DE69317611T2

DE69317611T2 - Spannungs-Strom-Umsetzerschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE69317611T2
Application number: DE69317611T
Authority: DE
Inventors: Michel Barou
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1992-09-07
Filing date: 1993-09-01
Publication date: 1998-11-19
Anticipated expiration: 2013-09-02
Also published as: US5404097A; DE69317611D1; JPH06188649A; FR2695522A1; EP0587509B1; FR2695522B1; EP0587509A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Bildung eines zu einer Eingangsspannung proportionalen Stroms, und näherhin eine derartige Schaltung, die in einfacher Weise in Form einer integrierten Schaltung ausführbar ist.
Fig. 1 veranschaulicht ein herkömmlicherweise für eine Spannungs-/Strom-Wandlung bzw. -Umsetzung verwendetes Schaltschema. Diese Schaltung weist zwei Bipolar-Transistoren Q1 und Q2 vom NPN-Typ auf, deren Kollektoren mit einer hohen Spannung VCC und deren Emitter über Stromquellen I mit einer niedrigen Spannung VEE verbunden sind. Die Emitter sind miteinander über einen Widerstand R1 verbunden. Die Kollektorströme dieser Transistoren sind mit IC1 und IC2 bezeichnet. Die in einen Strom umzuwandelnde Spannung Ve wird zwlschen den Basen B1 und B2 der Transistoren Q1 und Q2 angelegt. Somit beträgt die Spannung V(R1) an den Anschlüssen von R1:
V(R1) = Ve + (Vbe2 - Vbel)
Der Strom ΔI in dem Widerstand R1 beträgt ΔI = V(R1)/R1. Der Emitterstrom von Q1 ist I + ΔI, der Emitterstrom von Q2 ist I - ΔI. Nimmt man an, daß die Basis-Emitter-Spannungsabfälle Vbe1 und Vbe2 der Transistoren Q1 und Q2 gleich sind und daß die Differenz der Emitterströme sich in der Differenz der Kollektorströme wiederfindet, so erhält man ICI - IC2 = 2ΔI = 2Ve/R1.
Eine herkömmliche Schaltung 10, beispielsweise vom Stromspiegeltyp, gestattet die Bildung der Differenz zwischen den Strömen ICI und IC2 und liefert als Ausgangsgröße den zu Ve proportionalen Strom 2ΔI.
In dem Vorhergehenden wurden zwei vereinfachende Hypothesen bzw. Annahmen gemacht. Die erste Vereinfachungsannahme ist, daß Vbe1 = Vbe2, die zweite Vereinfachung ist die Annahme, daß die Differenz der Emitterströme sich in der Differenz der Kollektorströme wiederfindet, d. h. gleich der Differenz der Kollektorströme ist. Tatsächlich sind die Kollektorströme der Transistoren Q1 bzw. Q2 IC1 = α(I + ΔI) bzw. UC2 = α(I - ΔI), worin a die Stromverstärkung in Basisschaltung der Transistoren Q1 und Q2 ist (wobei angenommen wird, daß die beiden Transistoren die gleiche Verstärkung besitzen). α läßt sich als Funktion des Stromverstärkungsfaktors in Emitterschaltung β der Transistoren Q1 und Q2 durch die Beziehung α = 1/(1 + 1/β) ausdrükken. Der Strom ΔI ist somit nicht einfach gleich Ve/R1, sondern wird durch die Beziehung
ΔI = α(Ve + (Vbe2 - Vbe1))/R1
ausgedrückt. Somit resultiert ein erster Fehler aus der Größe Vbe2 - Vbe1, deren Betrag nicht Null ist und die mit dem Strom und der Temperatur veränderlich ist. Der zweite Fehler ergibt sich aus der Tatsache, daß α nicht gleich 1 ist und in dem Falle, wo β verhältnismäßig klein ist, nicht vernachlässigt werden kann. Beispielsweise hat α, wenn β = 35, einen Betrag von 0,97, und man hat also einen Proportionalitätsfehler in der Größenordnung von 3 %.
Eine herkömmliche Art der Korrektur des ersten Fehlers ist in Fig. 2 veranschaulicht. Zwischen dem Emitter und der Basis jedes der Transistoren Q1 und Q2 wird jeweils eine Gegenkopplung vorgesehen mittels Differentialverstärkern A1 und A2, deren Ausgänge an die Basiselektroden der Transistoren Q1 und Q2 gelegt sind und deren invertierende Eingänge jeweils mit den Emittern der Transistoren Q1 bzw. Q2 verbunden sind. Das Eingangssignal wird zwischen den nichtinvertierenden Eingängen E1 und E2 der Verstärker A1 und A2 angelegt. Somit wird der Fehler mit dem von Null verschiedenen Betrag der Größe Vbe2 - Vbe1 um einen Faktor AV gedämpft, wobei AV die Spannungsverstärkung der jeweiligen Verstärker A ist. Diese Verstärkung kann sehr hoch sein, beispielsweise größer als 100, und der kleine Fehler in der Differenz der Basis-Emitter-Spannungen wird so ein Fehler zweiter Ordnung deutlich unterhalb 1/1000.
Eine bekannte Weise der Korrektur des zweiten Fehlers besteht darin, daß man jeweils jeden der Transistoren Q1 und Q2 durch eine Darlington-Schaltung ersetzt. Wie in Fig. 3 veranschaulicht, ist jeweils jeder der Transistoren Q1 und Q2 einer Darlington-Anordnung einem diesbezüglichen Transistor Q'1 und Q'2 zugeordnet. Nimmt man an, daß die Transistoren Q1, Q2, Q'1 und Q'2 denselben Stromverstärkungsfaktor β in Emitterschaltung besitzen, ergibt sich für die Stromverstärkungsfaktoren α in Basisschaltung der Ausdruck 1(1 + 1/β(β + 1)). Auch hier wird aus einem Fehler erster Ordnung ein Fehler zweiter Ordnung, der vernachlässigbar wird.
Somit ist die Schaltung von Fig. 3, in welcher die Maßnahmen zur Korrektur des ersten und des zweiten Fehlertyps kombiniert sind, zufriedenstellend, und man erhält Ströme IC1 und IC2, deren Differenz proportional zur Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen E1 und E2 ist (wobei der Proportionalitätsfaktor mit dem Betrag des Widerstands R1 verbunden ist).
Jedoch weist diese Schaltung einen Nachteil auf, der mit dem Vorliegen einer Darlington-Schaltung in Verbindung steht. Tatsächlich hat, wenn man einen isolierten Transistor, wie beispielsweise den Transistor Q1 oder Q2, betrachtet, sein Kollektor-/Emitter-Spannungsabfall im leitenden Zustand Vsat einen Wert in der Größenordnung von 0,2 Volt. Im Fall einer Darlington-Anordnung erhöht sich dieser Spannungsabfall um den durchschnittlichen oder mittleren Betrag eines Basis- Emitter-Spannungsabfalls, d. h. daß der gesamte Spannungsabfall sich einem Betrag in der Größenordnung von 1 Volt nähert. Dieses Phänomen verstärkt sich noch bei tiefer Temperatur, bei welcher Vbe zunimmt. Dieser verhältnismäßig hohe Spannungsabfall an den Anschlüssen der Transistoren bildet einen Nachteil, vor allem infolge des Umstands, daß, wie in Fig. 1 veranschaulicht, noch weitere Transistorstufen zwischen dem hohen und dem niedrigen Speisespannungsanschluß (d. h. zwischen VCC und VEE) vorliegen. Dies erfordert, daß die Differenz VCC - VEE im Fall der Anordnung nach Fig. 3 größer als im Fall der Anordnung nach Fig. 1 sein muß, und verhindert die Verwendung der Schaltung gemäß Fig. 3 in einem Fall, wo diese Spannungsdifferenz (Speisespannung) klein ist.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Spannungs-/Strom-Wandlerschaltung, bei welcher der Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen der Stromerzeugungsschaltelemente so klein wie möglich ist.
Zur Erreichung dieses Ziels sieht die vorliegende Erfindung eine Schaltung zur Umwandlung einer Spannung in eine Stromdifferenz vor, welche umfaßt: ein erstes Differentialpaar, welches einen ersten und einen zweiten NPN-Transistor umfaßt, deren Emitter über eine Stromquelle mit einem niedrigen Speiseanschluß verbunden sind und deren Kollektoren mit einem hohen Speiseanschluß verbunden sind, ein zweites Differentialpaar aus einem dritten und einem vierten NPN- Transistor, deren Emitter über eine Stromquelle mit einem niedrigen Speiseanschluß und deren Kollektoren mit einem hohen Speiseanschluß verbunden sind, einen ersten Widerstand zwischen den Emittern der Transistoren des ersten Paars, einen zweiten Widerstand zwischen den Emittern der Transistoren des zweiten Paars, einen dritten und einen vierten Widerstand zwischen den Basisanschlüssen des ersten und des dritten Transistors bzw. den Basisanschlüssen des zweiten und des vierten Transistors, sowie Schaltmittel zur Spannungs-Gegenkopplung zwischen den Anschlüssen des zweiten Widerstands und den Basisanschlüssen der Transistoren des ersten Paars, um das Potential an den Anschlüssen des zweiten Widerstands auf ein Eingangspotential einzustellen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß die Gegenkopplungs-Schaltmittel Operationsverstärker aufweisen, deren jeder jeweils einen mit einem Anschluß des zweiten Transistors verbundenen ersten Eingang, einen einen Eingangsanschluß bildenden zweiten Eingang sowie einen an die Basis eines Transistors des ersten Paars angelegten Ausgang aufweist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß jeder der Operationsverstärker jeweils aus einem fünften NPN-Transistor und einem sechsten PNP-Transistor besteht, wobei die Basis des fünften Transistors mit einem Anschluß des zweiten Widerstands verbunden ist, der Emitter des fünften Transistors mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und der Kollektor des fünften Transistors über eine Stromquelle mit dem hohen Speiseanschluß verbunden ist, und wobei die Basis des sechsten Transistors mit dem Kollektor des fünften Transistors verbunden ist, der Emitter des sechsten Transistors über eine Stromquelle mit dem hohen Speiseanschluß und mit der Basis eines Transistors des ersten Differentialpaars verbunden ist, und der Kollektor des sechsten Transistors mit dem niedrigen Speiseanschluß verbunden ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß ein Operationsverstärker aus einem NPN- Transistor besteht, dessen Kollektor über eine Stromquelle mit dem hohen Speiseanschluß und mit der Basis eines Transistors des ersten Paares verbunden ist, dessen Emitter mit einem zweiten Eingangsanschluß verbunden ist, und dessen Basis einerseits mit einem ersten Eingangsanschluß und andererseits mit einem Anschluß des zweiten Widerstands verbunden ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, daß der dritte und der vierte Widerstand gleich groß sind und dem halben Wert des zweiten Widerstands entsprechen.
Diese und weitere Ziele, Eigenschaften und Merkmale sowie Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren näher erläutert; in der Zeichnung zeigen:
Figg. 1 bis 3 (bereits beschrieben) eine Veranschaulichung des Standes der Technik,
Fig. 4 eine erste Ausführungsform einer Spannungs-/Strom-Wandlerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,
Fig. 5 eine Abwandlung der Schaltung aus Fig. 4, Figg. 6 und 7 näher detaillierte Ausführungen der in den Figg. 4 und 5 verwendeten Gegenkopplungs-Verstärker.
Fig. 4 stellt eine Ausführungsform einer Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Die Schaltung enthält ein erstes, Transistoren Q1 und Q2 umfassendes Differentialpaar sowie ein Transistoren Q3 und Q4 umfassendes zweites Differentialpaar. In der dargestellten Ausführungsform sind sämtliche Transistoren vom NPN-Typ. Die Emitter der Transistoren Q1 bis Q4 sind über Stromquellen I mit dem niedrigen Speiseanschluß VEE verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q1 bis Q4 sind mit einem hohen Speiseanschluß VCC verbunden, und zwar direkt oder indirekt, jedoch in jedem Fall über Stromwege gleicher Impedanz für jeden der Transistoren eines Differentialpaars. Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind über einen Widerstand R1 miteinander verbunden, die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind über einen Widerstand R2 miteinander verbunden. Die Ausgänge von Operationsbzw. Funktionsverstärkern A1 und A2 sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q1 bzw. Q2 verbunden. Die invertierenden Eingänge dieser Verstärker sind mit den Emittern der Transistoren Q3 bzw. Q4 verbunden; die nicht-invertierenden Eingänge E1 bzw. E2 dieser Verstärker entsprechen den Eingangsanschlüssen, zwischen welchen die Spannung angelegt wird, die man in einen Strom umsetzen möchte, wobei der Wandlerstrom proportional zur Differenz zwischen den Kollektorströmen IC1 und IC2 der Transistoren Q1 bzw. Q2 ist. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q1 und Q3 sowie die Basisanschlüsse der Transistoren Q2 und Q4 sind miteinander jeweils über Verbindungswiderstände Rb1 und Rb2 von gleichem Betrag Rb verbunden.
Zur Erleichterung der Beschreibung sind mit den Bezugsziffern 11 und 12 die Basisanschlüsse der Transistoren Q1 bzw. Q2, mit den Bezugsziffern 13 und 14 die Emitteranschlüsse der Transistoren Q3 bzw. Q4, sowie mit den Bezugsziffern 15 und 16 die Kollektoranschlüsse der Transistoren Q1 bzw. Q2 bezeichnet. Diese Anschlußklemmen bilden die Zugänge zu einem in Fig. 4 gestrichelt gezeichneten und mit der Bezugsziffer 20 versehenen Schaltungsblock.
Im Fall der Figg. 2 und 3 trat infolge des Vorliegens der Operationsverstärker A1 und A2 mit hoher Verstärkung an den Anschlüssen des Widerstands R1 die Potentialdifferenz Ve zwischen den Eingängen E1 und E2 auf. In gleicher Weise findet sich im Fall von Fig. 4 diese Potentialdifferenz Ve an den Anschlüssen des Widerstands R2. Der Strom IR2 in diesem Widerstand ist praktisch ohne Fehler oder allenfalls mit einem vernachlässigbaren Fehler zweiter Ordnung gleich Ve/R2. In den Emittern der Transistoren Q3 und Q4 treten die Ströme I + IR2 und I - IR2 auf. Die Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q1 und Q2 liegt in gleicher Form in differentieller Weise an den Basisanschlüssen der Transistoren Q3 und Q4 an, woraus eine Spannungsdifferenz an den Anschlüssen von R1 wie folgt resultiert (unter Vernachlässigung der Fehler infolge der Unterschiede von Vbe, die in diesem Fall von zweiter Ordnung sind):
V(R1) = Ve + 2Rb IR2/β
oder
V(R1) = Ve(1 + 2Rb/βR2)
Die Differenz der Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2 ist gleich dem doppelten Betrag des Stroms im Widerstand R1 multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor α( 1 - 1/β). Indem man Rb = R2/2 wählt, erhält man:
IC1 - IC2 = (2Ve/R1) (1 + 1/β) (1 - 1/β)
das heißt
IC1 - IC2 = (2Ve/R1) (1 - 1/β²)
das heißt, da β² vernachlässigbar ist, daß dieser Differenzstrom im wesentlichen gleich 2Ve/R1 und damit, wie gewünscht, proportional der Spannung Ve ist. Man erhält dieses Ergebnis, während gleichzeitig die Potentialdifferenz an den Anschlüssen der Transistoren Q1 und Q2 der Spannungsabfall im leitenden Zustand eines Bipolar-Transistors bleibt, der, wie weiter oben dargelegt, in der Größenordnung von 0,2 Volt liegt.
Wie in den Schaltungen nach dem Stande der Technik hängt der Proportionalitätsfaktor zwischen der Spannung und dem Strom nur vom Betrag des Widerstands R1 ab. Die Werte der Widerstände R2, Rb1 und Rb2 gehen nur mit ihrem gegenseitigen Verhältnis ein, das bei einer Ausführung in Form einer integrierten Schaltung sehr genau sein kann.
Selbstverständlich ergeben sich für den Fachmann verschiedene Abwandlungen und Modifikationen bei der Ausführung der Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 5 zeigt eine Abwandlung, bei welcher die Art der Anschlüsse der Operationsverstärker A1 und A2 abgewandelt wurde. In dieser Figur findet man den Schaltungsblock 20 aus Fig. 4 mit den Anschlüssen 11 bis 16. In diesem Fall sind nun die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker A1 und A2 mit den Anschlüssen 13 und 14 über Widerstände R3 bzw. R4 verbunden, ünd die nicht-invertierenden Eingänge sind miteinander verbunden. Die Eingangsanschlüsse E1 und E2 entsprechen dann dem invertierenden Eingang des Verstärkers A1 und den nicht-invertierenden Eingängen der Verstärker A1 und A2. In diesem Fall kann in dem Fachmann bekannter Weise eine Spannung zwischen den Eingängen E1 und E2 angelegt werden, unter Zwischenschaltung eines Reihenwiderstands am Anschluß E1.
Fig. 6 veranschaulicht ein Beispiel für die Ausführung der Operationsverstärker im Fall der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4. Dabei wird nur der Verstärker A1 im Detail beschrieben, der Verstärker A2 ist in gleicher Weise ausgebildet. Dieser Verstärker A1 besteht aus zwei Transistoren Q5 und Q6, die vom NPN- bzw. vom PNP-Typ sind. Der Kollektor des Transistors Q5 ist über eine Stromquelle I5 mit dem hohen Speiseanschluß verbunden. Der Emitter des Transistors Q6 ist mit dem Anschluß 11 und mit diesem hohen Speiseanschluß über eine Stromquelle I6 verbunden. Die Basis des Transistors Q6 ist mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q6 ist mit dem niedrigen Speiseanschluß VEE verbunden. Die Basis des Transistors Q5 ist mit dem Anschluß 13 verbunden. Der Emitter des Transistors Q5 entspricht dem Eingangsanschluß E1.
Fig. 7 zeigt ein Beispiel für die Ausführung der Operationsverstärker A1 und A2 im Rahmen einer Anordnung vom Typ gemäß Fig. 5. Die Operationsverstärker A1 und A2 bestehen aus NPN-Transistoren Q7 bzw. Q8. Die Kollektoren sind jeweils mit den Anschlüssen 11 bzw. 12 sowie über Stromquellen I7 bzw. I8 mit dem hohen Speiseanschluß verbunden. Die Emitter sind miteinander verbunden und bilden den Eingangsanschluß E2. Die Basiselektroden der Transistoren Q7 und Q8 sind über Widerstände R7 bzw. R8 mit den Anschlüssen 13 bzw. 14 verbunden. Wie zuvor dargelegt, ist der Eingangsanschluß E1 vorzugsweise mit der Basis des Transistors Q7 über einen Widerstand R9 verbunden.

Claims

1. Schaltung zur Umwandlung bzw. Umsetzung einer Spannung in eine Stromdifferenz, umfassend:

- ein erstes Differentialpaar, welches einen ersten (Q1) und einen zweiten (Q2) NPN-Transistor umfaßt, deren Emitter über eine Stromquelle mit einem niedrigen Speiseanschluß (VEE) verbunden sind und deren Kollektoren mit einem hohen Speiseanschluß (VCC) verbunden sind,

- ein zweites Differentialpaar aus einem dritten (Q3) und einem vierten (Q4) NPN-Transistor, deren Emitter über eine Stromquelle mit einem niedrigen Speiseanschluß (VEE) und deren Kollektoren mit einem hohen Speiseanschluß (VCC) verbunden sind,

- einen ersten Widerstand (R1) zwischen den Emittern der Transistoren des ersten Paars,

- einen zweiten Widerstand (R2) zwischen den Emittern der Transistoren des zweiten Paars,

- einen dritten und einen vierten Widerstand (RB1 und RB2) zwischen den Basisanschlüssen des ersten und des dritten Transistors bzw. den Basisanschlüssen des zweiten und des vierten Transistors,

- Schaltmittel (A1, A2) zur Spannungs-Gegenkopplung zwischen den Anschlüssen des zweiten Widerstands (R2) und den Basisanschlüssen der Transistoren des ersten Paars, um das Potential an den Anschlüssen des zweiten Widerstands auf ein Eingangspotential (E1, E2) einzustellen.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungs-Schaltmittel Operationsverstärker (A1, A2) aufweisen, deren jeder jeweils einen mit einem Anschluß des zweiten Transistors verbundenen ersten Eingang, einen einen Eingangsanschluß bildenden zweiten Eingang sowie einen an die Basis eines Transistors des ersten Paars angelegten Ausgang aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Operationsverstärker jeweils aus einem fünften NPN-Transistor (Q5) und einem sechsten PNP-Transistor (Q6) besteht, wobei die Basis des fünften Transistors mit einem Anschluß des zweiten Widerstands verbunden ist, der Emitter des fünften Transistors mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und der Kollektor des fünften Transistors über eine Stromquelle (I5) mit dem hohen Speiseanschluß verbunden ist, und wobei die Basis des sechsten Transistors mit dem Kollektor des fünften Transistors verbunden ist, der Emitter des sechsten Transistors über eine Stromquelle (I6) mit dem hohen Speiseanschluß und mit der Basis eines Transistors des ersten Differentialpaars verbunden ist, und der Kollektor des sechsten Transistors mit dem niedrigen Speiseanschluß verbunden ist.

4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Operationsverstärker aus einem NPN-Transistor (Q7, Q8) besteht, dessen Kollektor über eine Stromquelle (I7, I8) mit dem hohen Speiseanschluß und mit der Basis eines Transistors des ersten Paares verbunden ist, dessen Emitter mit einem zweiten Eingangsanschluß verbunden ist und dessen Basis einerseits mit einem ersten Eingangsanschluß und andererseits mit einem Anschluß des zweiten Widerstands verbunden ist.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte und der vierte Widerstand gleich groß sind und dem halben Wert des zweiten Widerstands entsprechen.