に記載の光トランシーバでは、環境試験器の温度変化に要する調整時間が、光トランシーバの調整におけるコストの大部分を占め、作成コストが高くなってしまう。また、受光素子の調整において、上記のような温度調整が不要となるフィードバック制御を採用する方法では、ＡＰＤへの入力光が、外部から与えられる不確定パラメータであるため、逆バイアス電圧に依存する増倍率のフィードバック制御を行なうことは困難であった。

これに対して、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、受光素子ＰＤは、受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつ逆バイアス電圧Ｖａｐｄによる増倍率の変更が可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄに対応する電流であって、出力電流Ｉａｐｄよりも周波数帯域の低い電流Ｉｒｓｓｉを出力する。モニタ用受光素子ＭＰＤは、受信した光信号の強度に応じた電流であって、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄよりも周波数帯域の低い電流Ｉｍｐｄを出力する。そして、ＣＰＵ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉおよびモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄを比較し、比較結果に基づいて受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する。

このような構成により、モニタ用受光素子ＭＰＤを受光素子ＰＤとは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子ＰＤの増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことが可能となる。

そして、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄに依存する増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。

また、受光素子ＰＤが受信する光信号、および受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄそのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。

したがって、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

また、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、ハーフミラー１７は、光信号を分岐する。そして、受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤは、ハーフミラー１７によって分岐された光信号を受信する。

このような構成により、受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤへの入力光の分岐比を正確かつ安定した値に設定することができるため、たとえば、ビットエラーレート等の通信品質に対する受光素子ＰＤの増倍率Ｍの最適値を容易に得ることができる。

また、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、ＣＰＵ１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉおよびモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄの比が所定値になるように逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する。上記所定値は、受光素子ＰＤの増倍率の目標値に基づいて設定される。

このような構成により、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの比を用いた簡易な演算処理で、受光素子ＰＤの増倍率Ｍが目標値になるような逆バイアス電圧Ｖａｐｄの調整を行なうことができる。すなわち、増倍率Ｍを、受光素子ＰＤの温度変化によらず一定値に制御することができる。

また、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、カレントミラー回路２７は、受光素子ＰＤと電気的に接続され、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄを参照電流とし、当該参照電流に対応するミラー電流Ｉ２を出力する。フィルタ回路３５は、カレントミラー回路２７から出力されるミラー電流Ｉ２の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させてＣＰＵ１２へ出力する。

このような構成により、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄに対して影響を与えることなく、出力電流Ｉａｐｄに対応する低周波電流を生成することができる。

また、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、フィルタ回路３５の時定数は、光信号のビットレートの逆数よりも大きく、かつＣＰＵ１２におけるミラー電流Ｉ２のサンプリング周期よりも小さい。

このような構成により、ミラー電流Ｉ２のフィルタ回路の時定数を適切な値に設定することができるため、出力電流Ｉａｐｄを平均化した電流を生成して適切に測定しながら、当該測定を光信号の強度変動に追随させることができる。

また、本発明の実施の形態に係る光通信モジュールでは、バイアス制限部３６は、受光素子ＰＤに供給される逆バイアス電圧Ｖａｐｄを制限する。

このような構成により、たとえば光通信モジュール１０１への入力光が微小であり、電流Ｉｒｓｓｉおよび電流Ｉｍｐｄの測定精度に関し一定水準を確保することができない場合でも、逆バイアス電圧Ｖａｐｄが誤った値に設定されることを防ぐことができる。

また、本発明の実施の形態に係る受光素子のバイアス電圧調整方法では、まず、ＣＰＵ１２は、受光素子ＰＤの増倍率が、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを変化させても一定となるような範囲における逆バイアス電圧Ｖａｐｄを設定する。次に、ＣＰＵ１２は、設定した逆バイアス電圧Ｖａｐｄを受光素子ＰＤに供給している状態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流Ｉｒｓｓｉを測定するとともに、モニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄを測定する。次に、ＣＰＵ１２は、測定した対応電流Ｉｒｓｓｉと測定したモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄとの比、および受光素子ＰＤの増倍率の目標値に基づいて、対応電流Ｉｒｓｓｉとモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄとの比の目標値を設定する。次に、ＣＰＵ１２は、受光素子ＰＤおよびモニタ用受光素子ＭＰＤが光信号を受信している状態において、対応電流Ｉｒｓｓｉとモニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄとの比が上記目標値になるように、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄを調整する。

また、本発明の実施の形態に係る受光素子の増倍率測定方法では、まず、ＣＰＵ１２は、受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄの平均成分を検出する。次に、ＣＰＵ１２は、モニタ用受光素子ＭＰＤの出力電流Ｉｍｐｄに基づいて光信号の平均成分を検出する。次に、ＣＰＵ１２は、検出した各平均成分を比較し、比較結果に基づいて受光素子ＰＤの増倍率を測定する。

これにより、モニタ用受光素子ＭＰＤを受光素子ＰＤとは別の信号経路で用いて、たとえば前述の受光電流Ｉの式（Ａ０）におけるＡＰＤの受光強度ＰＩを確定させることができる。これにより、受光素子ＰＤの増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことが可能となる。

そして、受光素子ＰＤへの逆バイアス電圧Ｖａｐｄに依存する増倍率Ｍのフィードバック制御を行なうことができるため、特許文献１に記載の技術のような、低温、室温および高温での値を用いた３点近似式を使用したルックアップテーブルの作成を行なう必要がなくなり、１つの温度における調整を行なえば足りる。

また、受光素子ＰＤが受信する光信号、および受光素子ＰＤの出力電流Ｉａｐｄそのものを測定するのではなく、両者を平均化すなわち周波数帯域を低くした後の信号を生成して測定する構成により、光信号が高速である場合でも、正確な測定を行なうことができる。

したがって、本発明の実施の形態に係る受光素子のバイアス電圧調整方法および受光素子の増倍率測定方法では、電流増幅作用を有する受光素子を備える構成において、低コストで当該受光素子へのバイアス電圧を良好に調整することができる。

なお、上記実施の形態では、光通信モジュール１０１を備えるＯＮＵ２０２を例示したが、本発明は、通信装置に広く適用可能である。また、本発明は、連続的な信号を受信する通信装置に用いると好適である。特に、製造の際は同じ仕様に従って多数製造され、実使用の際は設置場所の環境に応じて個々に受光素子の増倍率が異なることとなる、ＰＯＮシステムにおける宅側装置に用いるとより効果的である。

また、本発明は、バースト信号を受信する通信装置に用いることも可能である。この場合、バースト信号の立ち上がり速度に追従できる時定数、より詳細にはバースト信号のセトリング時間すなわち立ち上がり時間よりも短い時定数を、出力電流Ｉｒｓｓｉおよび出力電流Ｉｍｐｄを測定するための各回路に設定すればよい。具体的には、たとえば、カレントミラー回路２７の入力ノードの時定数、フィルタ回路３５の時定数、モニタ用受光素子ＭＰＤのキャパシタおよび抵抗１５等からなる回路の時定数を、バースト信号のセトリング時間よりも短く設定すればよい。また、たとえば、ＣＰＵ１２における電圧Ｖｒｓｓｉのサンプリング周期と電流Ｉｃｔｒｌの演算時間との和を、バースト信号のセトリング時間よりも短く設定すればよい。

上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（受光電流モニタ回路）
１２ ＣＰＵ（バイアス調整部）
１４〜１６，２８〜３０ 抵抗
１７ ハーフミラー（光分岐器）
２１ 差動アンプ
２２ コンパレータ
２３ ＰＷＭ制御回路
２４ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
２５ インダクタ
２６ ショットキーダイオード
２７ カレントミラー回路
３１〜３４ キャパシタ
３５ フィルタ回路
３６ バイアス制限部
８１ ＴＩＡ
８２ ＬＩＡ
８３ バイアス制御部
８５ 出力バッファ
８６ プリアンプ
８７ 出力バッファ回路（変調電流供給回路）
８８ バイアス電流供給回路
８９ 発光回路
９２ ＰＯＮ受信処理部
９３ バッファメモリ
９４ ＵＮ送信処理部
９５ ＵＮＩポート
９６ ＵＮ受信処理部
９７ バッファメモリ
９８ ＰＯＮ送信処理部
９９ 制御部
１０１ 光通信モジュール
１５１ バースト送信部
１５２ 受信部
２０１ 局側装置
２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ 宅側装置
３０１ ＰＯＮシステム
ＳＰ スプリッタ
ＯＰＴＦ 光ファイバ
ＬＤ 発光素子
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
ＰＤ 受光素子
ＭＰＤ モニタ用受光素子

Claims (9)

1. 受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流に対応する電流であって、前記出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するための受光電流モニタ回路と、
   受信した前記光信号の強度に応じた電流であって、前記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
   前記受光電流モニタ回路の出力電流および前記モニタ用受光素子の出力電流を比較し、比較結果に基づいて前記受光素子への前記バイアス電圧を調整するためのバイアス調整部とを備える、光通信モジュール。
2. 前記光通信モジュールは、さらに、
   光信号を分岐するための光分岐器を備え、
   前記受光素子および前記モニタ用受光素子は、前記光分岐器によって分岐された光信号を受信する、請求項１に記載の光通信モジュール。
3. 前記バイアス調整部は、前記受光電流モニタ回路の出力電流および前記モニタ用受光素子の出力電流の比が所定値になるように前記バイアス電圧を調整し、
   前記所定値は、前記受光素子の増倍率の目標値に基づいて設定される、請求項１または請求項２に記載の光通信モジュール。
4. 前記受光電流モニタ回路は、
   前記受光素子と電気的に接続され、前記受光素子の出力電流を参照電流とし、前記参照電流に対応するミラー電流を出力するためのカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路から出力される前記ミラー電流の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させて前記バイアス調整部へ出力するためのフィルタ回路とを含む、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
5. 前記フィルタ回路の時定数は、前記光信号のビットレートの逆数よりも大きく、かつ前記バイアス調整部における前記ミラー電流のサンプリング周期よりも小さい、請求項４に記載の光通信モジュール。
6. 前記光通信モジュールは、さらに、
   前記受光素子に供給される前記バイアス電圧を制限するためのバイアス制限部を備える、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
7. 局側装置と光信号を送受信するための通信装置であって、
   受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流に対応する電流であって、前記出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するための受光電流モニタ回路と、
   受信した前記光信号の強度に応じた電流であって、前記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
   前記受光電流モニタ回路の出力電流および前記モニタ用受光素子の出力電流を比較し、比較結果に基づいて前記受光素子への前記バイアス電圧を調整するためのバイアス調整部とを備える、通信装置。
8. 受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の増倍率が、前記受光素子へのバイアス電圧を変化させても一定となるような範囲における前記バイアス電圧を設定するステップと、
   設定した前記バイアス電圧を前記受光素子に供給している状態において、前記受光素子の出力電流に対応する電流であって、前記出力電流よりも周波数帯域の低い電流である対応電流を測定するとともに、受信した前記光信号の強度に応じた電流であって、前記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子の出力電流を測定するステップと、
   測定した前記対応電流と測定した前記モニタ用受光素子の出力電流との比、および前記受光素子の増倍率の目標値に基づいて、前記対応電流と前記モニタ用受光素子の出力電流との比の目標値を設定するステップと、
   前記受光素子および前記モニタ用受光素子が光信号を受信している状態において、前記対応電流と前記モニタ用受光素子の出力電流との比が前記目標値になるように、前記受光素子へのバイアス電圧を調整するステップとを含む、受光素子のバイアス電圧調整方法。
9. 受信した光信号の強度に応じた電流を出力し、かつバイアス電圧による増倍率の変更が可能な受光素子、の出力電流の平均成分を検出するステップと、
   受信した前記光信号の強度に応じた電流であって、前記受光素子の出力電流よりも周波数帯域の低い電流を出力するためのモニタ用受光素子の出力電流に基づいて前記光信号の平均成分を検出するステップと、
   検出した各前記平均成分を比較し、比較結果に基づいて前記受光素子の増倍率を測定するステップとを含む、受光素子の増倍率測定方法。

Images