DE3045366C2

DE3045366C2 - Schwellwertschalter

Info

Publication number: DE3045366C2
Application number: DE3045366A
Authority: DE
Inventors: Klaus Dipl.-Ing. 7400 Tübingen Streit
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1980-12-02
Filing date: 1980-12-02
Publication date: 1984-02-16
Also published as: DE3045366A1; FR2495409A1; US4429234A; GB2088664A; FR2495409B1; GB2088664B

Description

Die Erfindung betrifft einen Schwellwertschalter nach der Gattung des Hauptanspruchs. Aus der DE-OS 30 13 172 ist bereits ein Schwellwert schalter dieser Art bekannt, bei dem die beiden Schwellspannungen mit Hilfe eines in der Auskoppelstufe angeordneten weiteren Transistors gebildet werden, der über ein?, an der Versorgungsspannung liegende Spannungsteilerschaltung mit der Basis eines der

jo beiden den Differenzverstärker bildenden Transistoren verschaltet ist. Dieser bekannte Schwellwertschalter hat aber den Nachteil, daß beide Schwellspannungen nur positiv gegenüber dem Nullpunkt der Versorgungsspannung gewählt werden können. Außerdem lassen sich

r> bei diesem bekannten Schwellwertschalter bei vernachlässigbarer Sättigungsspannung des in der Auskoppelstufe angeordneten weiteren Transistors und konstanter Versorgungsspannung die beiden Schwellwcrte nur dadurch temperaturunabhängig machen, daß die KoI- lektorströme der beiden den Differenzverstärker bil denden Transistoren gleich groß gemacht werden, diese beiden Transistoren also nicht ventimmt werden.

Aus der DE-AS 22 26 418 ist femer ein Schwellwertschalter mit einem Differenzverstärker bekannt, der

■»■■> durch zwei Transistoren gebildet wird, deren Emitter galvanisch miteinander verbunden und über eine Stromquelle an eine der beiden Betriebsstromleitungen angeschlossen sind, wobei in den Kollektorzuleitungen der beiden Transistoren eine eine Stromspiegelschal tung enthaltende Auskoppelschaltung vorgesehen ist. Bei diesem Schwellwertschalter ist nur eine Schwellspannung vorgesehen.

Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, einen Schwellwertschalter nach der Gattung des Hauptanspruchs mit von der Temperatur und von der Versorgungsspannung weitgehend unabhängigen Schwellspannungen zu schaffen, bei dem mindestens eine der beiden Schwellspannungen auch negativ gegenüber dem Nullpunkt der Versorgungsspannung sein

fen kann.

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. WeU tere Vorteile ergeben sich aus den Unteransprüchen 2 bis 10.

i>5 Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Schwellwertschalters sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die Grundschaltung eines erfindungsgemäßen symmetrischen Schwellwertschalters nach dem Band-· gap-Prinzip mit zwei Ausgangstransistoren;

Fig. 2 die Darstellung der Abhängigkeit der für die Funktion der Grundschaltung maßgeblichen Ströme von der Eingangsspannung;

Fig. 3 die Schaltung wie in Fig. 1, jedoch mit anderer. Stromquellenschaltung und mit Arbeits-Stromquellen für die getrennten Ausgänge;

Fig. 4 die darstellung der Abhängigkeit eier Ausgangsspannungen von der Eingangsspannung in der Schaltung nach Fig. 3;

Fig. 5 eine Schaltung ähnlich wie Fig. 3, jedoch mit Zusammenfassung der Ausgänge als NOR-Gatter, wodurch ein »Fenster-Komparator« entsteht;

Fig. 6 die Darstellung der Abhängigkeit der Ausr gangsspannung von der Eingangsspannung in der Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 7 eine Schaltung ähnlich wie Fig. 3, jedoch mit Verknüpfung der Ausgangstransistoren mit Hilfe zweier weiterer Transistoren zu einem Flip-Flop, wodurch ein symmetrischer Schwellwertschalter mit Hysterese entsteht;

Fig. 8 die Darstellung der Abhängigkeit der Ausgangsspannungen des Flip-Flops in der Schaltung nach Fig. 7 von der Eingangsspannung;

Fig. 9 die Schaltung wie in Fig. 7, jedoch erweitert um vor die Eingänge geschaltete Substrattransistoren in Emitterfolgerschaltung mit Hilfsstromquellen. Dadurch kann das Bezugspotential an einem der neuen Eingänge auf Masse liegen; außerdem werden die Eingangsströme verkleinert.

Fig. 10 zeigt eine Variante zur Grundschaltung nach Fig. 1, bei der die für die Festlegung der Eingangsschwellspannung erforderlichen unterschiedlichen KoI-lektorrandlängen der Eingangs-Lateraltransistoren durch unterschiedliche Emitterflächen in den Stromspiegel-Transistoren ersetzt sind.

Fig. 11 zeigt eine weitere Variante, bei der der Basis jedes der beiden den Differenzverstärker bildenden pnp-Lateraltransistoren jeweils eine einen Emitterfolger bildende Vorstufe vorgeschaltet ist. Jeder dieser beiden pnp-Lateraltransistoren besitzt hierbei noch einen dritten Teilkollektor, der mit seiner Basis verbunden ist.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Die Ausführungsbeispiele sind sämtlich für die Realisation in monolithisch integrierter Planartechnik angegeben. Selbstverständlich lassen sich die als Beispiele angeführten und andere Schaltungen nach den erfindungsgemäßen Merkmalen in anderen Techniken, bei denen eine thermische Kopplung der maßgeblichen Elemente vorhanden ist, z. B. in der Hybridtechnik, realisieren.

In Fig. 1 ist die Grundschaltung des Schwellwertschalters gemäß der Erfindung dargestellt. Der Schwellwertschalter enthält einen Differenzverstärker, der aus zwei pnp-Lateraltransistoren Γ,, T₂ besteht. Die Emitter dieser beiden Transistoren 7j, T₂ sind hierbei galvanisch miteinander verbunden. Der Verbindungspunkt dieser beiden Emitter ist über eine Stromquelle an die positive Betriebsstromleitung angeschlossen. Die Stromquelle wird hierbei aus den Schaltelementen 7}' und A₂, die Referenzquelle zur Stromversorgungsquelle aus den Schaltelementen 7/, T₅', A₁ gebildet. Die Kollektoren der beiden pnp-Lateraltransistoren T₁, T₂ sind jeweils in zwei Teilkollektoren α b unterteilt. Der zweite Teilkollektor α ist dabei jeweils mit dem Eingang eines npn-Stromspiegels 7^, T₄ bzw. T^, 7^ verbunden, dessen Ausgang jeweils mit dem ersten Teilkollektor b des andersn der beiden pnp-Lateraltransistoren T₁, T₁ und mit der

> Basis eines Ausgangstransistors T₁, T_% verbunden ist. In die Emitterzuleitung jedes der beiden pnp-Lateraltransistoren Γι, T₁ ist jeweils ein Widerstand R₁, R₁' eingeschaltet. Diese Widerstände werden in der folgenden mathematischen Betrachtung als gleich angenommen

■··> und mit A₁ bezeichnet.

In der Schaltung nach F i g. 1 wird der Ausgangstransistor T_t gerade dann angesteuert (Basisstrom des Transistors 3g zunächst vernachlässigt), wenn gilt:

A-b-L=A-O-I-,

(la)

Darin ist mit A = BI(B + 1) die Kollektor-Emitter-Stromverstärkung der pnp-Lateraltransistoren T_x, T₁ bezeichnet und wegen des »Tracking« bei integrierten Schaltungen als gleich angenommen. Die Eingangstransistoren 7j, T₁ besitzen Teilkollektoren, bei denen das Verhältnis ihrer wirksamen Rar klängen durch die Verhältniszarilcn a: b (mit a + b = 1) gekennzeichnet ist. Aus Gleichung (la) folgt:

h b'

Ferner gilt nach der Knotenregel:
/,+Z₂ = Z₀.

(Ib)

Der Vorstrom Z₀ wird durch die in Fig. 1 oder durch die in Fig. 3 dargestellte Stromquellenschaltung zu

eingestellt. Aus den Gleichungen (1 b), (2) und (3) folgt für die Differenz der Ströme Z₁, Z₂:

Die zum Ansteuern des Ausgangstransiitors T₁ erforderliche Eingangsspannung ist:

i/_£1 = (Z₁-Z₂)

ί/rlnf,

'2

-,o oder mit Gleichung (4) und Gleichung (1 b):

IT

i/r In -f ·

υ-, Will man U_{E x} temperaturunabhängig machen, so muß man die beiden Anteile (den U_BE proportionalen und den Uj proportionalen) nach dem Bandgap-Prinzip geeignet aufteilen. Zur Verdeutlichung erweitert man in Gleichung (6 a) mit dem Faktor (a + b)· R₂l(a - b) ■ R,

on und erhält:

a + b Ri a-b Λ,

a + b R-i ,, . ä a-b I'-x b

(6 b)

Diese Spannung wird temperaturunabhängig, wenn man sie gerade gleich einer Spannung If₀₀ macht, die

geringfügig höher liegt als die physikalische Bandgap-Spannung U₀₀ für Silizium, um den positiven Temperaturkoeffizienten der integrierten Widerstände A₁, R₂, R₁ zu berücksichtigen. Man macht also

'GO'

-Cl

a + b R₁ a-b R_x

U'go = U_BE(l₀) +

a + b R₁ a-b R_x

'"Τ

(7 a)

(7 b)

Durch Einsetzen von Gleichung (7 a) in Gleichung (7 b) ergibt sich:

U'co = U_BE(I_O) + ■

(7 c)

Aus Gleichung (7 c) ksrüi mart für die vorgeschrie- -¹'¹ T bene Ansprechspannung U_E , das wirksame Kollektor-Randlängen-Verhältnis der Transistoren T_x, T₂ bestimmen zu:

*a _* *b ~*	= 1216 mV, /₀	= 100 μΑ,	*u_Ei*	= 35	(8)
Beispiel:	(/₀) = 680 mV,	U_T = 26 mV,
*U'co*
*Übe*				mV

führt zu (a/b) = 1,81. Daraus ergeben sich wegen a + b = 1 die Anteile a = 0,64 und b = 0,36.

Mit Hilfe des aus Gleichung (8) ermittelten Verhältnisses a/b läßt sich nach Gleichung (7 a) weiterhin das Verhältnis der Widerstände R_xZR₂ bestimmen:

R₁ ±

f - 1

(9)

40

Im obigen Beispiel ergibt sich (R_xIR₂) - 0,1. Legt man K₂ = U_BE(I₀)ll₀ = 680 mV/100 μΑ = 6,8 kOfest,so muß man A₁ = 680 il machen.

In Fig. 2 sind die Verläufe der maßgeblichen Ströme in der Schaltung nach Fig. 1 über der Eingangs-Differenzspannung U_E zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Schaltung schematisch dargestellt. Man so erkennt, daß im Bereich U_E> U_EX der Strom AbI_x den Strom AaI₂ überteigt, wodurch der Ausgangstransistor T_g leitend wird. Im Bereich U_E > U_EX ist dagegen AaI₂ > AbI_x, wodurch der Transistor T₅ gesättigt und der Transistor T_% gesperrt wird. «

Ebenso ist zu erkennen, daß aufgrund der Symmetrie der Anordnung der Umschaltpunkt für den anderen Ausgangstransistor T₁ bei U_E = -U_El liegt.

In Fig. 1 sind nur die Ausgangstransistoren T₁, T_t selbst vorhanden (sogenannte »open-collectorw-Ausgänge). In Fig. 3 sind zur Ergänzung der Ausgangskreise »pull-up«-Ströme hinzugefügt, die dem Doppel-Kollektor-Transistor T₁₀ entnommen werden. Diese Ströme macht man zweckmäßigerweise ungefähr gleich der Hälfte von I₀, damit sie annähernd der Summe der Kollektorströme der Stromspiegeltransistoren T₃, T₄ bzw. T₅, T₆ im Ansprechpunkt entsprechen. Damit gleichen sich aufgrund des »tracking« der Stromverstärkun- gen der Transistoren T₃, T₄, T₁ bzw. T₅, T₆,7", deren Basisströme nahezu aus, wodurch die Eingangs-Ansprechspannungen U_EX,-U_E\ von der Stromverstärkung und ihrem Temperaturgang nahezu unabhängig werden.

In Fig. 3 ist gleichzeitig eine andere Form der allgemeinen Stromversorgungsquelle vorgesehen, die für Erweiterungen wie hier im Beispiel durch den Transistoi T₁₀ zweckmäßiger ist. Diese Stromversorgungsquelle wird gemäß Fig. 3 durch die Schaltelemente R₁, K₃, T_lu T_n, T_n, r_M, T_x5 gebildet.

Fig. 4 zeigt schematisch die Abhängigkeit der Ausgangsspannungen U_n und U_n von der Eingangs-Differenz-Spannung U_E für die Schaltung nach Fig. 3. Bei hoher Stromverstärkung der Ausgangstranistoren T₁, Γ, schalten diese bei den Ansprechpunkten +U_EX und -i/_E1 praktisch durch.

In Fig. 5 ist durch Zusammenfassen der Kollektoren der Ausgangstransistoren T₁, Γ, zu einem gemeinsamen Ausgang A eine NOR-Schaltung entstanden (wenn der Transistor T₁ oder der Transistor 7Λ leitet, ist der Ausgang A »low«). Wie man aus F i g. 6 erkennt, ist damit die Schaltung nach Fig. 5 zu einem »Fenster-Komparator« mit einem zu U_E = 0 symmetrischen, temperaturkompensierten Ansprech-Fenster mit der Breite 2 l/_£, geworden.

Endlich ist in Fig. 7 eine Schaltung dargestellt, bei der gegenüber Fig. 3 die Ausgangstransistoren T₁, T₁ nach einem weiteren Merkmal der Erfindung durch Hinzufr-sen der Transistoren 7*|₆, T₁₁ zu zwei kreuzweise mitgekoppelten NOR-Schaltungen, also zu einem einfachen RS-Flip-Flop, ergänzt wurden.

Fig. 8 veranschaulicht die Wirkungsweise der Schaltung. Die Flip-Flop-Ausgänge Al, Al schalten an den Umschaltpunkten U_EX und -i/_£I mit Hysterese um. Die Schaltung nach F i g. 8 bietet damit die Möglichkeit, sinusähnliche Eingangsspannungen in rechteckförmige Ausgangsspannungen umzuwandeln. Beide Ausgänge Ai, Al sind also wahlweise, gegebenenfalls nach entsprechender Signaiversiärkung, als Ausgänge fur diesen Zweck geeignet.

Die Schaltung nach Fig. 7 ist für den speziellen Fall, daß das Bezugspotential an einem der Eingänge Ei oder El auf Null (Masse) liegen soll (zum Beispiel weil ein induktiver Geber einseitig an Masse li:gt), noch nicht ohne weiteres brauchbar, weil dann die Eingangstransistoren 7",, T₁ praktisch im Sättigungsbereich arbeiten müßten.

Diese Schwierigkeit wird, wie in Fig. 9 dargestellt, durch Vorschalten von Eingangstransistoren T_n, T₁₉ beseitigt, die in integrierter (Bipoiar-Planar-) Technik zweckmäßigerweise als pnp-Substrattransistoren ausgeführt werden. Wenn man vermeiden will, daß Unterschiedliche Basisströme der Transistoren T_x, T₂ in den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T_u, T₁₉ eine entsprechende, zusätzliche Offsetspannung (Unsymmetrie der Schaltpunkte) hervorrufen, muß man, wie in Fig. 9 gezeigt, Vorströme /₃, die verhältnismäßig groß gegen die Basisströme der Tranistoren T_x, T₁ sind, mit Hilfe eines weiteren Stromquellen-Transistors T₁₀ mit Doppelkollektor zuführen. Aufgrund der hohen Stromverstärkung der Substrattransistoren 7™_lg, 7*_I9 kommt man dennoch zu kleineren Eingangsströmen I_El, I_E1 als bei der einfachen Schaltung nach Fig. 7. Dies kommt wegen der Ungenauigkeit des Geber-Innenwiderstandes der Symmetrie der Schaltpunkte zugute. Der in Fi g. 9 dargestellte Widerstand A₅, der mit dem Emitter des Transistors T₇₀ verbunden ist, dient zur Einstellung dieses Vorstroms /₃. Außerdem sind in Fig. 9 Stabilisie-

rungswiderstände A₄ dargestellt, die die Genauigkeit der einzustellenden Ströme verbessern.

In Fig. 10 ist ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel als Variante zur Grundschaltung nach Fig. 1 dargestellt. Im Unterschied zur Schaltung nach F i g. 1 besitzen die Eingangstranistoren T₁, T₁ gleiche Teilkollektoren (hälftige Aufteilung). Statt dessen sind die Emitterflächen der npn-Stromspiegel-TransistorenTj, 7"₄ bzw. T₄, T_} im Verhältnis a : b ausgeführt. Auch so läßt sich nämlich der Erfindungsgedanke, daß die Ausgänge der Schaltung bei einem definierten Verhältnis /, : I₁ der Emitterströme der Eingangstransistoren T₁, T₂ schalten, verwirklichen. Anstelle von Gleichung (1 a) heißt es in dieser Version:

i: A

■f*·

was wiederum zu

l·

(Ia')

(Ib)

führt, so daß alle weiteren Gleichungen, die für die Schaltung nach Fig. 1 hergeleitet wurden, auch für diese Version gelten.

Selbstverständlich lassen sich auch beide Methoden (nach Fig. 1 und nach Fig. 10) kombinieren, um das gewünschte Verhältnis /, : I₁ im Schaltpunkt zu bekom-

men. Dies kann z. B. aus konstruktiven Gründen (im topologischen layout) zweckmäßig sein.

In F i g. 11 ist eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 dargestellt. Jeder der beiden den Differenzverstärker bildenden pnp-Lateraltransistoren 7Ί, T₁ besitzt hier noch einen dritten Teilkollektor c, der mit der Basis dieses Transistors 7"_t bzw. T₁ verbunden ist. Hierdurch erübrigt sich die Stromquelle R_s, T₁₀ aus Fig. 9.

ίο Schließlich sei erwähnt, daß man nach dem erfindungsgemäßen Prinzip auch dem Betrag nach verschiedene Schaltpunkte f/_fi, -(/£₂(mit|i/_£|¥ £/f |)einrichten kann. Hierzu sind die Kollektor-Randlängen der Transistoren T₁, T₁ und/oder die Emitterflächen der

ι> Transistoren T_}, T₄ bzw. T₅, T_b unsymmetrisch aufzuteilen. Dabei kann beim Transistor T₁ und/oder beim Transistor T₁ ein weiterer Teilkollektor zur Ableitung eines überschüssigen Stromanteils nach Masse erforderlich werden. Außerdem sind die in Fig. 1 als gleich ange-

.'Ii nornmenen Widerstände R₁, Ä,'dann entsprechend verschieden zu dimensionieren. Einer der Schaltpunkte t/f|, -Ue₁ kann auch zu Null gemacht werden.

Selbstverständlich lassen sich die beschriebenen Schaltungen auch in komplementärer Technik (pnp- und npn-Transistoren vertauscht) realisieren. Dabei ist zu beachten, daß an die Stelle der Kollektorteilung bei den pnp-Lateraltransistoren die Parallelschaltung von npn-Transistoren mit gleicher oder ungleicher Emitterflache und vice versa tritt.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schwellwertschalter mit zwei Schwellspannungen, dßr einen Differenzverstärker mit zwei Transistoren (Ti, T₂) enthält, deren Emitter galvanisch miteinander verbunden und über eine Stromquelle an eine Betriebsstromleitung angeschlossen sind, wobei in den Kollektorzuleitungen der beiden Transistoren (Γι, T₂) eine eine Stromspiegelschaltung enthaltende Auskoppelschaltung vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellspannungen durch definierte Verstimmung der den Differenzverstärker bildenden Transistoren (T₁, T₁) erreicht werden und daß zur definierten Verstimmung dieser Transistoren (T₁, T₇) Mittel vorgesehen sind, die in der Auskoppelschaltung des Differenzverstärkers angeordnet sind.

2. Schwellwertschalter nach Anspruch 1 mit einem Differenzverstärker, der durch zwei pnp-Lateraltrarsistoren (T₁, T₁) gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren der beiden pnp-Lateraltransistoren (T₁, TJ jeweils in zwei Teilkollektoren (a, b) unterteilt sind, daß jeweils der zweite Teilkollektor (a) der beiden pnp-Lateraltransistoren (Ti, T₂) mit dem Eingang eines npn-Stromspiegels (7^, T₄ bzw. T₅, T₆) verbunden ist, dessen Ausgang jeweils mit dem erstem Teilkollektor (b) des anderen der beiden pnp-Lateraltransistoren (T₁, T₇) verbunden ist, und daß die relativen Kollektorrandlängen (a, b) der Teilkollektoren der beiden den Differenzverstärker bildenden Transistoren (T₁, T₇) definiert verschieden groß gewählt sind (Fig. 1) und/ oder die die beidec npn-Si/omspiegel bildenden Transistoren (T₁. T₄) bi.w. T₅, T₆) definiert verschiedene Emitterflächen (a, ö) hatt η (Fig. 10), um die den Differenzverstärker bildenden Transistoren (T₁, T₂) definiert zu verstimmen.

3. Schwellwertschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung mindestens eines Ausgangs für den Schwellwertschalter der Ausgang mindestens eines der beiden npn-Stromspiegel (T₃, T₄) bzw. T₅, T₆) mit der Basis eines Ausgangstransistors (T₁, T_t) verbunden ist (Fig. 1).

4. Schwellwertschalter nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung temperaturkompensierter Schwellspannungen (U_Ei, -ύ_ει) in die Emitterzuleitung jedes der beiden pnp-Lateraltransistoren (7*,, T₁) jeweils ein Widerstand (/J₁, R₁') eingeschaltet ist und daß der Speisestrom (Z₀) des Differenzverstärkers einer Diodenflußspannung proportional ist (Fig. 1).

5. Schwellweitschalter nach Anspruch 3 mit zwei Ausgängen, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ausgänge der beiden Ausgangstransistoren (T₁, T_%) durch eine logische Schaltung miteinander verknüpft sind (Fig. 5).

6. Schwellwertschalter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ausgangstransistoren (T₁, T₈) Bestandteil eines RS-Flip-Flops sind (Fig. 7).

7. Schwellwertschalter nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis jedes der beiden den Differenzverstärker bildenden pnp-Lateraltransistoren (T₁, T₁) jeweils eine einen Emitterfolger bildende Vorstufe (T_n, T₁₉) vorgeschaltet ist (Fig. 9).

8. Schwellwertschalter nach Anspruch 7, dadurch

gekennzeichnet, daß mit jeder der beiden Basen der beiden den Differenzverstärker bildenden pnp-Lateraltransistoren (T₁, T₂) Stromquellen (I₃ aus 7^₀) verbunden sind (Fig. 9).

9. Schwellwertschalter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der beiden den Differenzverstärker bildenden pnp-Lateraltransistoren (T₁, T₂) noch einen dritten Teilkollektor (c) besitzt, der mit seiner Basis verbunden ist (Fig. 11).

10. Schwellwertschalter nach ekum der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß er in komplementärer Technik (pnp- und npn-Transistoren vertauscht) ausgeführt ist, wobei an die Stelle der Kollektorteilung bei den pnp-Lateraltransistoren die Parallelschaltung von npn-Transistoren mit gleicher oder ungleicher Emitterfläche und vice versa tritt