EP0424264A1

EP0424264A1 - Source de courant à faible coefficient de température

Info

Publication number: EP0424264A1
Application number: EP90402933A
Authority: EP
Inventors: Frédéric Breugnot; Franck Edme
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1989-10-20
Filing date: 1990-10-18
Publication date: 1991-04-24
Anticipated expiration: 2010-10-18
Also published as: DE69000803T2; EP0424264B1; US5103159A; DE69000803D1

Abstract

L'invention concerne les circuits intégrés, et plus particulièrement la manière de réaliser dans ces circuits une source de courant constant stable en fonction de la température et de la tension d'alimentation du circuit intégré.

Selon l'invention, on propose de réaliser une source de courant stable à partir de deux transistors (Q1, Q2) en parallèle, commandés l'un par une source de tension de référence de type "bandgap" (AO, R1, R2, R3, D1, D2) et l'autre par un miroir de wilson (T1, T2, T3? T4). L'addition des courants des deux transistors donne un courant qui peut être beaucoup plus stable en température que les courants individuels dans chacun des transistors.

Description

L'invention concerne les circuits intégrés, et plus particulièrement la manière de réaliser dans ces circuits une source de courant constant stable en fonction de la température et de la tension d'alimentation du circuit intégré.
On connaît des sources de courant réalisées à partir d'un transistor à effet de champ et d'une source de tension de référence polarisant la grille de ce transistor. La source de tension de référence peut être du type connu sous le nom de source de référence "de type bandgap". L'appellation anglosaxonne "bandgap" désigne l'intervalle d'énergie entre les bandes de valence et les bandes de conduction d'un semiconducteur; les sources de ce type utilisent la dépendance connue entre cet intervalle et la température, pour effectuer des compensations qui rendent la tension de référence aussi stable que possible en fonction de la température.
Une source de tension de type bandgap comprend de manière générale deux diodes parcourues par des courants différents (ou les mêmes courants, mais alors les diodes sont obligatoirement de surfaces de jonction différentes) et un amplificateur différentiel rebouclé amplifiant la différence de tension aux bornes des diodes et alimentant en courant les diodes.
Une source de tension de référence de ce type est représentée à la figure 1. On reviendra plus loin sur la description détaillée de ce circuit.
On peut bien entendu réaliser à partir de cette source de tension une source de courant, mais la stabilité en température est perdue lors de la conversion tension/courant.
On connaît par ailleurs des sources de référence connues sous le nom de source à "miroirs de Wilson". Une telle source est représentée à la figure 2. Elle repose sur les compensations mutuelles de variations de caractéristiques de plusieurs transistors qui recopient mutuellement leurs courants.
Schématiquement, une source de courant de Wilson comporte deux branches parallèles à deux transistors chacune et les transistors sont montés de manière que chacune des branches recopie le courant de l'autre, deux transitors (appartenant chacun à une branche respective) étant différents en taille ou en tension de seuil.
Là encore, la stabilité obtenue, bien que souvent considérée comme satisfaisante, n'est pas parfaite.
On connaît encore d'autres sources de tension de référence dans le détail desquelles il n'est pas nécessaire de rentrer ici.
Selon l'invention, on propose de réaliser une source de courant de référence réalisée à partir de l'addition de deux courants, l'un issu d'un premier transistor dont la grille est commandée par une source de tension de référence de type "bandgap", l'autre issu d'un deuxième transistor dont la grille est commandée par une source de tension de référence de type "miroir de Wilson".
L'invention repose sur la constatation qu'il est possible de réaliser à la fois un courant piloté par une source de référence de type "bandgap" et ayant une certaine courbe de variation en fonction de la température, et un courant piloté par une source de référence de type "miroir de Wilson" et ayant une autre courbe de variation en fonction de la température. En additionnant les courants de ces deux sources, on peut réaliser une source de courant stable en fonction de la température, tout en conservant la même stabilité en fonction de la tension d'alimentation Vcc du circuit intégré. Il faut noter que ce qui fait la difficulté de la réalisation de sources de courant stables en température c'est l'extrême complexité des variations de caractéristiques de circuit en fonction de la température dès qu'il y a plus de deux ou trois transistors dans le circuit : il faut faire intervenir les variations de tension de seuil de chacun des types de transistors du circuit, et les variations de mobilité des porteurs majoritaires dans le semiconducteur. Ces variations ne sont bien entendu pas linéaires. De manière inattendue, on a trouvé qu'on pouvait, dans une plage de température assez large allant d'environ -40°C à +125°C, obtenir une source de courant encore plus stable que dans l'art antérieur en additionnant les courants de deux transistors pilotés par des sources de tension de types différents et ayant des variations de courant de natures très différentes.
Dans un mode de réalisation, la source de type "bandgap" comprend un amplificateur opérationnel bouclé par des résistances et à l'entrée duquel sont connectées des diodes, un transistor à effet de champ de sortie ayant sa grille polarisée par la sortie de l'amplificateur opérationnel; la source de type "miroir de Wilson" comprend classiquement quatre transistors et un transistor de sortie. Les transistors de sortie, pilotés chacun par une source de tension différente, sont connectés avec leurs sources reliées et leurs drains reliés, c'est-à-dire qu'ils sont en parallèle mais commandés par des potentiels différents.
Dans une réalisation pratique, on s'arrangera pour que le courant nominal dans le transistor commandé par la source de type "bandgap" soit supérieur au courant dans l'autre transistor, dans un rapport compris entre 1,5 et 3,5, de préférence autour de 2,5.
Selon une autre caractéristique de l'invention, la source de type bandgap est perfectionnée de la manière suivante : l'amplificateur opérationnel de la source de tension bandgap comporte deux branches différentielles alimentée par un transistor constituant un générateur de courant, et on propose que ce générateur de courant soit réalisé à partir d'un transistor à effet de champ dont la grille est polarisée par un circuit de polarisation recevant la tension de référence produite à la sortie de la source de référence bandgap elle-même.
On aurait pu s'attendre à une certaine instabilité de fonctionnement du circuit puisqu'il utilise sa propre tension de sortie pour fonctionner. On constate cependant expérimentalement que ce montage est tout-à-fait stable (bien qu'il nécessite un temps d'établissement) et que la tension qu'il fournit à sa sortie est finalement plus stable en fonction de la température que les circuits de l'art antérieur.
Le circuit de polarisation comprend de préférence un ensemble de deux transistors en série dont l'un, connecté à une source d'alimentation Vcc, reçoit la tension de référence, et dont l'autre, connecté par sa source à la masse, a sa grille reliée à son drain et fournit sur son drain une tension de polarisation pour la source de courant de l'amplificateur opérationnel.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels :

- la figure 1 représente une source de tension de référence de type bandgap;
- la figure 2 représente une source de référence du type à "miroirs de Wilson";
- la figure 3 représente une source de courant selon l'invention.
- la figure 4 représente un amplificateur opérationnel utilisé dans le circuit de la figure 3;
- la figure 5 représente un perfectionnement de la source de tension de type bandgap utilisée dans l'invention.

Sur la figure 1, la source de tension du type "bandgap" comprend un amplificateur opérationnel AO ayant une première entrée E1, une deuxième E2, et une sortie S. L'entrée E1 est reliée à travers une résistance R1 en série avec une diode D1 à une masse électrique. L'entrée E2 est reliée à travers une diode D2 à la masse. Une résistance de bouclage R2 relie la sortie S à l'entrée E1; une résistance R3 relie la sortie S à l'entrée E2. La sortie de l'amplificateur délivre une tension de référence Vref1 stable en température et stable en fonction de l'alimentation Vcc du circuit intégré incorporant cette source de référence. Avec les technologies courantes utilisées pour réaliser des circuits CMOS sur silicium, la tension de référence obtenue automatiquement en sortie de l'amplificateur est par exemple de 1,255 volts.
Cette stabilité de la tension de sortie repose sur un choix approprié des surfaces de jonction des deux diodes et des courants circulant dana ces diodes. La tension de référence Vref obtenue en sortie de l'amplificateur est la somme de la tension de coude Vbe2 de la diode D2 et d'un terme qui est Vf.R2/R1 où Vf est une tension qui est le produit d'une tension de "bandgap" classique Vt (avec Vt=kT/q) et d'un terme qui est le logarithme népérien du rapport R2.S1/R3.S2, S1 et S2 étant les surfaces de jonction des deux diodes D1 et D2.
Le principe de réalisation est simple : on sait calculer ou mesurer en pratique comment varie Vbe2 avec la température (environ -2,2 mV/°C). On va choisir les valeurs R1, R2, R3 et S1/S2 de sorte que le terme Vf.R2/R1 varie exactement en sens contraire (de +2,2 mv/°C par exemple) dans la plage de température désirée.
On peut réaliser par exemple une tension de référence de 1,255 volt.
Si on se sert de cette source de tension pour piloter la grille d'un transistor à effet de champ ayant sa source à la masse, on obtiendra dans ce transistor de sortie un courant qui varie en fonction de la température. La variation est complexe : elle résulte de ce que la tension de seuil du transistor de sortie varie avec la température, cette variation étant d'ailleurs partiellement compensée par le fait que la mobilité des porteurs varie avec la température.
La figure 2 représente une source de tension ou courant de référence du type "à miroirs de Wilson". Elle comprend deux branches en parallèle entre deux bornes d'alimentation qui sont par exemple la masse et une borne à tension positive Vcc. La première branche comprend un premier transistor MOS à canal P T1 en série avec un deuxième transistor à canal N T2. La deuxième branche comprend un troisième transistor, à canal P, T3 en série avec un quatrième transistor, à canal N T4. Le premier et le quatrième transistors sont montés en résistance, avec leur drain connecté à leur grille. Le troisième et le deuxième transistors recopient respectivement les courants dans le premier et le quatrième transistors. On rappelle qu'un montage de recopie de courant est un montage dans lequel le transistor qui recopie le courant d'un autre a sa grille et sa source connectées respectivement à la grille et à la source de cet autre transistor. Le courant est recopié avec un facteur de proportionnalité qui est le rapport entre les géométries des transistors. La tension de référence stable Vref2 engendrée par ce montage est prélevée au point de jonction des drains des transistors d'une branche, ici au point de jonction des transistors T3 et T4. De préférence, les transistors T2 et T4 ont des tensions de seuil différentes, ce qui est obtenu par un dopage différent de leurs canaux.
Le circuit selon l'invention est représenté à la figure 3. Il comporte deux transistors Q1 et Q2 montés en parallèle, c'est-à-dire avec leurs sources connectées ensemble à la masse et leurs drains connectés ensemble. Leurs grilles sont commandées séparément, l'une par la tension Vref1 issue d'une source de tension de référence du type de celle de la figure 1, l'autre par la tension de référence Vref2 issue d'une source de tension de référence du type de celle de la figure 2.
Dans l'exemple représenté, les transistors Q1 et Q2 sont des transistors à canal N, pour réaliser une source de courant I drainé vers la masse. Mais ils pourraient aussi être des transistors à canal P dont les drains sont connectés à Vcc, pour réaliser une source de courant I drainé de la tension d'alimentation Vcc.
Le courant de sortie I de la source de courant ainsi décrite est dans les deux cas prélevé sur les drains réunis des deux transistors Q1 et Q2. C'est la somme du courant I1 dans le transistor Q1 et du courant I2 dans le transistor Q2.
Les deux transistors Q1 et Q2 n'ont en principe pas la même taille. Leurs tailles respectives dépend d'abord des différences de valeur des tensions de référence Vref1 et Vref2; ces valeurs dépendent elles-mêmes des valeurs de résistances et surfaces de jonction ou de géométries de transistors; elle depend ensuite de la manière dont les courants dans chacun des transistors Q21 et Q2 varie avec la température.
On ne peut bien entendu pas donner de règle de calcul direct pour le choix des dimensions de Q1 et Q2 puisque ces dimensions vont dépendre de la technologie utilisée et puisque de nombreux choix sont possibles même pour une technologie unique. Mais on va expliquer ci-dessous comment on peut procéder en pratique pour réaliser sans difficulté une source de courant selon l'invention.
On choisit d'abord les composants du circuit fournissant Vref1. La tension de référence obtenue Vrefl est la somme d'une tension de coude Vbe2 de la diode D2 et d'une tension qui est la tension de "bandgap" bien connue (représentée en général par la forme algébrique kT/q où k et q sont des constantes physiques et T la température absolue), cette tension étant multipliée par un facteur multiplicatif K.
Le facteur multiplicatif K est égal à R2/R1 multiplié par le logarithme népérien de l'expression suivante : R2.S1/R3.S2 où S1 et S2 sont les surfaces de jonction des diodes D1 et D2; R1, R2, R3 sont les valeurs des résistances.
De même, on peut choisir Vref2 en calculant cette tension par des équations de tensions et courants classiques prenant en compte le fait que le courant dans un transistor MOS est proportionnel au lcarré de la différence entre sa tension grille-source et sa tension de seuil. La technologie donne la tension de seuil des différents transistors. Le courant est également proportionnel à la mobilité des porteurs, à la capacité de la grille, et à la géométrie du transistor (rapport W/L entre largeur et longueur de canal).
A partir de Vref1 on peut, par des simulations mathématiques utilisées classiquement en conception de circuits microélectroniques, déterminer quelle va être la courbe de variation en température du courant engendré dans le transistor Q1 et la courbe de variation en température du courant dans le transistor Q2. Ces courbes sont très différentes. Si le courant dans le transistor Q1 est I1 à une température moyenne ambiante (par exemple 25°C), et si le courant dans Q2 est I2, on peut évaluer les variations de I1 et I2 en fonction de la température, puis choisir un rapport entre I1 et I2 tel que la somme I1+I2 varie le moins possible dans une plage de température désirée (par exemple entre -40°C et +125°C).
Par exemple, si la simulation donne pour I1 la courbe de variation suivante :

125°C I1 + 30%

75°C I1 + 16%

25°C I1

-20°C I1 - 17%

-40°C I1 - 25%

et si la simulation donne pour I2 la variation suivante :

125°C I2 - 50%

75°C I2 - 29%

25°C I2

-20°C I2 + 50%

-40°C I2 + 85%

il est facile de voir que I1 varie de -25% à +30% tandis que 12 varie en sens inverse mais beaucoup plus. Pour obtenir une variation aussi faible que possible de I1+I2 il sera donc nécessaire de prendre pour valeur de base I2 une valeur nettement plus faible que la valeur de base de I1. Plus précisément même, vers les températures élevées (125°C), on peut compenser les variations de I1 et I2 si I1/I2 = 1,66 alors que vers les températures basses la compensation serait optimale si I2/I1 était égal à 3,4. En prenant une valeur intermédiaire telle que par exemple I1/I2 = 2,6 on aboutit à la courbe de variation suivante de la somme I1+I2, la valeur de référence étant prise à 25°C :

125°C + 7,77%

75°C + 3,5%

25°C I1+12 ( = 3,6 fois I2)

-20°C + 1,6%

-40°C + 5,5%
Il est clair par conséquent que pour un rapport I1/I2 de 2,6 à température ambiante la stabilité de la somme I1+I2 est bien meilleure que celle des courants I1 et I2, sur une large plage de températures. Les dimensions des transistors Q1 et Q2 et/ou les valeurs de Vref1 et Vref2 seront donc choisis, dans cet exemple, de manière à obtenir un rapport de courants de 2,6 à température ambiante. On rappelle à ce sujet la règle de calcul classique dans un transistor MOS : le courant est proportionnel d'une part au rapport W/L (largeur sur longueur de canal) et d'autre part au carré de la différence entre tension grille-source et tension de seuil.
On a ainsi décrit la manière de réaliser en pratique une source de courant dont l'expérience montre qu'elle est particulièrement stable.
Toutefois, la stabilité obtenue n'est pas aussi parfaite qu'on le désirerait et on s'est aperçu qu'elle repose partiellement sur les caractéristiques de l'amplificateur opérationnel qui n'a pas, dans la réalité, un gain infini et une impédance d'entrée infinie.
L'amplificateur sera en effet réalisé en pratique par un montage simple à quelques transistors, tel que celui qui est représenté à la figure 4.
Dans cet exemple, réalisé en technologie CMOS, l'amplificateur opérationnel comprend un montage à deux branches différentielles (Q3, Q4, T′3, T′4) alimentées par une source de courant constant (transistor T5 dont la grille est polarisée par une tension de polarisation Vbias), et enfin un étage de sortie T6, T7.
On propose selon l'invention que cette source de courant qui alimente les branches différentielles soit réalisée à partir d'un transistor à effet de champ dont la grille est polarisée par un circuit de polarisation recevant la tension de référence produite à la sortie de la source de référence bandgap elle-même.
La figure 5 représente la source de référence de type bandgap modifiée selon l'invention.
Le circuit de la figure 5 comporte un amplificateur opérationnel AO similaire à celui de la figure 4 sauf en ce qui concerne la source de courant qui alimente ses deux branches différentielles.
L'amplificateur AO est par ailleurs connecté dans un circuit identique dans cet exemple à celui de la figure 1 : une entrée non-inverseuse E1 de l'amplificateur est reliée par une résistance R1 et une diode D1 à la masse. Une entrée inverseuse E2 est reliée par une diode D2 à la masse. L'entrée non inverseuse est reliée à la sortie de l'amplificateur par une résistance de bouclage R2; l'entrée inversetrse est reliée à la sortie par une résistance de bouclage R3. La sortie du circuit est la sortie S de l'amplificateur opérationnel et c'est sur cette sortie qu'est fournie une tension de référence Vref stable en fonction de la température et de la tension d'alimentation Vcc du circuit.
Dans l'exemple représenté, l'amplificateur opérationnel comporte deux branches différentielles alimentées par une source de courant commune, et un étage de sortie.
La source de courant comprend le transistor à canal N T5, et un circuit de polarisation de ce transistor T5.
La première branche différentielle, connectée entre le drain du transistor T5 et la tension d'alimentation générale Vcc du circuit, comprend un ensemble de deux transistors en série Q3 et Q4. Q3 est un transistor à canal P connecté par sa source à Vcc et ayant son drain relié à sa grille. Q4 est un transistor à canal N ayant sa source connectée à la source de courant T5.
La deuxième branche différentielle, connectée en parallèle avec la première, comprend un ensemble de deux transistors en série T′3 et T′4. T′3 est un transistor à canal P connecté par sa source à Vcc. T′4 est un transistor à canal N ayant sa source connectée à T5.
L'entrée E1 est constituée par la grille de T′4; l'entrée E2 est constituée par la grille de Q4.
L'étage de sortie comprend en série entre Vcc et la masse un transistor à canal P T6 et un transistor à canal N T7. T6 a sa grille reliée à la jonction des drains de T′3 et T′4; il a aussi sa grille reliée par une capacité C a son drain (pour des raisons classiques de stabilisation). T7 a son drain relié à celui de T6 et sa grille reçoit une tension de polarisation qui est de préférence la même que la tension de polarisation utilisée pour la grille de T5. La sortie S de l'amplificateur AO est le drain commun des transistors T6 et T7 de l'étage de sortie.
Selon l'invention on prévoit que la source de courant alimentant les branches différentielles de l'amplificateur est polarisée par un circuit de polarisation qui utilise la tension de sortie Vref de l'amplificateur.
Dans l'exemple préférentiel représenté, le circuit de polarisation comprend deux transistors à canal N T8 et T9 en série entre la tension d'alimentation Vcc et la masse. T8 a son drain relié à Vcc, sa source reliée au drain de T9, et sa grille reliée à la sortie S de l'amplificateur opérationnel. T9 a sa source reliée à la masse et sa grille reliée à son drain. La tension de polarisation Vbias appliquée à la grille du transistor T5 est prélevée sur le point de jonction des transistors T8 et T9.
Le transistor T8 est de préférence un transistor dont la longueur de canal L est bien supérieure à sa largeur ("transistor long"), par exemple dans un rapport 100 à 3, pour qu il reste obligatoirement en saturation (petite variation de son courant drain même pour une forte variation de sa tension drain-source). Le transistor T9 est au contraire un transistor "court" ayant un rapport largeur sur longueur beaucoup plus grand (par exemple de l'ordre de l'unité), avec une largeur de canal du même ordre que celle de T8.
On peut résumer ci-dessous les performances de la source de tension selon l'invention, dans un exemple pratique : le tableau ci-dessous représente la variation de tension de référence en fonction de la température et de la tension d'alimentation Vcc pour le montage selon l'invention tel que décrit ci-dessus (tableau à double entrée). La tension de référence nbminale pour 25°C et Vcc = 5 volts est de 1,256 volt dans cet exemple.

T°C: -40°C 25°C 125°C

Vcc:

4 volts 1,252 v 1,256 v 1,256 v

5 volts 1,252 v 1,256 v 1,256 v

6 volts 1,252 v 1,256 v 1,257 v
On voit donc que la tension de référence obtenue est d'une très grande stabilité en fonction de la température et de la tension Vcc.
La combinaison avec la source de Wilson est d'autant meilleure.

Claims

1. Source de courant de référence caractérisée en ce qu'elle est réalisée à partir de l'addition de deux courants, l'un (I1) issu d'un premier transistor (Q1) dont la grille est commandée par une source de tension de référence (Vref1) de type "bandgap", l'autre (I2) issu d'un deuxième transistor (Q2) dont la grille est commandée par une source de tension de référence (Vref2) de type "miroir de Wilson".

2. Source de courant selon la revendication 1, caractérisée en ce que la source de référence de type bandgap" comporte un amplificateur opérationnel (AO) ayant une entrée inverseuse et une entrée non-inverseuse, avec deux diodes (D1 et D2) raccordées à ces entrées et des résistances de bouclage (R2, R3) et d'entrée (R1) pour l'amplificateur.

3. Source de courant selon la revendication 2, caractérisée en ce que les diodes sont raccordées d'un côté à une masse électrique, et de l'autre chacune à une entrée respective de l'amplificateur, une résistance d'entrée (R1) étant interposée entre au moins l'une des diodes (D1) et l'entrée correspondant à cette diode, et une résistance de bouclage respective (R2, R3) étant prévue entre une sortie de l'amplificateur et chacune des entrées.

4. Source de courant selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que la source de type "miroir de wilson" comprend deux branches en parallèle entre deux bornes d'alimentation, la première branche comportant un premier transistor à canal P (T1) en série avec un deuxième transistor à canal N (T2), la deuxième branche comportant un troisième transistor à canal P (T3) en série avec un quatrième transistor à canal N (T4), le deuxième et le troisième transistors étant montés de manière à recopier respectivement les courants du quatrième et du premier.

5. Source de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisée en ce que les deux transistors dont les grilles sont commandées par les sources de référence ont des géométries choisies en relation avec les valeurs de tension délivrées par les sources de référence pour minimiser la variation du courant global de la source en fonction de la température.

6. Source de courant selon la revendication 5, caractérisée en ce que le courant dans le transistor commandé par la source de type "bandgap" a une valeur nominale environ 2,5 fois supérieure à la valeur nominale du courant dans le transistor commandé par l'autre source de courant.

7. Source de courant selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la source de tension de type bandgap comporte un amplificateur opérationnel (AO), des diodes (D1, D2) et des résistances (R1, R2, R3) alimentées en courant par la sortie de l'amplificateur, l'amplificateur opérationnel comportant deux branches différentielles (Q3, Q4; T′3, T′4) alimentées par une source de courant (T5), cette source de courant comprenant un transistor et un circuit de polarisation de ce transistor, caractérisée en ce que pour produire une tension de polarisation de la grille du transistor (T5) de la source de courant, le circuit de polarisation utilise la tension de référence stable issue de la sortie de l'amplificateur opérationnel.

8. Source de courant selon la revendication 7, caractérisée en ce que le circuit de polarisation comprend deux transistors en série, la grille de l'un des transistors (T8) recevant la tension de référence stable Vref, la grille de l'autre transistor (T9) étant reliée à son drain, et le point de jonction des deux transistors étant relié à la grille du transistor de la source de courant.

9. Source de courant selon la revendication 8, caractérisée en ce que les deux transistors du circuit de polarisation sont à canal N, le transistor (T8) qui reçoit la tension de référence sur sa grille ayant son drain connecté à la tension d'alimentation Vcc du circuit et l'autre (T9) ayant sa source à la masse.

10. Source de courant selon la revendication 9, caractérisée en ce que le transistor (T8) qui reçoit la tension de référence sur sa grille est un transistor à canal long et l'autre transistor (T9) du circuit de polarisation est un transistor à canal court.

11. Source de courant selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisée en ce que l'amplificateur comporte une entrée non-inverseuse (E1) et une entrée inverseuse (E2), l'une des entrées étant reliée par une diode à une masse, l'autre étant reliée par une résistance et une diode en série à la masse, et la sortie étant rebouclée à travers une résistance respective (R2, R3) sur chacune des entrées.