DE3035471C2

DE3035471C2 - Transistor-Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE3035471C2
Application number: DE3035471A
Authority: DE
Inventors: Satoshi Ishii; Kikuo Ishikawa; Akio Ozawa; Keishi Sato; Susumu Sueyoshi; Kijomi Yatsuhashi; Masamichi Tokyo Yumino
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1979-09-21
Filing date: 1980-09-19
Publication date: 1982-12-30
Also published as: JPS6119170B2; GB2063604B; US4540951A; JPS6142965B2; JPS5646310A; US4433305A; DE3035471A1; JPS5646311A; GB2063604A

Description

Die Erfindung betrifft eine Transistor-Verstärkerschaltung mit Gleichspannungskompensation mittels zweier kaskadengeschalteter Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps, deren Emitterkollektorstrecken über eine Stromspiegelschaltung gespeist sind.

In der DE-OS 28 13 856 ist eine einstellbare Transistor-Verstärkerschaltung mit insgesamt drei aus je zwei Transistoren gleichen Leitfähigkeitstyps bestehenden Differenzverstärkerkreisen angegeben, wobei zwei der Differenzverstärkerkreise eine einstellbare Arbeitsspannung unr' der dritte Dißerenzverstärkerkreis die Signalspannung empfangt. Das Potential eines Bezugspunktes am Ausgang der Verstärkerschaltung wird durch eine zusätzliche Schaltungsgruppe auf einem bestimmten Wert geä halten, die zwei in Kaskade geschaltete Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps aufweist, deren Emitterkollektorstrecken durch eine Stromspiegelschaltung gespeist werden. An der Basis des ersten Transistors wird die einstellbare Gleichspannung angelegt. Diese Basis

ίο steht ferner über einen Widerstand mit einer Versorgungsspannung in Verbindung. Der Spannungsabfall an dem Widerstand wird zur Gleichspannungskompensation bei Änderung der Einstellspannung verwendet.
Bei Verstärkerschaltungen können Verzerrungen im Ausgangssignal mittels Wechselstrom-Gegenkopplung verringert werden. In diesem Fall wird der Verstärkungsfaktor zwangsläufig verringert. Es ist deshalb eine erhöhte Anzahl von Verstärkungselementen erforderlich, um die gewünschte Verstärkung zu erhalten. Hierunter leidet jedoch die Stabilität der gesamten Verstärkerschaltung. Auch werden die Verzerrungen, wie sie durch die nicht lineare Eingangs-Ausgangs-Kennlinie der verwendeten Transistoren hervorgerufen werden, durch eine Wechselstromgegenkopplung nicht ir, ausreichendem Maße kompensiert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung mit Gleichspannungs-Kompensation anzugeben, die verhältnismäßig einfach aufgebaut ist und Verzerrungen aufgrund von Nicht-Linearitäten der Bauelemente erheblich verringert.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegeben.

Bei der Verstärkerschaltung gemäß der DE-OS 28 13856 erfolgt die Verstärkung durch mehrere Differenzverstärker. In der Schaltungsgruppe zur Einstellung des Arbeitspunkts sind zwar zwei in Kaskade geschaltete Transistoren unterschiedlichen Leitfahigkeitstyps vorgesehen. Diese dienen jedoch nicht zur Verstärkung des Signals, sondern lediglich im Zusammenhang mit einem

besonderen Widerstand zur Gleichspannungskompensation. Auch wird die Verstärkerschaltung gemäß der älteren Anmeldung nicht als Gegentaktschaltung betrieben. Durch die Verwendung zweier Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps ergibt sich eine besonders gute Eliminierung von Verzerrungen an den Basis-/ Emitterstrecken der Transistoren, so daß das Ausgangssignal im wesentlichen linear ist. Eine weitere Ausschaltung von Verzerrungen ergibt sich dadurch, daß ein zweiter Signalverstärkerkreis vorgesehen ist, der mit dem er-

sten in Gegentakt betrieben wird. Hierdurch werden auch gerade Harmonische der sich entwickelnden Oberwellen ausgeschaltet. Eine Stromgegenkopplung ist bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung nicht erforderlich.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß am Schaltungsausgang eine Gleichspannungsänderu -g-Feststellschaltung angeschlossen ist, deren Ausgang mit den Versorgungsspannungs-Einspeisepunkten für die zweiten Transistoren der Signalverstärkerkreise in Verbindung steht. Diese Weiterbildung ermöglicht in vorteilhafter Weise eine Kompensation in der Spannungsversorgung der Transistoren der Signalverstärkerkreise vorzunehmen.

V'eitere, vorteilhafte Weilerbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen, welche vorteilhafte und bevorzugte Möglichkeiten zur Abnahme des Ausgangssignals bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung angeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltkreisdiagramm zur Erläuterung des Grundgedankens der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltkreisdiagramm eines oevorzugten Gegentaktverstärkerschaltkreises nach der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltkreisdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Gegentaktverstärkerscha'.tkreises nach der Erfindung, :o

Fig. 4 ein Schaltkreisdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise eines Verstärkers, bei dem eine Gleichstromrückführung verwandt wird, und

Fig. 5 ein Schaltkreisdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Gegentaktverstärkers mit einem Gleichstrom-Servo-Steuerschaltkreis nach der Erfindung.

Die Erfindung wird nun im einzelnen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Schaltkreisdiagramm ^ur Erläuterung des Grundgedankens der Erfindung. Gemäß Fig. 1 umfaßt ein Verstärkerschaltkreis nach der Erfindung eine erste Verstärkerstufe 1 und eine zweite Verstärkerstufe 2, die in komplementär, symmetrischer Schaltungsanordnung gekoppelt sind. Die erste Verstärkerstufe 1 umfaßt einen Emitterfolge-PNP-Transistor Q₁, dessen Emitterausgang der Basis eines NPN-Transistors Q₂ als Basiseingang zugeführt wird. Der Emitter des Transistors Q₂ ist über einen Emitterwiderstand R₁ mit einer negativen Spannungsquelle — B₃ verbunden. Der Kollektor des Eingangstransistors Q₁ ist direkt mit einer negativen Spannungsquelle -B₂ verbunden. Eine Stromquelle 3, wie z. B. eine Stromspiegelungsschaltungsanordnung, ist vorgesehen, um Ströme /, und I₂ mit einem konstanten Verhältnis den Transistoren Q₁ bzw. Q₂ zuzuführen.

Der Stromspiegelungsschaltkreis 3 ist aus Emitterwiderständen Λ₂ und R₃ und PNP-Transistoren Q₃ und Q₄. gebildet, deren Basen gemeinsam verbunden sind, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Der Transistor ß₄ ist in Diodenschaltung geschaltet. Durch geeignete Auswahl der Widerstandswerte der Widerstände Λ₂ und R₁ wird das Verhältnis I_xII₂ der Ströme, die den entsprechenden Transistoren Q₁ und Q₂ zugeführt werden, auf einen erwünschten Wert l/a eingestellt, wobei α eine Konstante ist. Bei der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform wird die an dem Emitterwiderstand R₂ des Transistors g₄ auftretende Spannung als ein Ausgangssignal V_aVT1 verwandt.

Die zweite Verstärkerstufe 2, welche komplementär mit der ersten Vefitärkerstufe 1 gekoppelt ist, weist Transistoren Q₅ — Q_a auf, die den vorhergehenden Transistoren Q₁-Qt als komplementäre Elemente entsprechen. Die Anordnung der Schaltkreiselemente der zweiten Verstärkerstufe 2 ist mit derjenigen bei der ersten Verslärkerstufe 1 identisch. Die Transistoren Q₁ und Q₈ bilden einen Stromspiegelungsschaltkreis 4 als Stromversorgungs-Schaltkreis zusammen mit den Emitterwiderständen R₅ und R₆. Das Verhältnis der Ströme /₃ und /₄, die zu den entsprechenden Transistoren Q₅ und Q₆ geführt werden, wird wie vorhergehend beschrieben konstant gemacht.

Die Arbeitsweise der vorhergehend beschriebenen Schaltkreisanordnung wird im einzelnen lediglich unter besonderer Bezugnahme auf die erste Verstärkerstufe 1 beschrieben und die Arbeitsweise der beiden Stufen ist grundsätzlich die gleiche. Mit V_BfA und V_Bf2 als Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q_x und Q₂ gilt die folgende Gleichung:

Allgemein läßt sich die Beziehung zwischen dem Kollektorstrom IC eines Transistors und der Basis-Emitter-Spannung V_BE ausdrücken durch:

kT 1

worin q die Elektronenladung, k die Boltzmann-Konstante, Γ die absolute Temperatur und /_s der Basis-Emitter-Sperr-Sättigungsstrom bedeuten.- Somit kann (K_BE, - V_BE2) in Gleichung (1) ausgedrückt werden durch:

OF

worin T₁ die Temperatur an der Sperrschicht zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₁ und T₂ die Temperatur an der Sperrschicht zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q₂ bedeuten. Da /_s für jeden Transistor ein fester Wert ist, kann Z₅₂ durch /_s, ersetzt werden, wobei β eine Konstante ist. Ferner gilt, daß /_s sehr klein ist. Wenn ein ausreichend großer Kollektorstrom durch den Transistor fließt, ist I_c/l_s wesentlich größer als 1. Deshalb ergibt sich der folgende Ausdruck:

Mik)}·

In Gleichung (4) gilt unter der Annahme, daß die Sperrschichttemperatur konstant ist:

ν —V —

' BEI ' BEI —

kT

Infolgedessen kann die rechte Seite der Gleichung (5) als Konstante betrachtet werden. Wenn man den konstanten Wert mit y bezeichnet, kann die Gleichung (1) in der folgenden Weise beschrieben werden:

+ y)/R_t.

Als Ergebnis hiervon kann der Ausgang V_OVT1 ausgedrückt werden durch:

^VOVT\ =

R,

In gleicher Weise gilt für die zweite Verstärkerstufe 2 der folgende Ausdruck:

=-lT (V₁₁₁ +Β₃+γ).

Wenn die entsprechenden Widerstandswerte der Widerstände A₁, R₂, Λ₄ und R₅ so bestimmt werden, daß R_x = Λ₄ und Λ₂ = R₅ gilt, dann sind die Ausgangsspannungen V_0VTX und V_0UT2 in geeigneter Weise kombiniert um eine Last im Gegentakt zu treiben, wobei der Verstärkungsfaktor des gesamten Gegentaktverstärkerschaltkreises gleich zweimal dem Verstärkungsfaktor in jeder Verstärkungsstufe ist, der durch RJR₁ = Λ₅/Λ₄ definiert ist. Es gilt ferner, daß der Endausgang vollkommen unabhängig von der Basis-Emitter-Spannung V_BE ist. Somit werden Verzerrungen im Ausgang in hohem Maße unterdrückt. Hinzu kommt, wie es auf diesem Gebiet der Technik bekannt ist, daß wegen der Gegentaktanordnung die Verzerrung verringert ist, welche durch das Vorhandensein von eradzahliaen. höheren harmonischen Auftritt.

Dies fuhrt somit zu einer großen Verbesserung hinsichtlich der Verzerrungsverringerung im Ausgangssignal. Das heißt also, daß, obgleich in jedem Verstärker, wie es durch die Gleichungen (7) und (8) dargestellt ist, die Ausgangsspannungen V_0UTl und V_0VT1 von den Basis-Emitter-Spannungen V_BE unabhängig sind, praktisch jedenfalls in Hinblick auf die Tatsache, daß die Transistoren voneinander unterschiedlicher Kennlinien haben, jedoch die durch sie fließenden Basisströme unterschiedlich sind und eine vollkommene Verzerr·mgsunterdrückung kann in jeder Stufe nicht erzielt werden. Jedoch wird eine vollständige Verzerrungsunterdrückung nach der Erfindung erreicht, da die Schaltkreisanordnung eine Gegentaktanordnung aufweist.

Um ein Ausgangssignal zu erhalten, werden die Änderungen in den Strömen für das Ausgangssignal verwandt, die durch die Transistoren Q₁ und Q₆ fließen. Jedoch ist die Art und Weise, mit der das Ausgangssignal geschaffen wird, praktisch nicht auf die in Fig. 1 gezeigte Darstellung beschränkt. Genauer genommen können Widerstände zwischen dem Kollektor des Transistors Q₁ und der Stromquelle 3 und zwischen dem Kollektor des Transistors Q₆ bzw. der Stromquelle 4 vorgesehen werden, und die an den Transistoren abfallenden Spannungen können als Ausgangssignal verwandt werden. Ferner kann in dem Fall, in dem keine Verstärkung verlangt wird, der an jedem Emitterwiderstand A₁ oder /?₄ auftretende Spannungsabfall verwandt werden. Auch können Widerstände in entweder den Kollektor- oder Emitterkreisen der Transistoren Q₁ und Q_s verwandt werden und die abfallende Spannung wird als Ausgangssignal verwandt, da die durch die Transistoren Q₁ und Q₆ fließenden Ströme auch durch die Transistoren Q₁ und Q₅ mit dem gleichen Stromverhältnis wegen der Arbeitsweise der Stromspiegelungsschaltkreise fließen.

F i g. 2 zeigt den Schaltkreis einer bevorzugten Ausführungsform eines Verstärkerschaltkreises, bei dem die Ausgänge der Verstärker 1 und 2, die in Fig. 1 gezeigt sind, kombiniert werden, um eine Last (diese ist nicht gezeigt) im Gegentaktbetrieb zu treiben. In Fig. 2 ist ein PNP-Transistor Q₉, derart verbunden, daß die Basis des Transistors Q₉ gemeinsam mit der Basis des Transistors Q₄ in dem Stromspiegelungsschaltkreis 3 gekoppelt ist, wobei der Emitter des Transistors Q₉ über einen Widerstand R₁ mit einer positiven Spannungsquelle + B₁ und sein Kollektor mit Masse über eine Bezugsvorspannungsquelle E₁ und einen Widerstand R₉ verbunden ist.

Ein NPN-Transistor Q₁₀ ist vorgesehen, wobei die Basis des Transistors Q₁₀ gemeinsam mit der Basis des Transistors Q₈ in dem Stromspiegelungsschaltkreis 4 verbunden ist, während sein Emitter über einen Widerstand R_s mit einer negativen Spannungsquelle — B₁ und sein Kollektor über eine Bezugsvorspannungsquelle E₂ und den Widerstand R₉ mit Masse verbunden ist. Die Kollektorausgänge der Transistoren Q₉ und Q₁₀ werden als Signale zum Ansteuern der Basen der Ausgangs-Gegentakttreibertransistoren Q₁ -_x und Q₁₂ verwandt. Die Emitter des NPN-Transistors Q₁₁ und des PNP-Transistors Q₁₂ sind miteinander über Emitterwiderstände R_1n und R₁₁ verbunden um die Last im Gegentaktbetrieb zu treiben.

In diesem Fall gelten die Bedingungen der Gleichung (1) ebenfalls, wenn das Verhältnis der Ströme, die durch die Transistoren Q₉ und Q₄. fließen auf einem konstanten Wert l/a gehalten wird. Die Spannung V_B an der gemeinsamen Basisleitung (common base line) des Stromspiegelungsschaltkreises 3 kann dann ausgedrückt werden durch:

V_B= +B₁-V^-I₂R₁. (9)

Einsetzen der Gleichung (1) in die Gleichung (9) ergibt:

V_B = +B₁ -V_BFA—^-

₃). (10)

Der Strom /₃, welcher von dem Transistor Q₉ zu dem Widerstand Λ₉ fließt, läßt sich darstellen durch:

ίο Ι₃ = ( + Β_χ-ν_ΒΕ9-ν_Β)^_Ί. (11)

Deshalb gilt für die Basisspannung V₁ des Transistors Qu-

V₁=I₃- Rv + E^-^-

Einsetzen der Gleichung (10) in Gleichung (12) ergibt:

V₁ =

— V

R₁

(V_IN+V_BFA-V_BE2 +

+ E₁

In Gleichung (13) ist in Hinblick auf die Gleichung (5) (V_BEl - V_BE2) eine Konstante y und (V_BEi- V_BE9) kann ausgedrückt werden durch:

kT

Die vorhergehende Gleichung stellt das /_s-Verhältnis der Transistoren Q₉ und Q₄ dar. Da dieser Ausdruck ebenfalls als eine Konstante ·/ betrachtet werden kann, ergibt sich:

^₁ =

^Rg

Bezüglich der Basisspannung V₁ des Transistors Q, ₂ in der zweiten Verstärkerstufe 2 ergibt sich in gleicher Weise die folgende Gleichung:

Wenn die Vorspannung E, gleich der Summe aus der

Basis-Emitter-Spannung V_BE11 des Transistors Q₁₁ und der Spannung über dem Widerstand R₁₀ und die Vorspannung E₂ gleich der Summe aus der Basis-Emitter-Spannung V_BE12 des Transistors Q₁₂ und der Spannung über den Widerstand R_n eingestellt bzw. gewählt wird,

so können E₁ in Gleichung (15) und E₁ in Gleichung (16) eliminiert werden, um dadurch die Gegentakt-Ausgangssignalspannung V_0VT zu erhalten. Aus der vorhergehenden Beschreibung ergibt sich somit, daß diese Ausgangssignalspannung V_OVT unabhängig von der Basis-Emitter-

Spannung V_BE des Verstärkungstransistors ist, was eine wesentliche Verringerung der Verzerrung zum Ergebnis hat.

In diesem Fall ist, wie es sich aus den Gleichungen (15) und (16) ergibt die Gesamtverstärkung des Schaltkreises

gleich zweimal der Verstärkung eines gewöhnlichen, einfachen Verstärkers, wenn die Widerstandswerte der Widerstände R₁, R₂, A₄, Λ₅, A₇ und R₈ so gewählt werden, daß R₁ = R₄, R₂ = Rs und R₁ = R₈ gilt- Ferner kommt hi: zu, daß die Spannungsverschiebung (Offsetspannung)

der Ausgangssignalspannung V_OUT ebenfalls Null ist, wie es erwünscht ist.

Fig. 3 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer anderen Ausfuhrungsform eines Verstärkerschaltkreises nach der

Erfindung, in dem die Schaltkreiselemente, die mit den in Fig. 1 gezeigten übereinstimmen, die gleichen Bezugszeichen tragen. Bei dieser Ausführungsform sind die Basisvorspannungsquellen E₁ und £₄ mit den Basen der Transistoren Q₁ bzw. Q₅ in der Eingangsstufe verbunden und es ist ferner ein Eingangswiderstand R₁₂ vorgesehen. Die Kollektoren der Transistoren Q, und Q₅ sind gemeinsam miteinander verbunden und die Emitterwiderstände R₁ und A₄ der Ausgangstransistoren Q₂ und Q_b sind miteinander verbunden, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt als Ausgangsanschluß verwandt wird. Ein Vergleich mit der Ausführungsform gemäß Fig. 2 zeigt, daß die Anzahl der Spannungsquellen verringert ist und daß trotzdem die Verschiebespannung bei der Ausgangssignalspannung V_OVT auf Null reduziert ist. Es wird darauf hingewiesen, daß ein PNP-Transistor O₁₃ und ein NPN-Transistpr Q₁₄ zusätzlich in den Stromspiegelungsschaltkreisen 3 bzw. 4 vorgesehen ist, um die Genauigkeit der Stromspiegelungsausgänge zu verbessern, wodurch das Verhältnis der Ströme, die den Transistoren Q₁ und Q₂ zugeführt werden, und das Verhältnis der Ströme, die den Transistoren Q₁ und Q_B zugeführt werden, wirkungsvoller konstant gemacht werden, um irgendeine Verzerrung in den Basis-Emitter-Spannungen V_BF der entsprechenden Transistoren vollkommen zu eliminieren.

Bei den vorhergehend beschriebenen Ausführungsformen der Verstärkerschaltkreise, die erfindungsgemäß ausgebildet sind und bei denen der Verstärkungsfaktor eins ist, da die Transistoren in den entsprechenden Stufen als Emitterfolger geschaltet sind, können, da der Verstärkerschaltkreis als ein ^-Gegentaktverstärker ausgebildet ist, Nichtlinearitäten im Ausgangssignal, die durch Nichtlinearitäten in den Basis-Emitter-Spannungen V_Bf hervorgerufen werden, vollkommen eliminiert werden, wodurch eine Kreuzkopplungsverzerrung entfernt wird.

Im folgenden wird ein Verstärkerschaltkreis beschrieben, bei dem Änderungen des Gleichstrom-Ausgangspegels am Ausgangsanschluß des Verstärkers festgestellt und als ein Gleichstrom-Pegel der Eingangsseite des Verstärkers zugeführt wird, wodurch eine Verbesserung in Hinblick auf die Stabilität des Schaltkreises im Bereich sehr tiefer Frequenzen erzielt wird.

Fig. 4 zeigt ein Schaltkreisdiagramm zur Erläuterung des Arbeitsprinzips eines Verstärkerschaltkreises, bei dem eine Gleichspannungs-Rückführung eingesetzt ist. In dieser Fig. sind die gleichen Schaltkreiselemente wie bei denen der Fig. 1 bis 3 ir.it den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Ein Schaltkreis 5 zum Feststellen von Gleichstrom-Pegeländerungen arbeitet derart, daß Gleichstrom-Pegeländerungen am Ausgangsanschluß des Ver-Stärkerschaltkreises festgestellt werden, wobei dieser Schaltkreis durch einen Gleichstrom-ServoschaUkreis und einen Inverter 6 gebildet wird. Der Inverter 6 invertiert die Polarität eines Signals, welches den Ausgangsänderungen entspricht, und führt das invertierte Signal über einen Emitterwiderstand R_{1 A} zu dem Emitter des Transistors Q₂.

In diesem Schaltkreis, in dem R₁ = R_ja + Rib wie im Falle der Schaltkreise gemäß den F i g. 1 bis 3 gilt, werden die Bedingungen der Gleichungen (1) bis (6) erfüllt. Deshalb kann die Ausgangsspannung V_OUT ausgedrückt werden durch:

'OUI '

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Wie sich ohne weiteres aus Gleichung (7') ergibt, wird die Verstärkung des Schaltkreises durch R₂ZR₁ definiert und der Ausgang V_OUT ist vollkommen von der Basis-Emitter-Spannung V_m des Verstärkungstransistors unabhängig. Infolgedessen werden Verzerrungen unterdrückt.

Wenn der Gleichspannungspegel zunimmt, stellt der Schaltkreis 5 zum Feststellen der Gleichstrompegeländerung dieses fest und erzeugt in Abhängigkeit davon ein hierzu proportionales Gleichspannungssignal. Das Gleichspannungssignal wird dem Inverter 6 zugeführt, welcher dessen Polarität umkehrt." Dann wird das so erhaltene Servo-Spannungssignal dem Emitter des Transistors Q₂ zugeführt. Als Ergebnis hiervon nimmt die Emitterspannung ab und somit wird ι' χ durch den Transistor Q₂ fließende Strom erhöht, wodurch der Spannungsabfall über den Widerstand R₂ ebenfalls ansteigt. Demgemäß wird der Gleichspannungspegel am Ausgangsanschluß verringert. Die Gleichspannungsservosteuerung wird in der vorhergehend beschriebenen Weise erzielt.

Ein Filter für den Niederfrequenzbereich, wie z. B. ein Glättungsschaltkreis wird als Schaltkreis 5 zum Feststellen der Gleichspannungspegeländerungen verwandt. Somit können nicht nur Gleichstrom- bzw. Gleichspannungskomponenten, sondern auch Pegeländerungen mit sehr niederfrequenten Komponenten festgestellt werden. Deshalb wird für solche niedere Frequenzen eine Gegenkopplung durchgeführt, um dadurch die Stabilität des Schaltkreises zu verbessern. Gemäß dieser Ausbildung hat dieser Vorgang keine Wirkung auf die Signalleitung, da die Emitterspannung des Transistors Q₂, d.h. die an der Spannungsquellenleitung auftretende Spannung als Funktion der Gleichspannungsservosteuerung verändert wird. Somit tritt keine Interferenz bzw. Störung bezüglich des Signalsystems auf, wodurch eine stabilere Gleichspannungsservosteuerung erhalten wird. Die vorhergehenden Zielsetzungen der Erfindung werden also mit einem Schaltkreis erreicht, der äußerst einfach ausgelegt ist.

Es wird darauf hingewiesen, daß ein Ausgangssignal auf verschiedene Weisen erhalten werden kann. Beispielsweise kann die über den Widerstand auftretende Spannung als Ausgangssignal verwandt werden, welcher zwischen dem Kollektor des Transistors Q₂ und der Spannungsquelle 3 geschaltet ist. Ferner können in gleicher Weise Änderungen des durch den Transistor Q₁ fließenden Stromes als Ausgangssignal verwandt werden, da das Verhältnis der durch die Transistoren Q₁ und Q₂ fließenden Ströme konstant ist.

Fig. 5 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Gegentaktverstärkers, der den vorhergehend beschriebenen Servosteuerschaltkreis enthält. In Fig. 5 sind die gleichen Schaltkreiselemente wie jene gemäß Fig. 2 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Der Ausgang des Schaltkreises 5 zum Feststellen von Gleichspannungspegeländerungen wird den Emittern der Transistoren Q₂ und Q₆ zugeführt. Die Emitterwiderstände R₁ und /?₄ der Transistoren Q₂ und Q₆ sind mit dem Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen R₁₂ und A]₃ bzw. dem Verbindungspunkt zwischen den Spannungsteilerwiderständen Λ₁₄ und R₁₅ verbunden, wobei diese Widerstände einen Spannungsteilerschaltkreis der Spannungsquelle +S₁ und — B₁ bilden. Die Servogleichspannung wird einem neutralen Punkt A des Spannungsteilerschaltkreises zugeführt.

Bei diesem Schaltkreis sind die Bedingungen der Gleichungen (9) bis (16) ebenfalls erfüllt. Deshalb wird die gleiche Wirkung wie bei dem Schaltkreis erhalten, der in Fig. 2 gezeigt ist. Ferner wird aufgrund des Gleichspannungsservoschaltkreises beim Auftreten einer Gleich-

spannungspegeländerung am Ausgangsanschluß, eine der Änderung proportionale, positive Servospannung durch den Feststellschaltkreis 5 erzeugt und den Emittern der Transistoren Q₂ und Q₆ zugeführt. Als Ergebnis hiervon nehmen die durch die Transistoren Q₂ und Q₆ fließenden Ströme zu, wodurch die durch die Transistoren Q₉ und Q₁₀ fließenden Ströme ebenfalls erhöht werden. Infolgedessen werden die Basisspannungen der Ausgangstransistoren Q₁₁ und Q₁₂ verringert, wodurch der Gleichspannungspegel am Ausgangsanschluß verringert wird.

Wie vorhergehend beschrieben wird gemäß der Erfindung die Verzerrung unterdrückt, welche durch die Basis-Emitter-Spannung V_BE hervorgerufen wird, und die durch gradzahlige, höhere Harmonische hervorgerufene Verzerrung wird eliminiert. Deshalb ist die Unterdrückung der Verzerrung im Ausgangssignal verglichen mit einem normalen Gegentaktverstärker äußerst groß. Ferner wird die Stabilität des Verstärkerschaltkreises im Bereich sehr niederer Frequenzen aufgrund der Verwendung einer Gleichspannungsservosteuerung wesentlich verbessert.

Während bei den vorhergehend beschriebenen Ausfuhrungsformen Stromspiegelungsschaltkreise verwandt wurden, um den entsprechenden Transistoren Strom zuzuführen, können andere Schaltkreise, die die gleiche Funktion wie die Stromspiegelungsschaltkreise erfüllen, auch verwandt werden, wenn dies erwünscht ist.

Zusammenfassend ergibt sich somit, daß durch die Ei Indung ein Gegentaktverstärkerschaltkreis geschaffen wird, bei dem bipolare Transistoren verwandt werden und bei dem durch die Basis-Emitter-Spannungen der Verstärkungstransistoren des Schaltkreises hervorgerufene nichtlineare Verzerrungen eliminiert werden, ohne daß eine negative Wechselspannungsrückkopplung verwandt wird, und wobei Änderungen des Gleichspannungsausgangspegels am Ausgangsanschluß des Verstärkers festgestellt und der Eingangsseite des Verstärkers

ίο zugeführt werden, wodurch die Stabilität des Schaltkreises im Bereich sehr niederer Frequenzen wesentlich verbessert wird. Eine erste Verstärkerstufe umfaßt einen ersten Transistor, an dessen Basis ein Eingangssignal gelegt wird, und einen zweiten Transistor dessen Basis

mit dem Ausgang des ersten Transistors gekoppelt ist, wobei der zweite Transistor von entgegengesetzter Leitfähigkeitsart wie der erste Transistor ist. Ein Stromspiegelungsschaltkreis liefert Ströme für den ersten und zweiten Transistor, wobei die zugeführten Ströme ein konstantes Verhältnis aufweisen. Eine zweite Verstärkerstufe mit der gleichen Ausgestaltung ist vorgesehen. Eine Last ist verbunden und wird durch den Strom, welcher durch den ersten Transistor in der ersten Verstärkerstufe und durch den entsprechenden Transistor der zweiten Ver-

stärkerstufe fließt, betrieben. Änderungen am Ausgang des Schaltkreises werden festgestellt, um eine Gleichspannungsrückführspannung zu schaffen, welche den Emitterschaltkreisen in den Eingangsstufen des Verstärkers zugeführt wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Transistor-Verstärkerschaltung mit Gleichspannungskompensation mittels zweier kaskadengeschalteter Transistoren unterschiedlichen Leitfähigkeitstyps, deren Emitterkollektorstrecken über eine Stromspiegelschaltung gespeist sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Signal-Eingangsspannung an die Basis des ersten Transistors des ersten Leitfähigkeitstyps angelegt ist und die beiden Transistoren den Signalverstärkerkreis bilden, zu dem ein zweiter zum ersten komplementärer Signalverstärkerkreis in Gegentakt geschaltet ist, so daß der Basis des ersten Transistors mit zweitem Leitfähigkeitstyp des zweiten Signalverstärkerkreises die Signaleingangsspannung ebenfalls; zugeführt wird.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß am Schaltungsausgang eine Gleichspannungsänderung-Feststellschaltung (5) angeschlossen ist, deren Ausgang mit den Versorgungsspannungs-Einspeisepunkten für die zweiten Transistoren (Q₂, Q₆) der Signalverstärkerkreise in Verbindung steht.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der beiden Signalverstärkerkreise (1,2) zusammengeführt sind.

4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal an dem Emitterwiderstand (R₁, Λ₄) des jeweiligen zweiten Transistors (Q₂, Q₆) abgenommen wird.

5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der beiden Signalverstärkerkreise (1, 2) am Ausgang der jeweiligen Stromspiegelschaltung (3, 4) abgegriffen werden.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des jeweiligen Signalverstärkerkreises von der Basis des in Diodenschaltung betriebenen Transistors (Q₄. O₈) der zugehörigen Stromspiegelschaltung (3,4) abgegriffen wird.

7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Basis eines weiteren Transistors (Q₉, Q₁₀) zugeführt wird, der von gleichem Leitfahigkeitstyp ist wie der in Diodenschaltung betriebene Transistor (g₄, Q_e) der jeweiligen Stromspiegelschaltung (3, 4) und daß die beiden Signale des ersten und zweiten Signalverstärkerkreises (1, 2) über eine Symmetrierschaltung (E₁, E₂, R₉, R_1n, R₁₁, Q₁₁, Q₁₂) zusammengeführt werden.