FR2801145A1 - Circuit d'alimentation a courant constant - Google Patents
Circuit d'alimentation a courant constant Download PDFInfo
- Publication number
- FR2801145A1 FR2801145A1 FR0013924A FR0013924A FR2801145A1 FR 2801145 A1 FR2801145 A1 FR 2801145A1 FR 0013924 A FR0013924 A FR 0013924A FR 0013924 A FR0013924 A FR 0013924A FR 2801145 A1 FR2801145 A1 FR 2801145A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- resistor
- transistor
- constant current
- resistance
- supply circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
Abstract
Un transistor principal (Q1) est connecté à une charge électrique (L) pour commander le courant qui est fourni à celle-ci. Des première, seconde, troisième et quatrième résistances (11, 12, 13, 14) de type identique sont connectées en série entre un potentiel de source d'énergie VCC et la masse, et sont associées à un transistor secondaire (02) de même type que le transistor principal. Les valeurs des première à quatrième résistances (11 - 14) sont fixées de façon qu'une tension apparaissant aux bornes d'une résistance (15) connectée à l'émetteur du transistor principal soit indépendante de la température.
Description
CIRCUIT D'ALIMENTATION A COURANT CONSTANT
La présente invention concerne un circuit d'alimentation à cou-
rant constant pour fournir un courant constant à une charge électrique
par l'intermédiaire d'un transistor bipolaire.
La figure 5 montre un circuit d'alimentation à courant constant
qui est exposé dans la publication de brevet du Japon non examiné n 5-
60623. Une extrémité d'une charge électrique L est connectée à une borne de masse et son autre extrémité est connectée à un émetteur d'un transistor principal Q100. Le transistor principal Q100 est un transistor de type NPN qui commande le courant fourni à la charge électrique L. Une
première résistance 101, une seconde résistance 102, une troisième ré-
sistance 104 et une quatrième résistance 104 sont connectées en série entre une borne de potentiel haut VCC et une borne de potentiel de masse d'une source d'énergie. Un transistor secondaire Q200, qui est un transistor de type NPN, a un collecteur connecté à un point de connexion de la seconde résistance 102 et de la troisième résistance 103, une base connectée à un point de connexion de la troisième résistance 103 et de la
quatrième résistance 104, et un émetteur connecté à la borne de poten-
tiel de masse de la source d'énergie. Une base du transistor principal Q100 est connectée à un point de connexion de la première résistance 101 et de la seconde résistance 102. Une borne de tension positive 105, ayant un potentiel électrique VS supérieur au potentiel de masse, est
connectée à un collecteur du transistor principal Q100.
Dans ce circuit d'alimentation à courant constant classique, la charge électrique L reçoit un courant constant (c'est-à-dire un courant de
charge) I à partir de la borne 105 par l'intermédiaire du transistor princi-
pal Q100. La valeur de résistance R de la charge électrique L présente
une caractéristique de température. Pour compenser une telle caractéris-
tique de température, la relation entre des valeurs des première à qua-
trième résistances 101 à 104 (en particulier un rapport de résistance en-
tre la troisième résistance 103 et la quatrième résistance 104) est dé-
terminée de manière qu'une tension E appliquée entre les deux extrémi-
tés de la charge électrique L varie de façon appropriée en fonction de la température. Avec ce réglage, le courant de charge I est maintenu à une valeur constante indépendamment du changement de la température. Le
circuit d'alimentation à courant constant classique décrit ci-dessus pré-
sente cependant les problèmes suivants.
On suppose maintenant que TCRL représente un coefficient de température de résistance de la charge électrique L, Rtyp représente une valeur de résistance caractéristique de la résistance de charge R à une température de référence Ttyp, et AT représente un écart de température
par rapport à la température de référence Ttyp.
En utilisant ce qui précède, on peut exprimer la résistance R de
la charge par la formule Rtyp(1 + TCRL x AT). La caractéristique de tem-
pérature de la résistance R de la charge est Rtyp x TCRL x AT. En d'au-
tres termes, la résistance R de la charge occasionne une variation équi-
valant à Rtyp x TCRL x AT en réponse à l'écart de température AT par
rapport à la température de référence Ttyp. La caractéristique de tempé-
rature de la charge électrique L varie donc sous l'effet d'un changement de la valeur de résistance caractéristique Rtyp de la résistance R de la charge. Cependant, dans le circuit d'alimentation à courant classique décrit ci-dessus, les valeurs des résistances 101 à 104 sont déterminées de manière que la tension E appliquée entre les deux extrémités de la charge électrique L varie conformément à la température, de façon à compenser la caractéristique de température de la résistance R de la charge. Par conséquent, les valeurs optimales des résistances 101 à 104 varient sous la dépendance de l'écart de la valeur caractéristique Rtyp de
la résistance R de la charge.
Ainsi, les valeurs des résistances 101 à 104 doivent être ajus-
tées pour chaque charge électrique L. Ceci impose aux opérateurs d'ef-
fectuer un réglage très complexe qui n'est pas réalisable en pratique.
La charge électrique L peut être un élément de détection de
pression d'un circuit de pont de Wheatstone consistant en quatre exten-
somètres constitués par des résistances diffusées. La valeur de chaque résistance diffusée a une plage de dispersion d'environ + 10 - 20% du
fait de l'erreur de fabrication concernant la densité de diffusion d'impu-
retés, ou la largeur du fil de résistance. Il est donc difficile d'adopter pour cette sorte de capteur de pression le circuit d'alimentation à courant
constant classique décrit ci-dessus.
Compte tenu des problèmes précédents, la présente invention a pour but de procurer un circuit d'alimentation à courant constant capable de fournir un courant constant à une charge électrique, indépendamment de la température, même lorsque la valeur de résistance de la charge
électrique n'est pas constante, à cause de l'erreur de fabrication.
Pour atteindre le but ci-dessus et d'autres buts connexes, la présente invention procure un circuit d'alimentation à courant constant
pour fournir un courant constant à une charge électrique. Le circuit d'ali-
mentation à courant constant comprend un transistor principal ayant un
collecteur connecté à une extrémité de la charge électrique, pour com-
mander le courant qui est fourni à la charge électrique. Une résistance d'établissement de chemin de courant est connectée entre un émetteur du transistor principal et une borne de tension de référence pour former un chemin électrique fournissant le courant à la charge électrique par l'intermédiaire du transistor principal. Des première, seconde, troisième et quatrième résistances sont connectées en série dans cet ordre entre une borne de potentiel d'une source d'énergie électrique et l'autre borne de potentiel de la source d'énergie électrique. Un transistor secondaire, d'un type identique à celui du transistor principal, a un collecteur
connecté à un point de connexion de la seconde résistance et de la troi-
sième résistance, une base connectée à un point de connexion de la troi-
sième résistance et de la quatrième résistance, et un émetteur connecté
à l'autre borne de potentiel de la source d'énergie électrique. Le transis-
tor principal a une base connectée à un point de connexion de la pre-
mière résistance et de la seconde résistance.
Conformément à cette structure, un courant de charge I est fourni à la charge électrique par l'intermédiaire du transistor principal. Le courant de charge I est pratiquement identique à un courant 1' circulant à
travers la résistance d'établissement de chemin de courant. Il est possi-
ble d'optimiser le type et la valeur des première à quatrième résistances respectives, de façon qu'une tension appliquée entre les deux extrémités de la résistance d'établissement de chemin de courant soit maintenue à une valeur constante, indépendamment de la température. Il devient donc
possible de fournir un courant de charge I constant à la charge électri-
que, même lorsque la valeur de résistance d'une charge électrique fabri-
quée (c'est-à-dire une résistance de charge réelle) est différente d'une
valeur prévue.
De préférence, les première et seconde résistances sont d'un
type identique à celui des troisième et quatrième résistances, et les va-
leurs des première, seconde, troisième et quatrième résistances satisfont à la relation suivante
RI R3 + R4
0,5 < y = < 1,5
R1 + R2 R4
dans laquelle R1 représente une valeur de la première résis-
tance, R2 représente une valeur de la seconde résistance, R3 représente une valeur de la troisième résistance, et R4 représente une valeur de la
quatrième résistance.
Par exemple, pour obtenir des caractéristiques préférables, les valeurs de résistance R1 à R4 des première à quatrième résistances sont
fixées de façon à avoir y = 1.
La résistance d'établissement de chemin de courant est de
préférence une résistance à couche mince.
Un facteur d'amplification en courant continu du transistor prin-
cipal au transistor secondaire est de préférence supérieur ou égal à 50.
Chaque transistor parmi le transistor principal et le transistor
secondaire est constitué de préférence par une paire de transistors élé-
mentaires connectés en une configuration Darlington.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront
mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de modes de
réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la des-
cription se réfère aux dessins annexés, dans lesquels:
La figure 1 est un schéma de circuit montrant un circuit d'ali-
mentation à courant constant conforme à un premier mode de réalisation de la présente invention;
La figure 2 est un schéma de circuit montrant un circuit d'ali-
mentation à courant constant conforme à un second mode de réalisation de la présente invention;
La figure 3 est un schéma de circuit montrant un circuit d'ali-
mentation à courant constant conforme à un troisième mode de réalisa-
tion de la présente invention;
La figure 4 est un schéma de circuit montrant un circuit d'ali-
mentation à courant constant conforme à un quatrième mode de réalisa-
tion de la présente invention; et
La figure 5 est un schéma de circuit montrant un circuit d'ali-
mentation à courant constant classique.
En se référant à la figure 1, on note qu'une extrémité d'une ré-
sistance d'établissement de chemin de courant 15 est connectée à une borne de tension de référence qui est une borne de masse (= 0V). Une source d'énergie électrique comporte une borne de potentiel haut (= VCC) et une borne de potentiel bas (= OV). Par conséquent, la borne
de potentiel haut de la source d'énergie électrique fournit une tension po-
sitive VCC. Une extrémité d'une première résistance 11 est connectée à la borne de potentiel haut (= VCC) de la source d'énergie électrique. Une extrémité d'une quatrième résistance 14 et un émetteur d'un transistor secondaire Q2 sont connectés à la borne de potentiel bas (c'est-à-dire la
borne de masse) de la source d'énergie électrique.
Un transistor principal Q1, qui est un transistor de type NPN, a un collecteur connecté à une charge électrique L. Le transistor principal Q1 commande la fourniture de courant à la charge électrique L. L'autre
extrémité de la charge électrique L est connectée à une borne de fourni-
ture de courant 16 qui a un potentiel positif VD supérieur au potentiel de masse. La résistance d'établissement de chemin de courant 15, connectée entre un émetteur du transistor principal Qll et la borne de masse de la source d'énergie électrique, a un coefficient de température de résistance pratiquement égal à 0. En d'autres termes, la résistance d'établissement de chemin de courant 15 n'a pas de caractéristique de température. La résistance d'établissement de chemin de courant 15 forme un chemin de courant pour fournir du courant à la charge électrique
L par l'intermédiaire du transistor principal Q1.
La résistance d'établissement de chemin de courant 15 est une
résistance à couche mince qui est formée sur un circuit intégré à semi-
conducteur. Cette sorte de résistance à couche mince est dépourvue de
caractéristique de température. Le coefficient de température de résis-
tance de la résistance à couche mince est pratiquement égal a 0.
La première résistance 11, la seconde résistance 12, la troi-
sième résistance 13 et la quatrième résistance 14 sont connectées sé-
quentiellement dans cet ordre entre la borne de potentiel haut et la borne
de potentiel bas de la source d'énergie électrique.
Le transistor secondaire Q2, qui est un transistor NPN de type identique au transistor principal Q1, a un collecteur connecté à un point de connexion de la seconde résistance 12 et de la troisième résistance 13. Une base du transistor secondaire Q2 est connectée à un point de
connexion de la troisième résistance 13 et de la quatrième résistance 14.
Un émetteur du transistor secondaire Q2 est connecté à la borne de
masse.
R1, R2, R3, R4 et R5 représentent des valeurs des première à
quatrième résistances 11, 12, 13 et 14, et de la résistance d'établisse-
ment de chemin de courant 15. VBE1 représente une tension base-
émetteur du transistor principal Q1. VBE2 représente une tension base-
émetteur du transistor secondaire Q2. Un facteur d'amplification en cou-
rant continu (hfe) du transistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 est suffisamment grand. Chaque courant de base des transistors Q1 et
Q2 est négligeable.
La formule 1 suivante montre une relation entre un potentiel électrique Vx du point de connexion de la première résistance 11 et de la seconde résistance 12, et un potentiel électrique Vy du point de
connexion de la seconde résistance 12 et de la troisième résistance 13.
R2 Vx = Vy + R2 (VCC - Vy) Ri + R2
R3 + R4 R2 R3 + R4
VBE2 + (VCC - R4 VBE2)
R4 RI + R2 R4
R2 Ri R3+R4 VBE2 (1)
R1 + R2 R1 + R2 R4
Lorsque le facteur d'amplification en courant continu (hfe) du transistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 est suffisamment grand, le courant de charge I circulant à travers la charge électrique L peut être considéré comme pratiquement égal au courant 1' circulant à
travers la résistance d'établissement de chemin de courant 15. Le poten-
tiel électrique Vx du point de connexion de la première résistance 11 et
de la seconde résistance 12 est exprimé par l'équation 2 suivante.
Vx = R5.1' + VBE1 = RS.I + VBE1... (2) D'après les équations (1) et (2) ci-dessus, le courant de charge I circulant à travers la charge électrique L est exprimé par la formule 3 suivante.
R5 R1+R2
_= R15 (__1 R2 VCC + y VBE2 - VBE1)t
15.. (3)
R1 R3 + R4
R1 +R2 R4 J
Dans la formule 3 ci-dessus, la valeur entre parenthèses repré-
sente une tension V appliquée entre les deux extrémités de la résistance
d'établissement de chemin de courant 15.
Le transistor principal Q1 est de type identique (c'est-à-dire un transistor de type NPN) au transistor secondaire Q2. Par conséquent, la tension base-émetteur VBE1 du transistor principal Q1 est pratiquement
égale à la tension base-émetteur VBE2 du transistor secondaire Q2, in-
dépendamment de la température. La première résistance 11 et la se-
conde résistance 12 sont de type identique a la troisième résistance 13 et à la quatrième résistance 14. De plus, les valeurs des première, seconde, troisième et quatrième résistances 11 - 14 vérifient la relation suivante
R1 R3 + R4
Y= ' - =1
R1 + R2 R4
En d'autres termes, les valeurs des première, seconde, troi- sième et quatrième résistances 11 - 14 sont fixées de façon à annuler les tensions VBE1 et VBE2, chacune d'elles variant dans une largeur mesure
conformément à un changement de température.
La tension V appliquée entre les deux extrémités de la résis-
tance d'établissement de chemin de courant 15 devient V = VCC x
R2/(R1 + R2). Le courant de charge I est exprimé par la formule 4 sui-
vante. I R2
I = 1. R2 VCC... (4)
îR5 Rl- +R2VC Lorsque la première résistance 11 et la seconde résistance 12
sont de type identique à la troisième résistance 13 et la quatrième résis-
tance 14, le coefficient de température de résistance mutuel de la pre-
mière résistance 11 et de la seconde résistance 12 est identique au coef-
ficient de température de résistance mutuel de la troisième résistance 13
et de la quatrième résistance 14. Par conséquent, la relation y = 1 ci-
dessus est établie indépendamment de la température. La tension
V (= VCC x R2/(R1 + R2)) appliquée entre les deux extrémités de la ré-
sistance d'établissement de chemin de courant 15 est maintenue à une valeur constante indépendamment de la température et de la valeur de résistance R de la charge électrique L. Le coefficient de température de résistance de la résistance d'établissement de chemin de courant 15 est pratiquement 0. Comme on peut le comprendre d'après l'équation (4) cidessus, le courant de charge I circulant à travers la charge électrique L est maintenu à une valeur constante indépendamment de la température et de la résistance R de la
charge.
De cette manière, avec le circuit d'alimentation à courant constant de la présente invention, le courant de charge I qui est fourni à
la charge électrique L peut être maintenu à une valeur constante indé-
pendamment du changement de température, même si la valeur de ré-
sistance R de la charge électrique L varie. Par conséquent, il n'est pas nécessaire d'effectuer un ajustement de résistances pour chaque charge électrique L.
Dans le circuit d'alimentation à courant constant décrit ci-
dessus, il est préférable que le facteur d'amplification en courant continu du transistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 soit grand, du fait que le courant de base se réduit à un niveau négligeable. Le courant de
collecteur devient pratiquement identique au courant d'émetteur. Les for-
mules (1) à (4) ci-dessus sont établies de façon sûre. En pratique, il est préférable que le facteur d'amplification en courant continu du transistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 soit supérieur ou égal à 50. Il sera plus préférable que le facteur d'amplification en courant continu soit
supérieur ou égal à 100. Plus précisément, lorsque le facteur d'amplifica-
tion en courant continu est à un niveau qui équivaut à 50, I'erreur sur le
courant de charge I due à l'influence du courant de base devient ap-
proximativement 2%. Ceci n'a pas d'influence nuisible sur la précision.
Lorsque le facteur d'amplification en courant continu sera supérieur à 50,
on obtiendra des performances plus préférables.
D'après ce qui précède, chaque transistor parmi le transistor
principal et le transistor secondaire est constitué par une paire de tran-
sistors élémentaires connectés en une configuration Darlington, de façon que le facteur d'amplification en courant continu du transistor principal
Q1 au transistor secondaire Q2 prenne une valeur extrêmement élevée.
En ce qui concerne les valeurs R1 - R4 des première à qua-
trième résistances 11 à 14, il est préférable que la relation suivante soit
établie.
R1 R3 + R4
0, 5<y7T M < 1,5... (5)
R1 + R2 R4
La raison pour laquelle on fixe la relation 5 ci-dessus est la sui-
1 0 vante. Premièrement, des résistances pour les circuits intégrés sont habituellement sujettes à de grandes erreurs de fabrication. La plage de dispersion de la valeur de résistance est approximativement de + 20% dans le cas de résistances diffusées ou de résistances à couches min- ces. La plage de dispersion du rapport des valeurs de résistance dans une même puce est généralement de 1 - 2% en fonction de la largeur de ligne. Par conséquent, on pense que la valeur de y dans les équations
(3) et (5) est de 1 + quelques %.
On peut estimer un niveau d'erreur admissible de y sur la base
du calcul de la valeur entre les parenthèses de la formule (3) ci-dessus.
Par exemple, le résultat variera légèrement en fonction de la valeur fixée pour la plage de température (variation de température) AT, de la variation admissible du courant de charge 1, et de la valeur fixée pour VCC x R2/(R1 + R2). On suppose maintenant que AT est de 50 C, que la variation admissible du courant de charge I est + 5%, et que VCC x R2/(R1 + R2) est égal à 1,0 V. Dans cette condition, la variation de température de la tension base-émetteur VBE du transistor bipolaire est approximativement de -2mV/ C. D'après la formule (3), + 5% = (y - 1) x
1-2 x 10-31 x 50/1,0 x 100%.
Par conséquent, 0,5 < y < 1,5.
Lorsque la valeur de y est comprise dans une plage de + 50% par rapport à une valeur idéale de 1, la valeur entre les parenthèses de la formule (3) varie à l'intérieur d'une plage de + 5% sous la dépendance de
la température.
Le circuit d'alimentation à courant constant de la présente in-
vention est constitué par un circuit intégré à semiconducteur. Dans ce cas, on peut égaliser les caractéristiques du transistor principal Q1 et du
transistor secondaire Q2 en leur donnant la même forme et en les dispo-
sant dans la même direction.
Lorsque le transistor principal Q1 et le transistor secondaire Q2
ont les mêmes caractéristiques, la tension base-émetteur VBE1 du tran-
sistor principal Q1 devient égale, de façon sûre, à la tension base-
émetteur VBE2 du transistor secondaire Q2. Les formules (1) à (5) ci-
dessus peuvent donc être établies.
Dans la fixation des valeurs Ri - R5 des résistances 11 - 15, il est souhaitable que le courant qui circule à travers le transistor principal Qi devienne égal au courant qui circule à travers le transistor secondaire Q2 à la température de référence Rtyp. En d'autres termes, il est aisé d'égaliser la tension base-émetteur VBE1 du transistor principal Q1 avec
la tension base-émetteur VBE2 du transistor secondaire Q2.
Seul le rapport des valeurs Ri - R4 des première à quatrième résistances 11 - 14 influe sur le circuit d'alimentation à courant constant de la présente invention. Il n'est pas nécessaire que le coefficient de
température de résistance de chaque résistance soit égal à 0. Les pre-
mière à quatrième résistances 11 - 14 peuvent être constituées par des
résistances diffusées ou des résistances de base qui ont des caractéris-
tiques de température élevées. Il est préférable que la première résis-
tance 11 et la seconde résistance 12 aient le même coefficient de tempé-
rature de résistance, tandis que la troisième résistance 13 et la quatrième résistance 14 ont le même coefficient de température de résistance. Les première à quatrième résistances 11 14 sont de type identique. Les première à quatrième résistances 11 14 peuvent être constituées par
des résistances à couches minces n'ayant pas de caractéristique de tem-
pérature.
Dans le circuit d'alimentation à courant constant de la présente invention, comme on le comprend d'après la formule (4), le courant de charge I varie en proportion de la tension de source d'énergie VCC. Par conséquent, le circuit d'alimentation à courant constant de la présente invention a des caractéristiques de rapport relativement à la source d'énergie.
Sur la figure 1, la charge électrique L est un élément de détec-
tion de pression d'un circuit de pont de Wheatstone consistant en quatre
extensomètres constitués par des résistances diffusées.
Le circuit d'alimentation à courant constant représenté sur la
figure 1 est constitué par un circuit intégré à semiconducteur. La résis-
tance d'établissement de chemin de courant 15 est une résistance à cou-
che mince consistant en Cr.Si n'ayant aucune caractéristique de tempé-
rature, ou en un autre métal comparable. Les première à quatrième ré-
sistances 11 - 14 sont des résistances diffusées ayant pratiquement les
mêmes caractéristiques de température.
Le transistor principal Q1 et le transistor secondaire Q2 sont de type mutuellement identique, et ils sont disposés dans la même direction,
de façon que les transistors Q1 et Q2 aient les mêmes caractéristiques.
Le facteur d'amplification en courant continu du transistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 est supérieur ou égal à 100, de façon que le
courant de base soit négligeable.
Les première à quatrième résistances 11 - 14 ont des valeurs de résistance R1 - R4 qui vérifient la relation y = 1 à la température de
référence Ttyp.
Dans le circuit d'alimentation à courant constant conforme au
premier mode de réalisation, le courant de charge I qui est fourni à l'élé-
ment de détection de pression peut être maintenu à une valeur constante indépendamment de la température, même si la valeur des résistances
d'extensomètres respectives constituant l'élément de détection de pres-
sion varie.
* Pour fournir un courant constant à l'élément de détection de pression, il est souhaitable que la tension VR appliquée à l'élément de détection de pression soit suffisamment grande. L'élément de détection de pression peut produire une tension de sortie élevée, suffisante pour
détecter la pression de manière exacte.
Dans le circuit d'alimentation à courant constant du premier mode de réalisation, la tension VR appliquée à l'élément de détection de pression (c'est-à-dire la charge électrique L) est définie par la formule 6
suivante.
VR = VD - VCEQ1 - V
= VD - VCEQ1 - VCC x R2/(R1 + R2)... (6) La formule 7 suivante définit une valeur maximale VRMAX de la
tension VR ci-dessus.
VRMAX = VD - VCEQ1(sat) - VCC x R2/(R1 + R2) = VD - VCEQI(sat) - VCC x R3/(R3 + R4)... (7) le terme VCEQI1(sat) représentant une tension collecteur-émetteur du
transistor principal Q1 dans un état saturé.
D'après ce qui précède, il est possible de régler la valeur maxi-
male VRMAX en fixant de façon appropriée le rapport de résistance entre la première résistance 11 et la seconde résistance 12, et le rapport de résistance entre la troisième résistance 13 et la quatrième résistance 14. Il est cependant nécessaire de considérer la plage de température de
fonctionnement dans la détermination de chaque rapport de résistance ci-
dessus, du fait que VCEQ1(sat) et VRMAX varient conformément à la température. On a VR = courant de charge I x résistance de charge R. Le
courant de charge I est proportionnel à l'inverse de la valeur de résis-
tance R5 de la résistance d'établissement de chemin de courant 15.11 est donc possible de changer la valeur de VR en ajustant la valeur R5 de la résistance d'établissement de chemin de courant 15. Dans ce cas,
I'ajustement par laser de la résistance d'établissement de chemin de cou-
rant 15 est préférable lorsque la résistance 15 est constituée par une ré-
sistance à couche mince.
La figure 2 montre un circuit d'alimentation à courant constant conforme à un second mode de réalisation. Le circuit d'alimentation à
courant constant du second mode de réalisation diffère du circuit d'ali-
mentation à courant constant du premier mode de réalisation par le fait
que le transistor principal Q1 consiste en une paire de transistors élé- mentaires Qll et Q12 qui sont connectés en une configuration Darling-
ton. De façon similaire, le transistor secondaire Q2 consiste en une paire
de transistors élémentaires Q21 et Q22 qui sont connectés en une confi-
guration Darlington.
Dans la configuration de circuit du second mode de réalisation, le facteur d'amplification en courant continu du transistor principal Q1 au
transistor secondaire Q2 est extrêmement élevé. Le courant de base no-
table des transistors respectifs Q1 et Q2 peut être fortement réduit. Les
formules 1 à 5 ci-dessus peuvent être établies de façon sûre. L'exacti-
tude du courant constant augmente.
On suppose maintenant que, dans le transistor principal Q1 de
type Darlington, VBE11 représente une tension base-émetteur du tran-
sistor du premier étage Qll, et VBE12 représente une tension base-
émetteur du transistor du second étage Q12. Dans le transistor se-
condaire Q2 de type Darlington, VBE21 représente une tension base-
émetteur du transistor du premier étage Q21, et VBE22 représente une
tension base-émetteur du transistor du second étage Q22.
VBE1 =VBE11 +VBE12
VBE2 = VBE21 + VBE22
La figure 3 montre un circuit d'alimentation à courant constant conforme à un troisième mode de réalisation. Le circuit d'alimentation à courant constant du troisième mode de réalisation diffère du circuit d'alimentation à courant constant du premier mode de réalisation par les
points (1) à (III).
(I) Une borne de potentiel bas (ayant un potentiel de masse) de
la source d'énergie électrique est connectée à une extrémité de la pre-
mière résistance 11. Une borne de potentiel haut (ayant une tension de source d'énergie VCC) de la source d'énergie électrique est connectée à une extrémité de la quatrième résistance 14 et à l'émetteur du transistor
secondaire Q2. Ainsi, le circuit d'alimentation à courant constant du troi-
sième mode de réalisation diffère du circuit d'alimentation à courant constant du premier mode de réalisation par le fait que les première à
quatrième résistances 11 à 14 sont connectées en série dans l'ordre op-
posé entre les bornes de potentiel haut et de potentiel bas de la source
d'énergie électrique.
(II) En outre, une extrémité de la résistance d'établissement de chemin de courant 15 est connectée à la borne de potentiel haut de la source d'énergie électrique. En d'autres termes, le potentiel de référence
de la résistance d'établissement de chemin de courant 15 est VCC. L'au-
tre extrémité de la résistance d'établissement de chemin de courant 15
est connectée à l'émetteur du transistor principal Q1. La base du tran-
sistor principal Q1 est connectée au point de connexion de la première résistance R1 et de la seconde résistance R2. Le collecteur du transistor principal Q1 est connecté à une extrémité de la charge électrique. L. L'autre extrémité de la charge électrique L est connectée à la borne de fourniture de courant 16 ayant un potentiel électrique VD qui est inférieur
au potentiel de source d'énergie VCC.
(IIl) Le transistor principal Q1 et le transistor secondaire Q2
sont des transistors PNP.
Le circuit d'alimentation à courant constant du troisième mode de réalisation procure pratiquement la même fonction et les mêmes effets que ceux du circuit d'alimentation à courant constant du premier mode de réalisation. La figure 4 montre un circuit d'alimentation à courant constant conforme à un quatrième mode de réalisation. Le circuit d'alimentation à courant constant du quatrième mode de réalisation diffère du circuit d'alimentation à courant constant du troisième mode de réalisation par le fait que le transistor principal Q1 de type PNP consiste en une paire de
transistors élémentaires Ql1 et Q12 qui sont connectés en une configu-
ration Darlington. De façon similaire, le transistor secondaire Q2 de type PNP consiste en une paire de transistors élémentaires Q21 et Q22 qui
sont connectés en une configuration Darlington.
Le circuit d'alimentation à courant constant du quatrième mode de réalisation procure pratiquement la même fonction et le même effet que ceux du circuit d'alimentation à courant constant du troisième mode
de réalisation. Ainsi, le facteur d'amplification en courant continu du tran-
sistor principal Q1 au transistor secondaire Q2 est extrêmement élevé. Le courant de base notable des transistors respectifs Q1 et Q2 peut être
fortement réduit. Il en résulte que l'exactitude du courant constant aug-
mente. Le transistor PNP tend à avoir un faible facteur d'amplification en courant continu, en comparaison avec le transistor NPN. Il est donc préférable d'employer des transistors Darlington comme représenté sur la
figure 4.
La présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation
décrits ci-dessus, et peut donc être modifiée de diverses manières.
Par exemple, il est préférable d'établir une différence de poten-
tiel prédéterminée, qui ne dépend pas de la température, entre l'émetteur
du transistor secondaire Q2 et l'autre extrémité de la résistance d'établis-
sement de chemin de courant 15.
La charge électrique n'est pas limitée à l'élément de détection de pression. Par conséquent, le circuit d'alimentation à courant constant
de la présente invention peut être appliqué à diverses charges résistives.
Il va de soi que de nombreuses autres modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de lI'invention.
Claims (6)
1 Circuit d'alimentation à courant constant pour fournir un cou-
rant constant à une charge électrique (L), ce circuit d'alimentation à cou-
rant constant étant caractérisé en ce qu'il comprend: un transistor princi-
pal (QI1) ayant un collecteur connecté à une extrémité de la charge électrique pour commander un courant qui est fourni à la charge électrique:
une résistance d'établissement de chemin de courant (15) ayant un coef-
ficient de température pratiquement nul, connectée entre un émetteur du transistor principal et une borne de tension de référence, pour former un
chemin électrique fournissant le courant a la charge électrique par l'in-
termediaire du transistor principal, des première, seconde, troisième et quatrième résistances (11, 12, 13, 14) connectées en série dans cet ordre entre une borne de potentiel d'une source d'énergie électrique et l'autre
borne de potentiel de la source d'énergie électrique; un transistor se-
condaire (Q2), qui est d'un type identique au transistor principal, ayant un collecteur connecté à un point de connexion de la seconde résistance (12) et de la troisième résistance (13), une base connectée à un point de connexion de la troisième résistance (13) et de la quatrième résistance (14), et un émetteur connecté à l'autre borne de potentiel de la source d'énergie électrique; et le transistor principal ayant une base connectée à
un point de connexion de la première résistance (11) et de la seconde ré-
sistance (12).
2. Circuit d'alimentation à courant constant selon la revendica-
tion 1, caractérise en ce que les première et seconde résistances (11, 12) sont de type identique aux troisième et quatrième résistances (13,
14), et les valeurs des première, seconde, troisième et quatrième résis-
tances vérifient la relation suivante: Ri R3 - R4
0,5 < 7 = < 1,5
R1 - R2 R4
dans laquelle R1 représente une valeur de la première résistance (11). R2 représente une valeur de la seconde résistance (12), R3 représente une valeur de la troisième résistance (13), et R4 représente une valeur de la
quatrième résistance (14).
3. Circuit d'alimentation à courant constant selon la revendica-
tion 2, caractérisé en ce que les valeurs R1 à R4 des première à qua-
trième résistances vérifient la relation y = 1.
4. Circuit d'alimentation à courant constant selon l'une quel-
conque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la résistance
d'établissement de chemin de courant (15) est une résistance à couche mince.
5. Circuit d'alimentation à courant constant selon l'une quel-
conque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'un facteur d'ampli-
fication en courant continu du transistor principal (Q1) au transistor se-
condaire (Q2) est supérieur ou égal à 50.
6. Circuit d'alimentation à courant constant selon l'une 9uel-
conque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que chaque transistor
parmi le transistor principal (Qi1) et le transistor secondaire (Q2) est constitué par une paire de transistors élémentaires (Q11, Q12; Q21, Q22)
connectés en une configuration Darlington.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31097099A JP4240691B2 (ja) | 1999-11-01 | 1999-11-01 | 定電流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2801145A1 true FR2801145A1 (fr) | 2001-05-18 |
| FR2801145B1 FR2801145B1 (fr) | 2004-10-29 |
Family
ID=18011600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR0013924A Expired - Fee Related FR2801145B1 (fr) | 1999-11-01 | 2000-10-30 | Circuit d'alimentation a courant constant |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6316990B1 (fr) |
| JP (1) | JP4240691B2 (fr) |
| DE (1) | DE10054143A1 (fr) |
| FR (1) | FR2801145B1 (fr) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4438222B2 (ja) * | 2000-12-06 | 2010-03-24 | 株式会社デンソー | 物理量検出装置 |
| US6441680B1 (en) * | 2001-03-29 | 2002-08-27 | The Hong Kong University Of Science And Technology | CMOS voltage reference |
| DE10205194A1 (de) * | 2002-02-08 | 2003-08-28 | Tyco Electronics Amp Gmbh | Schaltungsanordnung zur Steuerung eines konstanten Stromes durch eine Last |
| JP4147972B2 (ja) * | 2002-05-14 | 2008-09-10 | 株式会社デンソー | 微小電流発生回路 |
| EP1659694B1 (fr) * | 2002-05-27 | 2008-07-23 | Fujitsu Ltd. | Circuit de courant de polarisation de convertisseur A/N |
| WO2004107078A1 (fr) * | 2003-05-14 | 2004-12-09 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Dispositif semi-conducteur |
| CN1802681B (zh) * | 2003-06-06 | 2011-07-13 | 株式会社半导体能源研究所 | 半导体装置 |
| DE102004020658A1 (de) * | 2004-04-23 | 2005-11-10 | Siemens Ag | LED-Stromversorgungseinrichtung |
| EP1865398A1 (fr) * | 2006-06-07 | 2007-12-12 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Générateur de courant compensé par la température, par exemple pour les interfaces 1-10V |
| JP2010086056A (ja) * | 2008-09-29 | 2010-04-15 | Sanyo Electric Co Ltd | 定電流回路 |
| US10523183B2 (en) * | 2018-01-31 | 2019-12-31 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Dynamic high voltage (HV) level shifter with temperature compensation for high-side gate driver |
| CN114667629B (zh) | 2020-05-13 | 2022-11-29 | 新唐科技日本株式会社 | 半导体装置 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1077766B (de) * | 1957-04-18 | 1960-03-17 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung mit Transistoren zum Konstanthalten von Strom oder Spannung |
| FR1532159A (fr) * | 1966-07-26 | 1968-07-05 | Telefunken Patent | Montage transistorisé pour la fourniture d'un courant constant |
| US4591778A (en) * | 1984-08-22 | 1986-05-27 | Solid State Chargers Research & Development | Current pulse producing circuit |
| US4990846A (en) * | 1990-03-26 | 1991-02-05 | Delco Electronics Corporation | Temperature compensated voltage reference circuit |
| US5780921A (en) * | 1995-08-30 | 1998-07-14 | Nec Corporation | Bipolar transistor constant voltage source circuit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3956661A (en) * | 1973-11-20 | 1976-05-11 | Tokyo Sanyo Electric Co., Ltd. | D.C. power source with temperature compensation |
| JPH0560623A (ja) | 1991-08-30 | 1993-03-12 | Hitachi Constr Mach Co Ltd | 圧力検出回路の定電流源 |
-
1999
- 1999-11-01 JP JP31097099A patent/JP4240691B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-10-30 FR FR0013924A patent/FR2801145B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 2000-10-31 US US09/699,556 patent/US6316990B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-02 DE DE10054143A patent/DE10054143A1/de not_active Ceased
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1077766B (de) * | 1957-04-18 | 1960-03-17 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung mit Transistoren zum Konstanthalten von Strom oder Spannung |
| FR1532159A (fr) * | 1966-07-26 | 1968-07-05 | Telefunken Patent | Montage transistorisé pour la fourniture d'un courant constant |
| US4591778A (en) * | 1984-08-22 | 1986-05-27 | Solid State Chargers Research & Development | Current pulse producing circuit |
| US4990846A (en) * | 1990-03-26 | 1991-02-05 | Delco Electronics Corporation | Temperature compensated voltage reference circuit |
| US5780921A (en) * | 1995-08-30 | 1998-07-14 | Nec Corporation | Bipolar transistor constant voltage source circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6316990B1 (en) | 2001-11-13 |
| JP4240691B2 (ja) | 2009-03-18 |
| FR2801145B1 (fr) | 2004-10-29 |
| JP2001134330A (ja) | 2001-05-18 |
| DE10054143A1 (de) | 2001-05-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FR2623307A1 (fr) | Source de courant a deux bornes avec compensation de temperature | |
| FR2654274A1 (fr) | Procede et circuit pour annuler la distorsion harmonique induite par une capacite non lineaire. | |
| EP0424264B1 (fr) | Source de courant à faible coefficient de température | |
| FR2801145A1 (fr) | Circuit d'alimentation a courant constant | |
| FR2478342A1 (fr) | Stabilisateur de courant realise a l'aide de transistors a effet de champs fonctionnant selon le mode d'enrichissement | |
| EP0511707B1 (fr) | Amplificateur différentiel notamment du type à cascode | |
| EP2067090B1 (fr) | Circuit electronique de reference de tension | |
| FR2667744A1 (fr) | Amplificateur operationnel a entrees et sorties differentielles. | |
| FR3071318A1 (fr) | Detection de perturbations d'une tension continue | |
| FR2534086A1 (fr) | Circuit generateur de courant constant, a basse tension d'alimentation, integrale monolithiquement | |
| FR2478347A1 (fr) | Systemes de commande de gain | |
| FR2514214A1 (fr) | Circuit a gain variable | |
| FR2638913A1 (fr) | Procede et circuit pour produire une tension de reference | |
| FR2473234A1 (fr) | Circuit a impedance electriquement variable et a compensation par reaction | |
| EP0845856B1 (fr) | Amplificateur à transconductance à dynamique élevée et faible bruit | |
| FR2523783A1 (fr) | Filtre electrique polyvalent | |
| EP0613241A1 (fr) | Dispositif de régulation de la tension de mode commun en sortie d'un amplificateur équilibré | |
| EP0524294B1 (fr) | Circuit d'amplification a commande de gain exponentielle | |
| EP2560066B1 (fr) | Procédé d'ajustement d'une tension de référence sur la base d'un circuit band-gap | |
| FR2677822A1 (fr) | Amplificateur differentiel. | |
| FR2767207A1 (fr) | Dispositif generateur de tension constante utilisant les proprietes de dependance en temperature de semi-conducteurs | |
| EP0829796B1 (fr) | Contrôleur de tension à sensibilité aux variations de température atténuée | |
| EP0533230B1 (fr) | Amplificateur différentiel et mélangeur oscillateur l'incorportant | |
| FR2502419A1 (fr) | Regulateur electronique de vitesse pour moteur a courant continu | |
| EP0655176B1 (fr) | Etage amplificateur a faible distorsion thermique |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20150630 |