FR2834087A1 - Circuit a transconductance sensiblement constante - Google Patents
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Abstract
Il s'agit d'un circuit à transconductance avec au moins une cellule à transconductance (100) montée entre deux bornes d'alimentation (20, 21) incluant au moins un transistor MOS (M1, M1'). Il comporte des moyens (200) pour polariser le transistor MOS (M1, M1') de la cellule (100) avec un courant de polarisation dont la variation en fonction de la température compense sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal du transistor MOS (M1, M1') de la cellule (100) de manière à rendre sa transconductance sensiblement indépendante de la température.Application notamment dans les circuits intégrés analogiques.
Description
revendications 1 à 12
CIRCUIT A TRANSCONDUCrANCE SENSIBLEMENT CONSTANTE DESCRlPTION
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention est relative à un circuit en technologie MOS à transconductance sensiblement constante, en particulier, un circuit à transconductance avec au moins une cellule à transconductance montée entre deux bornes d'alimentation incluant un transistor MOS. Ces circuits à transconductance souvent appelés convertisseur tension-courant sont largement employés dans les circuits intégrés analogiques notamment dans des montages intégrateurs pour réaliser par exemple des filtres, des
oscillateurs, des circuits retardateurs.
ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE
De tels circuits à transconductance peuvent comporter des circuits actifs et des résistances R en polysiliclum ou diffusées et leur transconductance Gm est fon*ion du rapport 1/R. Mais la valeur de la résistance R varie avec la température, ce qui rend la valeur de la transconductance instable. De plus la valeur de la résistance dépend du procédé de fabrication. La tolérance sur la valeur de la résistance est de l'ordre
de plus ou moins 15 à 20% et cela se répercute sur la transconductance.
Les circuits à transconductance réalisés en technologie bipolaire ou MOS ont une transconductance Gm qui est proportionnelle à I/VT OU à I/2Vgt 2 0 respectivement, I étant le courant délivré par le circuit à transconductance, VT la tension de seuil et Vgt la tension grille de saturation CGATE OVERDRIVE VOLTAGE', en anglais) d'un transistor MOS. La transconductance Gm varie notamment comme le courant et celui-ci n'est pas constant et dépend d'une part de la température et d'autre part du
procédé de fabrication.
2 5 Pourtant, notamment dans les circuits intégrateurs à transconductance, on cherche à ce que cette transconductance Gm soit sensiblement constante, car de sa valeur dépend la constante de temps du circuit. En effet, ces circuits intégrateurs comportent au moins un circuit à transconductance Gm et au moins un condensateur d'intégration C connecté à la sortie du circuit à transconductance et leur constante de temps T est proportionnelle au rapport C/Gm. Il est important que la constante de temps T soit la plus constante possible dans un grand nombre d'applications. On cherche également à ce que cette constante de temps soit connue avec précision et soit donc la plus insensible possible au procédé de fabrication du circuit intégrateur Pour rendre la constante de temps sensiblement constante, on est amené à l'asservir. On mesure la valeur de la constante de temps et l'on corrige cette valeur si la valeur mesurée est différente d'une valeur souhaitée. Le circuit d'asservissement nécessite une horloge de référence, des compteurs, un circuit de détection de phase ou un cIrcuit à boucle de verrouillage de phase pour réaliser la mesure et un réseau de résistances et de condensateurs pour la correction. Ce circuit d'asservissement augmente de façon non négligeable le coût du circuit intégrateur, sa
consommation en énergie ainsi que sa taille.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention vise justement à réaliser simplement un circuit à transconductance en technologie MOS dont la transconductance est sensiblement constante. Dans ce type de circuit, on s'aperçoit que la transconductance dépend entre autre de la mobilité des porteurs majoritaires (électrons ou trous selon le type de transistor MOS) dans le canal du transi*or MOS et cette grandeur varie fortement avec la température. L'idée pour rendre la transconductance sensiblement constante est de
compenser les variations thermiques de la mobilité des porteurs majoritaires.
2 0 Pour y parvenir la présente invention propose un circuit à transconductance avec au moins une cellule à transconductance montée entre deux bornes d'alimentation incluant au moins un transistor MOS. Il comporte des moyens pour polariser le transistor MOS de la cellule avec un courant de polarisation dont la variation en fonction de la température compense sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal du transistor MOS de la cellule de manière à rendre sa
transconductance sensiblement indépendante de la température.
Les moyens de polarisation peuvent comporter un miroir de courant relié au transistor MOS de la cellule, ce miroir de courant coopérant avec un ctrcuit d'accord lui-même relié à un générateur de tension de référence, le circuit d'accord comportant un transistor MOS d'accord traversé par le courant de polarisation que le miroir de courant recopie et la tension grille de saturation du transistor MOS d'accord possédant une pente en température sensiblement égale et opposée à celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal du transistor MOS de la cellule, cette tension grille
de saturation étant obtenue à partir du générateur de tension de référence.
Le circuit d'accord peut comporter, de plus, un transistor bipolaire dont l'émetteur es* relié à l'une des bornes d'ailmentation à travers une résistance, dont la base est reliée au générateur de tension de référence et dont le colle*eur est relié d'une part à l'autre borne d'alimentation à travers un montage série avec une diode et une résistance et d'autre part à la grille du transistor MOS d'accord qui est monté entre l'autre
borne d'alimentation et le miroir de courant.
Le générateur de tension de référence est destiné à délivrer au circuit d'accord une tension de référence permettant d'obtenir une pente en température telle que ceile de la tension grille de saturation du transi*or MOS d'accord compense sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le transis*or MOS de la cellule. Un générateur de tension de référence classique quelconque, par exemple un générateur classique de tension de référence fondée sur la bande d'énergie interdite d'un matériau semi-condu*eur, peut ébre utilisé pour obtenir un générateur de tension de référence présentant les cara*éristiques ci- dessus. La tension fournie par un tel générateur classique possède une dépendance en température donnée, en générale comprise entre 0 et 1. Cependant la dépendance en température de la tension grille de saturation du transistor MOS d'accord peut être modifiée selon linvention pour compenser sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le transis*or MOS de la
2 0 cellule.
Pour cela, le générateur classique es* connecté à un pont diviseur incluant par exemple deux rési*ances, une des deux étant reliée à la sortie du générateur classique et l'autre à une masse, le point miiieu entre ces deux résistances étant relié à l'entrée du circuit d'accord, c'e*-à-dire à la base du bransis*or d'accord. En modifiant les valeurs relatives des résistances et par conséquent la vaieur de la tension sur le point
miiieu, la pente en température dans l'émetteur du transistor d'accord peut étre modifiée.
Ainsi la combinaison entre un générateur de tension de référence classique et un pont diviseur de tension permet d'obtenir que la pente en température de la tension grille de saturabon du transistor MOS d'accord compense sensiblement celle de la mobilité des
3 0 porteurs majoritaires dans le transistor MOS de ia cellule.
Il e* aussi possible d'utiilser dire*ement un générateur de tension de référence fournissant une tension permettant une dépendance en température voulue et
contrôlée dans le transistor d'accord. Un exemple d'un tel générateur sera présenté.
La cellule à transconductance peut comporter une paire différentielle de transistors MOS dont les grilles forment les entrces du circuit à transconductance et les
drains les sorties.
Dans un souci de linéarisation, la paire différentielle de transistors MOS peut coopérer avec une résistance de dégénérescence montée entre les sources des
transistors MOS de la paire.
La résistance de dégénérescence peut être réalisée par une paire de transistors MOS, chacun d'entre eux ayant sa grille reliée à la grille de l'un des transistors
MOS respectif de la pa i re différentiel le.
La celluie à transconductance peut être montée entre les deux bornes d'alimentation à travers d'un côté les moyens de polarisation et de l'autre un circuit de charge.
Le circuit de charge peut être passif.
Dans un autre mode de réalisation, le circuit de charge peut être formé à base de source de courant coopérant avec système d'asservissement de mode
commun des sorties du circuit à transconductance.
Un autre but de 11nvention est de réaliser un circuit intégrateur à partir du circuit précédent et de rendre sa constante de temps sensiblement indépendante de la température et du procédé de fabrication. Un tel circuit intégrateur n'a pas besoin de 2 0 circuit d'asservissement de la constante de temps. Un tel circuit intégrateur comporte au moins un circuit à transconductance ainsi défini, dont la sortie est connectée à un
condensateur dintégration réalisé à partir de transistor MOS.
La présente invention concerne également un filtre qui comporte au
moins un tel circuit intégrateur.
2 5 La présente invention concerne également un circuit retardateur ou un oscillateur qui comportent au moins un tel circuit intégrateur. L'invention peut ainsi étre mise en _uvre dans un appareil destiné à la réception et à la transmission de signaux de radio-télécommunications incluant un circuit de transconductance
selon l'invention. Un tel appareil peut par exempie être un téléphone.
BRÈYE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la
description d'exemples de réalisation donnés, à titre purement indicatif et nullement
limitatif, en faisant référence aux dessins annexés sur lesqusis: la figure 1 montre schématiquement un circuit à transconductance en technologie MOS conforme à l'invention; la figure 2 montre un schéma d'un circuit à transconductance en technologie MOS conforme à l1nvention avec un circuit de charge passif et dans lequel les moyens de polarisation sont détaillés; la figure 3 montre un exemple du générateur de tension de référence inclus dans les moyens de polarisation; la figure 4 illustre un circuit intégrateur selon l'invention réalisé à partir d'un circuit à transconductance à circuit de charge actif; la figure 5 montre la variation de la tension grille de saturation, du courant de polarisation et de la transconductance en fonction de la température dans le circuit intégrateur de la figure 4; les figures 6A, 6B montrent des schémas d'un oscillateur et d'un circuit
retardateur réalisés à partir d'un circuit intégrateur selon l'invention.
Les éléments identiques sont désignés par les mémes caractères de , reference.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
On va maintenant s'intéresser à un exemple de circuit à 2 0 transconductance en technologie MOS selon l'invention. La figure 1 représente de manière très schématique un circuit à transconductance en technologie MOS conforme à l'invention. Ce circuit à transconductance comporte entre une première borne d'alimentation 20 portée à un potentiel haut Vcc et une seconde borne d'alimentation 21 portée à un potentiel bas Vee, généralement la masse, au moins une cellule à transconductan_ 100 avec au moins un transistor MOS. Dans l'exemple la cellule à transconductance 100 est représentée sous la forme d'une paire différentielle de transistors MOS M1, M1' et elle est reliée à l'une des bornes d'alimentabon 21 par l1ntermédiaire de moyens de polarisation 200 et à l'autre borne d'alimentabon 20 par l1ntermédiaire d'un circuit de charge 300. Le circuit de charge 300 peut être passif ou 3 0 actif comme on le verra ultérieurement. D'autres configurabons de la cellule à transconductance sont possibles comme par exemple _lle illustrée sur la figure 4, la paire
différentielle de transistors MOS est une configuration des plus simples.
Selon une caractéristique de l'invention les moyens de polarisation 200 délivrent aux transistors MOS de la cellule à transconductance 100 un courant de polarisation dont la variation avec la température compense sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal des transistors MOS de la cellule 100 de manière à ce que la transconductance Gm du circuit soit sensiblement constante et
indépendante de la température.
Le courant de polarisation circulant dans les transistors MOS de la cellule à transconductance 100 qui fonctionnent en régime de saturation est de ia forme Id = 4/(uCOxW/L)(Vgs - VT)2 avec,u mobilité des porteurs majoritaires, COX capacité par unité de surface de la couche d'oxyde des transistors MOS, W/L rapport de la largeur W
du canal sur sa longueur L, Vgs tension grille-source et VT tension de seuil du transistor.
La transconductance s'exprime par: Gm= dId/dVgs à saturation soit Gm= (uCOxW/L)(Vgs - VT), la différence V9S VT correspondant à Vgt ou
tension grille de saturation des transistors MOS M1, Ml'.
Dans cette expression la valeur de la mobilité,u des porteurs majo ritai res varie forte ment avec la tem pérature, pa r contre el le est sensi blement indépendante du procédé de fabrication. En compensant cette variation à l'aide de la tension grille de saturation Vgt, on arrive à rendre la transconductance sensiblement
indépendante de la température.
Les dimensions géométriques du canal des transistors MOS sont parfaitement ma^'trisces lors de la fabrication. La valeur de la capacité COX de l'épaisseur 2 O d'oxyde par contre dépend du procédé de fabrication et pourra varier pour des circuits à
transconductance appartenant à des lots différents.
On va voir maintenant comment réaliser les moyens de polarisation 200. Ils peuvent être réalisés par un miroir de courant 2.1 qui coopère avec un circuit d'accord 2.2, lui-même relié à un générateur de tension de référence 2.3, le circuit d'accord 2.2 comportant un transistor MOS M7 d'accord traversé par le courant de polarisation que le miroir de courant recopie et dont la tension grille de saturation possède une pente en température sensiblement égale et opposée à celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal des transistors MOS de la cellule à transconductance 100, cette tension grille de saturation étant obtenue à partir du
3 0 générateur de tension de rétérence.
On peut se référer à la figure 2 qui montre en détails le miroir de courant 21 et le circuit d'accord 2.2. Deux exemples de modes de réalisation du générateur de tension 2.3 de référence sont montrés sur les figures 3a et 3b. Le générateur de la figure 3b est décrit en détails dans la demande de brevet francais au
3 5 nom de ia Demanderesse déposée le même jour que la présente demande.
On remarquera que, sur cette figure 2, le circuit de charge 300 est passif et est formé d'une résistance R31, R32 reliée respectivement entre l'une des bornes d'alimentation 20 et les drains des transistors M1, M1'de la paire différentielle 100. Dans l'exemple, ies transistors M1, M1'de la paire différentielle 100 sont des transistors MOS à canal N mais ils pourraient être à canal P moyennant les inversions appropriées. Les sources des transistors M1, M1' de la paire différentielle 100 sont reliées aux moyens de polarisation 200. Les grilles des transistors M1, M1' de la paire différentielle forment l'entrée el, el'du circuit à transconductance tandis que la sortie sl, slt se fait sur les drains des transistors M1, M'1 de la paire différentielle 100 qui sont eux
0 reliés au circuit de charge 300.
Le miroir de courant 2.1 comporte un transistor MOS asservi M61, M62 relié à chacun des transistors MOS M1, M1'de la paire différentielle de transistors 100 et
un transistor MOS ma^tre M6 relié au transistor MOS M7 d'accord du circuit d'accord 2.2.
On va voir maintenant plus en détails le circuit d'accord 2.2. Il comporte un transistor bipolaire Q13 dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation 21 à travers une résistance R13, dont la base est reliée au générateur de tension de référence 2.3 et dont le collecteur est relié à la grille du transistor MOS M7 d'accord d'une part et d'autre part à l'autre borne d'alimentation 20 à travers un montage série formé d'une résistance R14 et d'une diode, représentée par un transistor MOS M8 2 0 monté en diode, c'est à dire dont la grille est reliée au drain. Plus précisément, la source du transistor MOS M8 est reliée à l'autre borne d'alimentation 20, son drain étant relié à
la résistance R14 et à sa grille.
Le générateur de tension de référence 2.3 impose sur la base du transistor bipolaire Q13 une tension Vref dont la variation avec la température est choisie 2 5 pour que la tension grille de saturation Vgt du transistor MOS M7 d'accord relié au miroir de courant 2.1 ait la pente en température appropriée pour contrecarrer celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal des transistors MOS M1, M1'de la cellule à transconductance 100. De par leur fabrication la tension grillc dc saturation dc tous les transistors MOS [ou dc tous les transistors MOS dc memc typc] cst la memc. [Est cc quc 3 0 M7 cst dc memc typc quc M1 ct M1'?]le point d'opération de tous les transistors est dans la région de forte inversion, c'est-à-dire que la tension grille de saturation est égale à Vgt<VDS. On va voir comment s'exprime la tension grille de saturation Vgt du
transistor MOS M7 d'accord relié au miroir de courant 2.1.
Vgt(M7) = Vgs(M7) - VT avec Vgs(M7) tension grille source du
transistor MOS M7 d'a"ord et VT tension de seuil du transistor MOS M7 d'accord.
On peut encore exprimer Vgt(M7) de la manière suivante: Vgs(M7) = V(R14) + Vgs(M8) avec V(R14) tension aux bornes de la résistance R14 et Vgs(M8) tension grille source du transistor MOS M8 monté en diode. Or Vgs(M8) z VT car la tension grille à saturation du transistor MOS M8 est très petite. On peut alors simplifier et assimiler la tension grille à saturation Vgt(M7) du transistor MOS M7 d'accord à la tension V(R14) aux bornes de la résistance R14:
Vgt(M7) V(R14).
En ajustant la vaieur et la pente en température de la tension Vref délivrée par le générateur de tension de référence 2.3 et les valeurs des résistances R13 et R14, il est aisé d'obtenir pour la tension Vgt(M7) une valeur et une pente souhaitées pour rendre la transconductance du circuit à transconductance sensiblement
indépendante de la température.
Nous allons maintenant présenter une manière extrémement simple et homogène de comparer les pentes en température des différents composants électroniques qui nous intéressent. Plusieurs unités sont fréquemment employées pour désigner des pentes en température, s'il s'agit de résistances, on l'exprime en ppm/ C alors que pour la tension base émetteur Vbe d'un transistor bipolaire, elle vaut environ
2 0 - 2 mV/ C et pour la mobilité des porteurs majoritaires elle varie en T -'s.
Posons la grandeur sans dimension t telle que: t = (T- To)/To, avec T température considérce et To température de référence par exemple égale à 25 C. Les valeurs de t suivantes sont obtenues par rapport aux températures T courantes: t = - 1 pour T = -273 C ou 0 K t = -1/4 pour T = - 50 C t = 0 pour T = 25 C t = +1/4 pour T = 100 C Une tension peut s'exprimer de la manière suivante en fonction de la 3 0 grandeur t: V = V0(a + bt + ct2) avec V0 valeur de la tension à la température de rétérence To et a, b, c des coefficients. La pente en température au premier ordre est donnée par: al = b/a et la pente en température au second ordre est donnée par
3 5 a2 = c/a.
Pour une tension proportionnelle à la température absoiue (connue sous la dénomination de tension TAT, PTAT étant l'abréviation anglo-saxonne pour Proportionnal To Absolute Temperature) on peut écrire: VPTAT = VPrATO(1 + t) et pour une tension base-émetteur d'un transistor bipolaire: VGE = VBEO(1 - t/2) avec VPLATO et VBEO tensions à la température de
référence. Pour un transistor bipolaire VBEO = 0,8V.
On en débuit que la pente en température d'un circuit dont la tension est proportionnelle à la température absolue est de 1 tandis que la pente en température
de la tension base-émetteur d'un transistor bipolaire est de-0,5.
Quant aux résistances selon leurs valeurs,-avec cette notation, leurs pentes peuvent varier négativement ou positivement et prendre la valeur 0. La mobilité
des porteurs majoritaires a une pente de -1,5.
Dans la majorité des cas le terme oc2 peut être considéré comme
négligeable sauf pour le gain en courant des transistors bipolaires.
Avec ce qui précède, on cherche à ce que la pente de la tension grille de saturation Vgt(M7) du transistor MOS M7 d'accord soit sensiblement égaie à +1,5 pour
compenser celle de la mobilité des porteurs majoritaires qui est de -1,5.
On va maintenant décrire en référence à la figure 3 deux exemples de 2 0 générateur de tension de référence 2.3 qui va fournir sur la base du transistor bipolaire Q13 du circuit d'accord 2.2 une tension de rétérence Vref dont la pente en température est ajustée pour obtenir la pente en température voulue au niveau de la tension grille de
saturation Vgt(M7) du transistor MOS M7 d'accord.
Le générateur de tension de rétérence Vref 2.3 de la figure 3A se compose d'un générateur de tension de référence classique CVG et fournissant une tension VB ayant une dépendance en température qui peut être quelconque. Souvent, cette dépendance est nulle mais elle peut être modifiée selon 11nvention. De plus, avantageusement, le générateur classique CVG délivre une tension de référence fondée sur la bande d'énergie interdite d'un matériau semi-conducteur. Un pont diviseur incluant 3 0 par exemple deux résistances R110 et R111 est connecté à la sortie du générateur de référence CVG. Une des deux résistances R110 a une de ses bornes reliée à la sortie du générateur classique CVG qui délivre la tension VB et l'autre résistance a une de ces bornes relice à un potentiel bas Vee, généralement la masse. Les deux résistances R110 et R111 ont un point commun au niveau duquel se fait la sortie du générateur de tension 3 5 de référence 2.3. En modifiant les valeurs relatives des résistances, la tension Vref en sortie du générateur 2.3 par cette combinaison d'un générateur classique CVG et d'un pont diviseur R110, RI11 peut étre choisie de manière à ce que la pente en température dans le transistor d'accord compense celle de la mobilité 11 des porteurs majoritaires qui est de -1,5. En effet, lorsque la pente en température de la tension VB est nulle, R110=R111/8 permet d'obtenir une pente en température de 1,5 qui, nous le verrons est
particulièrement avantageuse.
La figure 3B propose un exemple détaillé d'un générateur de tension de référence amélioré permettant la délivrance d'une tension dont la dépendance en température est contrôlée. Le générateur de tension de référence Vref 2.3 de la figure 3B se compose d'un étage d'entrée 1 à deux branches 10, 11 montées entre les deux bornes d'alimentation 20,21. Dans chacune des branches 10, 11 se trouve au moins transistor bipolaire Q1,Q2 et ces transistors n'ont pas la même taille d'émetteur. Ce circuit d'entrée 1 combine une tension base émetteur d'un des transistors bipolaires Q2 avec une tension proportionnelle à la température absolue. Plus précisément, les deux transistors Q1, Q2 ont leur base commune, leurs collecteurs reliés à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc par lintermédiaire d'une résistance R2, R3 respectivement. L'émetteur du premier transistor Ql est relié à l'autre borne d'alimentation 21 via un montage série 12 de deux résistances R1,RO. L'émetteur du second transistor Q2 est relié à l'autre borne d'alimentation 21 via l'une RO des résistances du montage série 12. On suppose que la surface d'émetteur du premier transistor Q1 est égale à n (n entier supérieur à un) fois
celle du second transistor Q2. Par exemple, n peut être égal à 8.
Cet étage d'entrée 1 coopère avec un amplificateur opérationnel 2 qui comporte un étage amplificateur différentiel 13, un étage de sortie 14, un circuit de
compensation 16.
2 5 L'étage de sorbe 14 délivre la tension de référence Vref, il est relié par une boucie 3 à l'étage d'entrée 1 au niveau de la base commune des deux transistors Q1,
Q2 de l'étage d'entrée 1.
L'étage amplificateur différentiel 13 comporte une paire de transistors Q6, Q7 différentielle 15 reliée à l'étage d'entrée 1 et montée entre les deux bornes 3 0 d'alimentation 20,21 par l1ntermédiaire d'un circuit de source 17 et d'un circuit de charge 18. Plus précisément, les bases des deux transistors Q6, Q7 forment les deux entrées différentielles de l'étage 13. La base du transistor Q6 est reliée à la branche 11 au niveau du collecteur du transistor Q2, la base du transistor Q7 est reliée à la branche 10 au niveau du collecteur du transistor Q1. Les émetteurs des transistors Q6, Q7 sont reliés 3 5 entre eux. Ils sont reliés à ia borne d'alimentation 21 portée au potentiei Vee par le circuit de source 17 qui est un circuit actif. Les circuits de source 17 et de charge 18 comportent des moyens de réqulation R8, R9 pour, même lorsque la boucle 3 est ouverte, réquler la tension de référence Vref, cette dernière étant ajustée de manière sensiblement indépendante du procédé de fabrication, des variations de la tension d'alimentation Vcc Vee et avec une pente en température prédéterminée. Le circuit de source 17 comporte en série une diode, représentée par un transistor Q9 branché en diode, et une résistance R9 faisant partie des moyens de réqulabon. La résistance R9 est reliée aux émetteurs communs des transistors Q6, Q7 de la paire différenUelle 15. Les coliecteurs des deux transistors Q6, Q7 sont reliés chacun à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc par l'intermédiaire du circuit de charge 18. Ce circuit de charge 18 comporte une résistance R8, faisant partie des moyens de réqulation, montée entre le collecteur du transistor Q7 de la paire différentielle et la borne d'alimentation 20. Le collecteur de l'autre transistor Q6 de la paire différentielle 15 est directement relié à la borne d'alimentation 20. L'étage de sortie 14 est relié en un premier n_ud A au circuit de charge 18, au niveau du collecteur du transistor Q7. Les moyens de régulation des circuits de source 17 et de charge 18 de par leur configuration imposent que la tension apparaissant au premier n_ud A soit pratiquement indépendante de
variations de la tension d'aiimentabon Vcc-Vee.
En effet, le rapport des résistances R9 et R8 des moyens de réqulation est choisi de telle manière qu'une variation 6(Vcc-Vee) de la tension d'alimentabon entrane sensiblement la même variation d(Vcc-Vee) sur le circuit de source 17 et sur le circuit de charge 18 aux bornes de ia résistance de charge R8 et ce quelle que soit la température. En conséquence, le premier n_ud A ne varie pas en tension iors d'une variation de la tension d'alimentation. Le rapport des résistances R8/R9 des moyens de régulation est choisi de telle manière que le gain en mode commun des résistances R2, R3 soit aJusté à la valeur -1. Ceci est réalisé lorsque le rapport des valeurs des résistances R8/R9 vaut approximativement 2, le courant dans la résistance R9 étant sensiblementégal à deux fois celui traversant la résistance de charge R8. De plus, le circuit de source 17 est configuré pour générer un courant sensiblement indépendant de la température, ce 3 0 qui revient à dire que la résistance R9 est aJustée pour que la tension à ses bornes soit sensiblement indépendante de la température. Cela est vérifié pour toutes les
températures si l'ajustement suivant est réalisé au niveau de l'étage d'entrée 1.
La tension VR9 aux bornes de la résistance R9 s'exprime par: VR9 = (VCCVee) - (VR3 + VBE(Q6) + VBE(Q9)) VR9 = (VCC - Vee) - (VR3 + 2VBE) Le terme (VR3 + 2VBE) doit alors être sensiblement indépendant de la température, cela arrive s'il est égai à deux fois la tension présente à la liaison entre la boucle 3 et l'étage de sortie 14, par exemple et si la pente en température de ia résistance de sommet R3 compense celies des deux tensions base-émetteur des transistors Q6 et Q9. Cela permet de rendre le générateur de tension de référence sensiblement insensible au procédé de fabrication. Avec la notation expliquée antérieurement, la pente en température de la résistance R3 est sensiblement égale à un et celle de la tension aux bornes de la résistance R9 sensiblement égale à zéro. Les deux
résistances R2, R3 de collecteur de l'étage d'entrée 1 sont identiques.
L'étage de sortie 14 comporte un circuit suiveur 22 avec un transistor Q5 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 à travers un pont de résistances R110, Rlil. La base du transistor Q5 est reliée au premier n_ud A tandis que l'émetteur du transi*or Q5 est relié à la boucle 3 lorsqu'elle est fermée au niveau d'un second n_ud B. La résistance R110 est reliée à l'émetteur du transistor Q5, la résistance R111 est reiiée à la borne d'alimentation 21. Les deux résistances R110 et R111 ont un point commun C au niveau duquel se fait la sorbe du générateur de tension de référence 2.3. On retrouve
ici sous une forme plus élaborée l'utiilsation d'un pont diviseur.
L'étage de sortie 14 comporte de plus un circuit de réglage 24 qui génère un courant dont la pente en température est sensiblement égale à +1,5 et cette pente est aJustée par les valeurs des rési*ances R110, R111 du pont diviseur et plus particulièrement par le rapport (R110 + R111)/Rlil. En donnant à ce rapport sensiblement la valeur 8/9, le courant traversant la résistance R12 possède sensiblement une pente de +1,5. Ce circuit de réglage 24 comporte un transistor Q12 dont l'émetteur est relié à la borne d'alimentation 21 à travers une résistance R12, dont le collecteur est relié au premier n_ud A et au collecteur du circuit de compensation 16 et dont la base est reliée au circuit suiveur 22. La base du transistor Q12 est reliée au point commun C et c'est au niveau de la base du transistor Q12 que se fait la sortie du générateur de tension
de rétérence.
Le courant qui circule dans le circuit de réglage 24 va être recopié dans l'ensemble Q13, R13 du circuit d'accord 2.2 décrit sur la figure 2. En effet cet ensemble Q13, R13 forme un miroir de courant avec le circuit de réglage 24. Les
résistances R13 et R12 sont les mémes.
Avec un tel circuit de réglage 24, la pente en température au niveau du point commun C qui correspond à la sortie du générateur de tension de référence 2.3 3 5 doit étre sensiblement égale à zéro. Pour y parvenir, on va voir maintenant l'action du circuit de compensation 16 et du circuit de réglage 24 sur la pente en température au premier n_ud A. La pente en température de la tension au premier n_ud A doit être sensiblement égale et opposée à celle apportée par le transistor Q5 de l'étage de sortie 14 pour obtenir la compensation en pente au point commun C. Il en résulte que la pente en température de la tension au premier n_ud A doit être égale sensiblement à 0,5 puisque
la pente en température d'une tension base émetteur d'un transistor bipolaire est de -0,5.
Cette pente est conditionnée par celle du circuit de source 17 et par celle du circuit de compensation 16 associé au circuit de réglage 24. Ces brois circuits comportent chacun un transistor bipolaire Q9, Q10, Q12 dont la pente en température est imposée et égale à sensiblement-0,5 et une résistance R9, R10, R12 qu'il sufffit d'ajuster pour imposer celle du circuit de charge 18. La pente en température du circuit de compensation 16 coopérant avec ie circuit de réglage 24 prend ainsi sensiblement une valeur légèrement supérieure à un dans l'exemple décrit et celle du circuit de source 17 sensiblement la
valeur 0.
Les courants générés par le circuit de compensation 16 et par le circuit de réglage 24 se combinent au niveau du circuit de charge 18 et le courant résultant dans le circuit de charge a une pente en température qui dépend des poids relatifs des courants des deux circuits, c'est-à- dire des valeurs des résistances R10, R12. Dans 2 0 itexemple décrit, il est préférable que la pente due aux circuits de compensabon 16 et de réglage 24 soit lépèrement supérieure à un pour s'affranchir dinévitables parasites du
second ordre qui ont une achon de réduction de la valeur de la pente.
Il est préférable de prévoir, dans l'amplificateur opérationnel 2, un circuit de stabilisation 19 de l'amplificateur différentiel 13 Il peut être réalisé par un
2 5 condensateur C1 connecté entre le nceud A et la borne d'alimentation 21.
Le tableau suivant regroupe les caractérisbques en valeur, pente et tension affectées à chacun des composants du générateur de tension de référence Vref
de la figure 3.
NOM VALEUR PENTE CHUTE DE TENSION
Vcc-Vee 2,8 R2, R3 16,8 kQ 1 0,8 V Vbe(Q1, Q2, Q6, Q7, -0,5 0,8 V
Q5, Q9, Q10, Q12,
R1 1 kQ 0,05 V R0 4,2 kQ 1 0,4 V R8 10 kQ 0,5 0,8 V R9 4,1 kQ O 0,4 V
R10 40 1 0,4 V
R12, R13 15 k52 1,5 0,27 V RllO 1 kQ R111 8ka Tous les transistors bipolaires ont été représentés par des transistors NPN, mais il est possible de les remplacer par des transistors bipolaires PNP en effectuant
toutes les inversions appropriées notamment au niveau du circuit de charge et de source.
La figure 4 montre un exemple de circuit intégrateur réalisé à partir d'un circuit à transconductance selon 11nvention. Ce circuit intégrateur comporte un circuit à transconductance 40 sensiblement constante et un condensateur dintégration 41 branché en sortie du circuit à transconductance. En réalisant le condensateur 41 à base de transistor MOS, la constante de temps T de ce circuit intégrateur est indépendante de la température et du procédé de fabrication du circuit. Dans l'exemple, ia grille du transistor MOS réalisant le condensateur C est reliée à la sortie sl, le drain, le canal et la
source du transistor MOS à la sortie sl'.
Dans cet exemple, le circuit à transconductance 40 comporte toujours la cellule à transconductance 100 montée entre un circuit de polarisation 200 et un circuit de charge 300. Mais le circuit à transconductance 40 n'est pas de même type que celui de
la figure 2.
La cellule à transconductance 100 comporte toujours une paire différentielle 101 de transistors MOS M1, M1'. Cette paire différentielle 101 de transistors coopère maintenant avec une résistance de dégénérescence 102 représentée dans cet exemple sous la forme d'une paire de transistors MOS de dégénérescence M2, M2', chacun des transistors MOS de la paire différentielle M1, M1' est associé à l'un des transistors MOS de dégénérescence M2, M2' respectivement. Une telle résistance de dégénérescence 102 réalisée avec des transistors MOS amène une meilleure linéarité qu'une résistance de dégénérescence en siliclum polycristallin. La linéarité optimale est obtenue lorsque le rapport W1/L1 de la largeur sur ia longueur du canal des transistors MOS de la paire différentielle 101 est sensiblement égal à sept fois le rapport W2/L2 de la largeur sur la longueur du canal des transistors MOS de la résistance de dégénérescence 102. Plus précisément les deux transistors MOS M1, M1' de la paire
différentielle 101 ont leurs grilles qui forment les entrées el, el' du circuit intégrateur.
Leurs sources sont reliées à la borne d'alimentation 20 portée au potentiel Vcc à travers le circuit de charge 300 et leurs drains à la borne d'alimentation 21 portée au potentel Vee à travers le circuit de polarisation 200. On suppose que le circuit de polarisation 200 est
similaire à celui représenté sur les figures 2 et 3.
La sortie sl, sl'du circuit à transconductance 40 se fait au niveau des drains des transistors MOS M1, M1' de la paire différentielle 101. Le condensateur
d'lntégration C est monté entre les deux sorties sl, S1' du circuit à transconductance.
Les transistors MOS M1, M1' de la paire différentielle 101 sont reliés aux transistors MOS M2, M2' de dégénérescence 102 de la manière suivante: chacune des sources des transistors MOS M1, M1' est reliée d'une part à ia source de l'un des transistors MOS de dégénérescence M2, M2' respectivement et au drain de l'autre transistor MOS de dégénérescence M2', M2 respectivement. La grille de chacun des transistors MOS M2, M2' de dégénérescence est reliée à la grille du transistor MOS M1,
M1'de la paire différentielie 101 avec lequel il est associé.
Le circuit de charge 300 est maintenant représenté comme un circuit actif sous la forme de deux sources de courant 301 équipées d'un système d'asservissement de mode commun 302 des sorties sl, sl'du circuit à transconductance 2 0 40 de manière à stabiliser la tension de sortie de mode commun. Les tensions présentes au niveau des sorties sl, sl'sont comparées dans un comparateur 302 et en fonction du résultat de la comparaison, les courants des sources de courant 301 sont aJustés. Le circuit de charge peut également étre un simple circuit de charge tel que connu de l'homme du métier et incluant simpiement des résistances. Le système d'asservissement
2 5 de mode commun est un mode de réalisation amélioré.
On va maintenant exprimer la transconductance Gm du circuit à
transconductance 40 de la figure 4.
Les transistors MOS Ml, Ml' de la paire différentielle 101 fonctionnent en mode saturé, le courant I1 qui les parcourt s'exprime par: I1 =,/2(, uCOxWl/Ll)V9t2 avec,u mobllité des porteurs majoritaires dans le canal des transistors MOS M1, M1', COX capacité par unité de surface de la couche d'oxyde des transistors MOS, WVL1 rapport de la largeur W1 sur la longueur L1 du canal des transistors MOS, Vgt tension grille de saturation des transistors MOS. La transconductance gml de la paire différentielle est donnée par: 3 5 gml = PlVgt avec p1 = luCoxWl/Ll Les transistors MOS M2, M2' de dégénérescence 102 fonctionnement en mode linéaire. Ils sont de même type que les transistors MOS M1, M1' de la paire différentielle et donc possèdent la même mobilité des porteurs majoritaires u et la même tension grille de saturation Vgt que les transistors MOS M1, M1' de la paire différentielle 101. Le courant I2 qui les parcourt s'exprime par: I2 = ('uCoxW2/L2)Vgt.Vds avec u mobilité des porteurs majoritaires dans le canal des transistors MOS M2, M2', COX capacité par unité de surface de la couche d'oxyde des transistors MOS, W2/L2 rapport de la largeur W2 sur la longueur L2 du canal des transistors MOS, Vgt tension grille de saturation des transistors MOS et Vds tension
drain-source des transistors MOS.
La résistance R des transistors MOS de dégénérescence 102 est donnée par R= 1/2.Vgt avec p2 = CoXW2/L2 La transconductance Gm du circuit à transconductance 40 s'exprime 1 5 par Gm- gml
1 + gml-
Gm =;:,B1.Vgt Gm= pl.Vgt / 2,75 421. Gm = 2,75 La constante de temps T du circuit intégrateur s'exprime par: T = Gm/C avec C capacité du condensateur C. 1 W1 2 7 5 ox T.Vgt T = CoxWc LC 2 5 Le produit WCLc correspond au produit de la largeur Wc par la longueur Lc du canal du transistors MOS réalisant ie condensateur C. 1 W1 T =...Vgt 2,7 5 L1 ÀWc Lc En réalisant le condensateur C à base de transistor MOS, par exemple avec un transistor MOS fonctionnant en mode linéaire dont la grille forme l'une des électrodes du condensateur et dont la source, le drain et le canal forment l'autre électrode, la constante de temps T ne dépend plus du procédé de fabrication car la capacité COx s'élimine dans son expression. T = F.ll.Vgt La constante de temps ne dépend plus que d'un facteur géométrique F fonction de W1/L1 et de WCLc des transistors MOS, de la mobilité des porteurs majoritaires et de Vgt. En aJustant la pente de la tension Vgt pour compenser celle de la mobilité,u, on rend la constante de temps T d'un tel circuit intégrateur pratiquement
insensible à la température et au procédé de fabrication.
Un tel circuit intégrateur peut fonctionner avec des amplitudes de signaux d'entrée plus importantes que _lles d'un circuit intégrateur de l'art antérieur avec une cellule à transconductance ayant seulement une paire différentielle de transistors
1 5 MOS.
La figure 5 montre les variations de différentes grandeurs en fonction de la température dans un circuit intégrateur tel que celui de la figure 4. La courbe référencée 1 représente les variations de la transconductance Gm du ctrcuit à transconductance 40, la courbe référencée 2 représente le courant I1 et la courbe 3 2 0 représente ia tension grille de saturation Vgt des transistors MOS de la cellule à transconductance. On voit bien que la transconductance Gm est sensiblement indépendante de la température, et que I1 et Vgt ont sensiblement la même pente en
température de valeur +1,5.
Un tel circuit intégrateur possède une précision bien meilleure que
2 5 ceux de l'art antérieur.
Le courant de polarisation des transistors MOS de la cellule à transconductance dépendant de l'adaptation de résistances critiques ou des transistors du générateur de tension de référence et du miroir de courant, la taille de ces composants
doit être adaptée avec soin pour obtenir la précision recherchée.
Après analyse statistique, la constante de temps obtenue avec ie circuit intégrateur de la figure 4 possède une précision d'environ 3% due aux variations de la température de la tension d'alimentation, d'environ 1,3% due à l'apérage entre
composants et d'environ 1,6% due au procédé de fabrication.
Cela correspond environ à un décalage en fréquence d'environ + 12%.
Un tel circuit intégrateur peut être employé comme filtre. Il peut servir de bloc de base dans un circuit oscillateur comme l'illustre la figure 6A ou dans un circuit retardateur comme lillustre la figure 6B. Sur la figure 6A, on retrouve deux circuits intégrateurs conformes à l'invention montés en série CI1, CI2, la sortie du second circuit intégrateur CI2 étant relice à un amplificateur A1 de gain -1. La sortie de l'amplificateur A1 est bouciée sur l'entrée du premier circuit intégrateur CI1. Chacun des circuits intégrateurs est schématisé par un amplificateur à transconductance GM1, GM2 polarisé par une source de courant I10, I20. La sortie des amplificateurs GM1, GM2 est reliée à une électrode d'un condensateur dintégration C10, C20 dont l'autre électrode est portée à la masse. Une meilleure précision sur la fréquence d'oscillation est obtenue en utilisant les
circuits intégrateurs de l'inventon.
Sur la figure 6B, le circuit retardateur comporte un circuit intégrateur CI selon l'invention dont la sortie est reliée à une cellule à retard D. La sortie du circuit retardateur se fait au niveau de la sortie de la cellule à retard D tandis que l'entrée se fait au niveau de l'entrée du circuit intégrateur CI. Le circuit intégrateur CI est schématisé comme sur la figure 6A avec un amplificateur à transconductance GM1 des moyens de
polarisation I10 et un condensateur d'intégration C10.
Une meilleure précision sur le temps de propagabon dans le circuit
retardateur est obtenue en utilisant un circuit intégrateur selon l1nvention.
2 0 Les circuits décrits dans ces dernières figures peuvent avantageusement étre utilisés au sein d'un appareil destiné à la réception et/ou à la transmission de signaux de radio-télécommunication incluant un circuit de transconductance à performances améliorées selon l1nvention. Llnsertion de tels circuits
de transconductance dans de tels appareils est connu de l'homme du méter.
Bien que certains modes de réalisation de la présente invention aient été représentés et décrits de fason détaillée, on comprendra que différents changements et
modifications puissent être apportés sans sortir du cadre de l'invention.
Claims (13)
1. Circuit à transconductance avec au moins une cellule à transconductance (100) montée entre deux bornes d'alimentation (20, 21) incluant au moins un transistor MOS (M1, M1'), caractérisé en ce qull comporte des moyens (200) pour polariser le transistor MOS (M1, M1] de la cellule (100) avec un courant de polarisabon dont la variation en fonction de la température compense sensiblement celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal du transistor MOS (M1, M1] de la cellule (100) de manière à rendre sa transconductance sensiblement indépendante de la température.
2. Circuit à transconductance selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de polarisation (200) comportent un miroir de courant(2.1) relié au transistor MOS (M1, M19 de la cellule (100), ce miroir de courant (2.1) coopérant avec un circuit d'accord (2.2) lui-même relié à un générateur de tension de référence (2. 3), le circuit d'accord (2 2) comportant un transistor MOS (M7) d'accord traversé par le courant de polarisation que le miroir de courant (2.1) recopie, la tension grille de saturabon (Vgt) du transistor MOS (M7) d'accord possédant une pente en température sensiblement égale 2 0 et opposée à celle de la mobilité des porteurs majoritaires dans le canal du transistor MOS (M1, M10 de la cellule (100), cette tension grille de saturation étant obtenue à partir du
générateur de tension de référence (2.3).
3. Circuit à transconductance selon la revendicabon 2, caractérisé en ce que le circuit d'accord (2.2) comporte de plus un transistor bipolaire (Q13) dont l'émetteur est relié à l'une des bornes d'alimentation (21) à travers une résistance (R13), dont la base est reliée au générateur de tension de référence (2.3) et dont le collecteur est relié d'une part à l'autre borne d'alimentation (20) à travers un montage série avec une diode ((M8) et une résistance (R14) et d'autre part à la grille du transistor MOS (M7) 3 0 d'accord qui est monté entre l'autre borne d'alimentation (20) et ie miroir de courant
(2.1).
4. Circuit à transconductance selon l'une des revendications 2 ou 3,
caractérisé en ce que le générateur de tension de référence (2.3) délivre au circuit 3 5 d'accord (2.2) une tension de référence (Vrefl dont la pente en température et la vaieur sont choisies pour que la pente en température de la tension grille de saturation du transistor MOS (M7) d'accord compense sensiblement celle de ia mobilité des porteurs
majoritaires dans le transistor MOS (M1, M1') de la cellule (100).
5. Circuit à transconductance selon l'une des revendications 1 à 4,
caractérisé en ce que la cellule à transconductance (100) comporte une paire différentielle de transistors MOS (M1, M13 dont les grilles forment les entrées (el, el') du circuit à
transconductance et les drains les sorties (sl, sl].
6. Circuit à transconductance selon la revendication 5, caractérisé en ce que la paire différentielle de transistors MOS (M1, M1] coopère avec une résistance de dégénérescence (M2, M2') montée entre les sources des transistors MOS (M1, M1) de la
1 5 paire.
7. Circuit à transconductance selon la revendication 6, caractérisé en ce que la résistance de dégénérescence est réalisée par une paire de transistors MOS (M2, M2], chacun d'entre eux ayant sa grille reliée à la grille de l'un des transistors MOS
2 0 (M1, M15 respectif de la paire différentielle.
8. Clrcuit à transconductance selon l'une des revendications 1 à 7,
caractérisé en _ que la cellule à transconductance (100) est montée entre les deux bornes d'alimentation (20, 21) à travers d'un côté les moyens de polarisation (200) et de
2 5 I'autre un circuit de charge (300).
9. Circuit intégrateur caractérisé en ce qu'il comporte un circuit à
transconductance selon l'une des revendications 1 à 8 dont la sortie est connectée à un
condensateur d'intégration (C) réalisé à partir de transistor MOS.
10. Filtre caractérisé en ce qu'il comporte au moins un circuit
intégrateur selon ia revendication 9.
11. Oscillateur caractérisé en ce qull comporte au moins un circuit
3 5 intégrateur selon la revendication 9.
12. Circuit retardateur caractérisé en ce quit comporte au mains un
circuit intégrateur selon la revendication 9.
13. Appareil destiné à la réception eticu à la transmission de signaux de radio-télécommunication incluant un circuit de transconductance scion l'une des
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Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10147101A1 (de) * | 2001-09-25 | 2003-04-24 | Infineon Technologies Ag | Temperaturstabilisierte Verstärkerschaltung |
| US7071673B2 (en) * | 2003-09-02 | 2006-07-04 | Acu Technology Semiconductor Inc. | Process insensitive voltage reference |
| EP1676363B1 (fr) * | 2003-10-13 | 2009-08-26 | Nxp B.V. | Circuit de transconductance |
| EP1589657A1 (fr) * | 2004-04-19 | 2005-10-26 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique SA | Circuit d'asservissement de la transconductance d'au moins un transistor en conduction |
| US7532045B1 (en) * | 2005-02-08 | 2009-05-12 | Sitel Semiconductor B.V. | Low-complexity active transconductance circuit |
| CN100386706C (zh) * | 2005-02-25 | 2008-05-07 | 清华大学 | 调整负载中晶体管跨导变化范围用的偏置补偿电路 |
| US7307476B2 (en) * | 2006-02-17 | 2007-12-11 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Method for nullifying temperature dependence and circuit therefor |
| US7710165B2 (en) * | 2007-09-25 | 2010-05-04 | Integrated Device Technology, Inc. | Voltage-to-current converter |
| TWI365601B (en) * | 2007-09-27 | 2012-06-01 | Mstar Semiconductor Inc | High linearity mixer with programmable gain and associated transconductor |
| JP2013219569A (ja) * | 2012-04-10 | 2013-10-24 | Seiko Epson Corp | トランスコンダクタンス調整回路、回路装置及び電子機器 |
| US9450540B2 (en) * | 2015-01-12 | 2016-09-20 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for calibrating for transconductance or gain over process or condition variations in differential circuits |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0543056A1 (fr) * | 1990-09-20 | 1993-05-26 | Delco Electronics Corporation | Générateur de courant dépendant de la température |
| EP0740243A2 (fr) * | 1995-04-24 | 1996-10-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Convertisseur tension/courant |
| US5748030A (en) * | 1996-08-19 | 1998-05-05 | Motorola, Inc. | Bias generator providing process and temperature invariant MOSFET transconductance |
| EP0911978A1 (fr) * | 1997-10-23 | 1999-04-28 | STMicroelectronics S.r.l. | Génération de tension de référence symétriques à faible bruit et compensées en température |
| US5978240A (en) * | 1997-10-07 | 1999-11-02 | Stmicroelectronics S.R.L. | Fully differential voltage-current converter |
| US5986910A (en) * | 1997-11-21 | 1999-11-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Voltage-current converter |
| US6265929B1 (en) * | 1998-07-10 | 2001-07-24 | Linear Technology Corporation | Circuits and methods for providing rail-to-rail output with highly linear transconductance performance |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8513329D0 (en) * | 1985-05-28 | 1985-07-03 | Secr Defence | Transconductors |
| US6259307B1 (en) * | 1998-10-14 | 2001-07-10 | Texas Instruments Incorporated | Temperature compensated voltage gain stage |
| JP3841195B2 (ja) * | 1998-12-02 | 2006-11-01 | 富士通株式会社 | 差動増幅器 |
| US6323732B1 (en) * | 2000-07-18 | 2001-11-27 | Ericsson Inc. | Differential amplifiers having β compensation biasing circuits therein |
| US6448848B1 (en) * | 2000-12-29 | 2002-09-10 | Intel Corporation | Method of controlling common-mode in differential gm-C circuits |
-
2001
- 2001-12-20 FR FR0116577A patent/FR2834087A1/fr active Pending
-
2002
- 2002-12-11 EP EP02080252A patent/EP1324170A1/fr not_active Withdrawn
- 2002-12-17 US US10/321,200 patent/US6693467B2/en not_active Expired - Lifetime
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Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0543056A1 (fr) * | 1990-09-20 | 1993-05-26 | Delco Electronics Corporation | Générateur de courant dépendant de la température |
| EP0740243A2 (fr) * | 1995-04-24 | 1996-10-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Convertisseur tension/courant |
| US5748030A (en) * | 1996-08-19 | 1998-05-05 | Motorola, Inc. | Bias generator providing process and temperature invariant MOSFET transconductance |
| US5978240A (en) * | 1997-10-07 | 1999-11-02 | Stmicroelectronics S.R.L. | Fully differential voltage-current converter |
| EP0911978A1 (fr) * | 1997-10-23 | 1999-04-28 | STMicroelectronics S.r.l. | Génération de tension de référence symétriques à faible bruit et compensées en température |
| US5986910A (en) * | 1997-11-21 | 1999-11-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Voltage-current converter |
| US6265929B1 (en) * | 1998-07-10 | 2001-07-24 | Linear Technology Corporation | Circuits and methods for providing rail-to-rail output with highly linear transconductance performance |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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