CN1427480A

CN1427480A - 跨导基本上恒定的电路

Info

Publication number: CN1427480A
Application number: CN02156389.6A
Authority: CN
Inventors: H·J·F·马里
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2001-12-20
Filing date: 2002-12-17
Publication date: 2003-07-02
Anticipated expiration: 2022-12-17
Also published as: EP1324170A1; US20030132787A1; CN100337329C; FR2834087A1; US6693467B2

Abstract

讨论了一种跨导电路，它具有至少一个连接在二个电源端子(20，21)之间并包括至少一个MOS晶体管(M1，M1’)的跨导子电路(100)。它包含用偏置电流来偏置子电路(100)中的MOS晶体管(M1，M1’)的装置(200)，此偏置电流随温度的变化基本上补偿子电路(100)中MOS晶体管(M1，M1’)沟道中多数载流子的迁移率随温度的变化，以这样的方法来使电路的跨导基本上与温度无关。可应用于特别是模拟集成电路中。

Description

跨导基本上恒定的电路

技术领域

本发明涉及跨导基本上恒定的MOS工艺电路，更确切地说是涉及至少具有一个跨导子电路的跨导电路，此子电路被连接在二个电源端子之间并包括一个MOS晶体管。常常被称为电压/电流转换器的这种类型的跨导电路，被广泛地用于模拟集成电路特别是集成电路中，例如来产生滤波器、振荡器、以及延迟电路。

背景技术

这种类型的跨导电路可以包含有源电路和多晶硅或扩散电阻器R，且其跨导Gm是比率1/R的函数。但电阻R的数值随温度而变化，使跨导的数值不稳定。更严重的是，电阻的数值依赖于制造工艺。电阻数值的容差约为±15-20％，这被反映在跨导中。

用双极技术或MOS技术生产的跨导电路的跨导Gm，分别正比于I/V_T或I/2Vgt，其中I是跨导电路的输出电流，V_T是阈值电压，而Vgt是MOS晶体管的栅过驱动电压。跨导Gm变化，确切地说是随电流而变化，且电流不恒定，而是一方面依赖于温度另一方面又依赖于制造工艺。

然而，特别是在跨导集成电路中，由于电路的时间常数依赖于跨导的数值，故要努力保持跨导Gm基本上恒定。这种集成电路实际上确实包含至少一个跨导Gm的跨导电路以及至少一个连接到跨导电路的输出的电容为C的集成电容器，且其时间常数T正比于比率C/Gm。对于时间常数T来说，在大量应用中保持尽可能恒定是重要的。同样进行了努力来使时间常数能够准确地可知，从而对集成电路的制造工艺尽可能不敏感。

为了使时间常数基本上恒定，必须对其进行反馈控制。时间常数的数值被测量，且若与所希望的数值不同，则进行修正。反馈控制电路需要参考时钟信号、计数器、相位探测电路或锁相回路来进行测量以及需要电阻器和电容器的网络来进行修正。此反馈控制电路引起集成电路成本、功耗、以及尺寸不可忽略的增大。

发明内容

本发明的目的准确地说是以简单的方法来生产其跨导基本上恒定的MOS技术跨导电路。

在这种类型的电路中，跨导看起来依赖于多数载流子(电子或空穴，依赖于MOS晶体管的类型)在MOS晶体管沟道中的迁移率μ，且此数值随温度大幅度变化。使跨导基本上恒定所遵从的想法是补偿多数载流子迁移率μ的热变化。

为了达到此目的，本发明提出了一种至少具有一个跨导子电路的跨导电路，此子电路被连接到二个电源端子之间并包括至少一个MOS晶体管。此电路包含用偏置电流来偏置子电路中的MOS晶体管的装置，此偏置电流作为温度函数的变化基本上补偿子电路中MOS晶体管沟道中多数载流子的迁移率变化，以这样的方法来使电路的跨导基本上与温度无关。

偏置装置可以包含连接到子电路中的MOS晶体管的电流镜，此电流镜与又连接到参考电压发生器的调谐电路共同工作，此调谐电路包含MOS调谐晶体管，电流镜复制的偏置电流流过此晶体管，且MOS调谐晶体管的栅过驱动电压具有基本上与多数载流子在子电路MOS晶体管沟道中随温度的变化率相等并相反的变化率，所述栅过驱动电压由参考电压发生器得到。

调谐电路还可以包含双极晶体管，其发射极经由电阻器被连接到电源端子之一，其基极被连接到参考电压发生器，而其收集极一方面经由具有二极管和电阻器的串联电路被连接到另一个电源端子，另一方面又被连接到连接在另一个电源端子与电流镜之间的MOS调谐晶体管的栅。

参考电压发生器被用来对调谐电路馈以能够得到随温度的变化率的参考电压，致使MOS调谐晶体管的栅过驱动电压随温度的变化率基本上补偿子电路MOS晶体管中的多数载流子的迁移率的变化率。

诸如基于半导体材料的禁带的常规参考电压发生器的任何常规参考电压发生器，可以被用来制造具有上述特性的参考电压发生器。这种常规发生器产生的电压具有给定的温度依赖性，通常为0-1。但MOS调谐晶体管的栅过驱动电压的温度依赖性可以根据本发明被改变到基本上补偿子电路MOS晶体管中多数载流子的迁移率的温度依赖性。

为此目的，常规发生器被连接到分压桥，此分压桥包括例如二个电阻器，二者之一被连接到常规发生器的输出，而另一被连接到地，此二个电阻器之间的中点被连接到调谐电路的输入，亦即被连接到调谐晶体管的基极。借助于改变各个电阻器的相对数值，因而改变中点处的电压数值，可以改变调谐晶体管发射极处的随温度的变化率。于是，常规参考电压发生器与分压桥的组合使得能够引起MOS调谐晶体管的栅过驱动电压随温度的变化率基本上补偿子电路MOS晶体管中多数载流子的迁移率随温度的变化率。

还能够直接利用参考电压发生器来提供电压，使得能够在调谐晶体管中获得所需的受控温度依赖性。下面描述这种发生器的例子。

跨导子电路可以包含其栅构成跨导电路的输入而其漏构成其输出的MOS晶体管差动对。

为了线性化的目的，MOS晶体管的差动对可以与连接在构成此对的各个MOS晶体管的源之间的简并电阻器(degeneracy resistor)共同工作。

简并电阻器可以由其栅连接到构成差动对的相应各个MOS晶体管的栅的一对MOS晶体管组成。

跨导子电路可以经由一侧上的偏置装置和另一侧上的负载电路，被连接在二个电源端子之间。

负载电路可以是无源的。

在另一实施方案中，可以根据与跨导电路输出的普通模式反馈控制系统公同工作的电流源来形成。

本发明的另一目的是从前述电路产生一种集成电路，并使其时间常数基本上与温度和制造工艺无关。这种类型的集成电路不需要用于时间常数反馈控制的电路。这种类型的集成电路包含至少一个如上所述的跨导电路，其输出被连接到根据MOS晶体管产生的集成电容器。

本发明还涉及到包含至少一个这种集成电路的滤波器。

本发明还涉及到包含至少一个这种集成电路的延迟电路或振荡器。本发明因而可以被应用于包括根据本发明的跨导电路的用来接收和发射无线电电信信号的设备中。这种设备可以是例如电话。

附图说明

从参照下述的实施方案的描述中，本发明的这些和其它的情况将显而易见，这些实施方案仅仅是示例性的，决非限制性的。

在附图中：

图1示出了根据本发明的MOS技术跨导电路的示意图。

图2示出了具有无源负载电路的根据本发明的MOS技术跨导电路，其中详细示出了偏置装置。

图3示出了包括在偏置装置中的参考电压发生器的例子。

图4由具有有源负载电路的跨导电路产生的根据本发明的集成电路。

图5示出了图4的集成电路中的栅过驱动电压、偏置电流、以及跨导的随温度的变化。

图6A和6B示出了由根据本发明的集成电路产生的振荡器和延迟电路。

用相同的参考号表示了相同的部分。

具体实施方式

下面考虑根据本发明的MOS技术跨导电路的例子。图1是根据本发明的MOS技术跨导电路的高度示意图。此跨导电路在被提升到高电位Vcc的第一电源端子与被降低到低电位Vee，通常是地电位的第二电源端子之间，包含具有至少一个MOS晶体管的至少一个跨导子电路10O。在此例子中，跨导子电路被示为MOS晶体管M1和M1’的差动对的形式，并经由偏置装置200被连接到电源端子之一21，且经由负载电路300被连接到另一电源端子20。如下面可见，负载电路300可以是无源的或有源的。跨导子电路存在着另一种可能的结构，如图4所示，但MOS晶体管的差动对是最简单的结构之一。

根据本发明的特点，偏置装置200对跨导子电路中的MOS晶体管馈以偏置电流，此偏置电流随温度的变化基本上补偿子电路100MOS晶体管沟道中多数载流子迁移率随温度的变化，使电路的跨导Gm基本上恒定并与温度无关。

在工作于过驱动状态的跨导子电路100的MOS晶体管中流动的偏置电流为Id＝1/2(μC_OXW/L)(Vgs-V_T)²，其中μ是多数载流子的迁移率，C_OX是MOS晶体管单位面积氧化层的电容，W/L是沟道宽度W对其长度L的比率，Vgs是晶体管的栅-源电压，而V_T是其阈值电压。此跨导可以表示为：

在过驱动状态，Gm＝dId/dVgs，或

在差值Vgs-V_T相当于Vgt，亦即MOS晶体管M1和M1’的栅过驱动电压时，Gm＝(μC_OXW/L)(Vgs-V_T)。

在此表达式中，多数载流子的迁移率μ的数值随温度大幅度变化，而基本上与制造工艺无关。借助于利用栅过驱动电压Vgt来补偿这一变化，能够使跨导基本上与温度无关。

在制造时，MOS晶体管的沟道几何尺寸完全处于受控制的状态。另一方面，氧化物厚度的电容依赖于制造工艺，并对于不同批次的跨导电路可以变化。

现在看一下如何产生偏置电路200。可以由与又连接到参考电压发生器2.3的调谐电路2.2共同工作的电流镜2.1组成，调谐电路2.2包含承载电流镜复制的偏置电流且其栅过驱动电压随温度的变化率基本上与跨导子电路100的MOS晶体管沟道中多数载流子迁移率随温度的变化率相等和相反的MOS调谐晶体管M7，所述栅过驱动电压从参考电压发生器得到。

现在可以参照图2，详细示出了电流镜2.1和调谐电路2.2。图3A和3B示出了参考电压发生器2.3的二个实施方案。在以本申请人名义于2001年12月20日提交的法国专利申请No.0116573中，详细描述了图3B所示的发生器。

在图2中可见，负载电路300是无源的，且由连接在电源端子之一20与差动对100各个晶体管M1和M1’的漏之间的电阻器R31和R32组成。在此例子中，构成差动对100的晶体管M1和M1’是n沟道MOS晶体管，但也可以是接受了适当反接的p沟道晶体管。

构成差动对100的晶体管M1和M1’的源，被连接到偏置装置200。构成差动对的晶体管M1和M1’的栅，形成跨导电路的输入e1和e1’，而输出s1和s1’取自连接到负载电路300的构成差动对100的晶体管M1和M1’的漏。

电流镜2.1包含连接到各个构成差动对晶体管100的MOS晶体管M1和M1’的被反馈控制的MOS晶体管M61、M62、以及连接到调谐电路2.2的MOS调谐晶体管M7的主MOS晶体管M6。

现在更详细地描述调谐电路2.2。它包含双极晶体管Q13，其发射极经由电阻器R13被连接到电源端子之一21，其基极被连接到参考电压发生器2.3，而其收集极一方面被连接到MOS调谐晶体管M7的栅，另一方面经由电阻器R14和二极管组成的串联电路被连接到另一电源端子20，此二极管由连接成二极管的MOS晶体管M8表示，亦即其栅被连接到其漏。更确切地说，MOS晶体管M8的源被连接到另一电源端子20，其漏被连接到电阻器R14和连接到其栅。

参考电压发生器2.3将电压Vref施加到双极晶体管Q13的基极，此电压随温度的变化被选择成使连接到电流镜2.1的MOS调谐晶体管M7的栅过驱动电压Vgt随温度的变化率适合于平衡跨导子电路100的MOS晶体管M1和M1’沟道中多数载流子的迁移率随温度的变化率。由于它们的制造，所有晶体管的工作点都处于高反转区，亦即栅过驱动电压等于Vgt＜VDS。

下面看一下如何表示连接到电流镜2.1的MOS调谐晶体管M7的栅过驱动电压Vgt。

Vgt(M7)＝Vgs(M7)-V_T，其中，Vgs(M7)是MOS调谐晶体管M7的栅-源电压，而V_T是MOS调谐晶体管M7的阈值电压。

或者，Vgt(M7)可以被表示如下：

Vgs(M7)＝V(R14)+Vgs(M8)，其中，V(R14)是电阻器R14端子处的电压，而Vgs(M8)是连接成二极管的MOS晶体管M8的栅-源电压。

但由于MOS晶体管M8的栅过驱动电压很小，故Vgs(M8)＝VT。因此能够简化，并可将MOS调谐晶体管M7的栅过驱动电压Vgt(M7)视为与电阻器R14端子处的电压V(R14)相等：

Vgt(M7)＝V(R14)。

借助于调整参考电压发生器2.3馈送的电压Vref的数值和随温度的变化率以及电阻器R13和R14的数值，容易获得电压Vgt(M7)的所希望的数值和变化率，以便使跨导电路的跨导基本上与温度无关。

现在描述一种此情况感兴趣的比较各种电子元件随温度的变化率的非常简单而一致的方法。一些单位常常被用来设计随温度的变化率：其中涉及到电阻器，被表示为ppm/℃，而对于双极晶体管的基极-发射极电压Vbe，约为-2mV/℃，且对于多数载流子的迁移率，随T^-1.5而变化。

假设无量纲的量t为：

t＝(T-T₀)/T₀，其中，T是考虑的温度，而T₀是例如等于25℃的参考温度。对于常用温度T得到t的下列数值：

对于T＝-273℃即0K，t＝-1

对于T＝-50℃，t＝-1/4

对于T＝25℃，t＝0

对于T＝100℃，t＝+1/4。

电压可以被如下表示为量t的函数：

V＝V₀(a+bt+ct²)，其中，V₀是参考温度T₀下的电压数值，而a、b、c是系数。随温度的一阶变化率由下式给定：

α1＝b/a，而随温度的二阶变化率由α2＝c/a给定。

对于正比于绝对温度的电压(即PTAT电压)，能够写成：

V_PTAT＝V_PTAT0(1+t)，且对于双极晶体管的基极-发射极电压：

V_BE＝V_BE0(1-t/2)，其中，V_PTAT0和V_BE0是参考温度下的电压。对于双极晶体管，V_BE0＝0.8V。

由此，可以推断其电压正比于绝对温度的电路随温度的变化率为1，而双极晶体管基极-发射极电压随温度的变化率为-0.5。

至于电阻，利用这一标志法，其变化率可以依赖于其数值而正或负变化，并假设数值为0。多数载流子的迁移率μ的变化率为-1.5。

除了双极晶体管电流增益β的情况外，在大多数情况下，α2项可以被认为可忽略。

倘若如上所述，则努力使MOS调谐晶体管M7的栅过驱动电压Vgt(M7)的变化率基本上等于+1.5，以便补偿是为-1.5的多数载流子迁移率μ的变化率。

现在参照图3来描述参考电压发生器2.3的二个例子，根据调谐电路2.2的双极晶体管Q13，将提供参考电压Vref，其随温度的变化率被调整来产生MOS调谐晶体管M7的栅过驱动电压Vgt(M7)的所希望的随温度变化率。

图3A中参考电压Vref的发生器2.3，由馈送其温度依赖性可以是任何一种的电压VB的常规参考电压发生器CVG构成。此依赖性常常是0，但可以根据本发明改变。而且，常规发生器CVG有利地输出基于半导体材料禁带的参考电压。包含例如二个电阻器R110和R111的分压桥，被连接到参考电压发生器CVG的输出。二个电阻器之一R110的一个端子连接到输出电压VB的常规发生器CVG的输出，而另一个电阻器的一个端子连接到低电位Vee，通常为地。二个电阻器R110和R111在参考电压发生器2.3产生输出处具有公共点。借助于改变电阻器的相对数值，从借助于组合常规发生器CVG以及分压桥R110和R111产生的发生器2.3输出的电压Vref可以被选择成调谐晶体管中随温度的变化率补偿是为-1.5的多数载流子迁移率μ的变化率。当电压VB随温度的变化率为0时，R110＝R111/8确实使得能够获得1.5的随温度变化率，如将要看到的那样，这是特别有利的。

图3B示出了能够获得其温度依赖性受到控制的电压的改进了的参考电压发生器的详细例子。图3B中的参考电压Vref的发生器2.3由具有二个连接在二个电源端子20和21之间的线路10和11的输入级1构成。位于各个线路10和11中的是至少一个双极晶体管Q1和Q2，且这些晶体管的发射极的尺寸不相同。输入电路1组合了双极晶体管之一Q2的基极-发射极电压和正比于绝对温度的电压。更确切地说，二个晶体管Q1和Q2的基极公共，而其发射极分别经由电阻器R2和R3连接到被提升到电位Vcc的电源端子20。第一晶体管Q1的发射极经由包含二个电阻器R1和R0的串联电路12，被连接到另一电源端子21。第二晶体管Q2的发射极经由串联电路12中的电阻器之一R0，被连接到另一电源端子。假设第一晶体管Q1的发射极面积等于第二晶体管Q2的发射极面积的n(n为大于1的整数)倍。n可以例如等于8。

此输入级1与包含差动放大级13、输出级14、以及补偿电路16的运算放大器2共同工作。

输出级14输出参考电压Vref，并在输入级1的二个晶体管Q1和Q2的公共基极处被回路3连接到输入级1。

差动放大级13包含连接到输入级1且经由源电路17和负载电路18连接在二个输入端子20和21之间的晶体管Q6和Q7的差动对15。更确切地说，二个晶体管Q6和Q7的基极构成级13的二个差动输入。晶体管Q6的基极被连接到与晶体管Q2的收集极共用的线路11，而晶体管Q7的基极被连接到与晶体管Q1的收集极共用的线路10。晶体管Q6和Q7的发射极被连接到一起。它们被连接到被作为有源电路的源电路17定于电位Vee的电源端子21。源电路17和负载电路18包含调压装置R8和R9，以便即使当回路3断开时也调节参考电压Vref，参考电压被调节成基本上与制造工艺和电源电压Vcc-Vee的变化无关，并具有预定的随温度变化率。

源电路17包含由连接成二极管的晶体管Q9表示的二极管和构成调压装置部分的电阻器R9的串联安排。电阻器R9被连接到构成差动对15的晶体管Q6和Q7的公共发射极。二个晶体管Q6和Q7的收集极经由负载电路18各被连接到被提升到电位Vcc的电源端子20。负载电路18包含构成调压装置部分且被连接在差动对的晶体管Q7的收集极与电源端子20之间的电阻器R8。差动对15的另一晶体管Q6的收集极被直接连接到电源端子20。输出级14在第一节点A处被连接到负载电路18，并被连接到晶体管Q7的收集极。由于它们的结构，故源电路17和负载电路18中的调压装置使第一节点A处的电压实际上与电源电压Vcc-Vee无关地上升。

构成调压装置的电阻器R9和R8的比率实际上被选择成电源电压的变化δ(Vcc-Vee)在源电路17中和在负载电路18中的负载电阻器R8的端子处产生基本上相同的变化δ(Vcc-Vee)，而不管温度如何。因此，当电源电压变化时，第一节点A处的电压不变化。构成调压装置的电阻器R8/R9的比率被选择成电阻器R2和R3的公共模式增益被调节到数值为-1。当电阻器R8/R9的数值比率接近2时，达到这一点，电阻器R9中的电流基本上二倍于负载电阻器R8中流动的电流。而且，源电路17被构造成产生基本上与温度无关的电流，这相当于表示电阻器R9的量被调整到使其端子处的电压基本上与温度无关。若在输入级1进行下列调整，则此条件对所有温度被满足。

电阻器R9端子处的电压VR9由下式给定：

V_R9＝(Vcc-Vee)-(V_R3+V_BE(Q6)+V_BE(Q9))

V_R9＝(Vcc-Vee)-(V_R3-2V_BE)

(V_R3+2V_BE)项则必须基本上与温度无关，若等于例如在回路3与输出级14之间的连接处出现的电压的二倍，且若顶部电阻器R3随温度的变化率补偿晶体管Q6和Q9的二个基极-发射极电压的温度变化率，即是这种情况。这使得参考电压发生器能够被制作成对制造工艺基本上不敏感。利用上述的标志法，R3随温度的变化率基本上等于1，而电阻器R9端子处的电压的温度变化率基本上等于0。输入级1中的二个收集极电阻器R2和R3是完全相同的。

输出级14包含输出器电路22，它具有其发射极经由电阻器R110和R111组成的桥被连接到电源端子21的晶体管Q5。晶体管Q5的基极被连接到第一节点A，而晶体管Q5的发射极被连接到在第二节点B处闭合的回路3。电阻器R110被连接到晶体管Q5的发射极，而电阻器R111被连接到电源端子21。二个电阻器R110和R111具有公共点C，参考电压发生器2.3的输出在此处产生。此处再次使用了分压桥，但在此情况下其形式更复杂。

输出级14还包含调整电路24，它产生其随温度的变化率基本上等于+1.5且此变化率被分压桥中的电阻器R110和R111的数值调整，更确切地说是被比率(R110+R111)/R111调整的电流。借助于赋予此比率一个基本上8/9的数值，电阻器R12中流动的电流具有基本上+1.5的变化率。调整电路24包含晶体管Q12，其发射极经由电阻器R12被连接到电源端子21，其收集极被连接到第一节点A并被连接到补偿电路16的收集极，而其基极被连接到输出器电路22。晶体管Q12的基极被连接到公共点C，且参考电压发生器的输出从晶体管Q12的基极产生。

在调整电路24中流动的电流在图2所示调谐电路2.2中的Q13和R13组合中被复制。此组合Q13和R13实际上与调整电路24构成了电流镜。电阻器R13和R12完全相同。

利用这种类型的调整电路24，在对应于参考电压发生器2.3的输出点的公共点C处随温度的变化率必须基本上等于0。为了达到这一点，现在来看一下补偿电路16和调整电路24如何影响第一节点A处的随温度变化率。

第一节点A处电压随温度的变化率必须基本上等于并相反于输出级14中晶体管Q5施加的随温度变化率，以便在公共点C处获得变化率补偿。结果，由于双极晶体管的基极-发射极电压的随温度变化率为-0.5，故第一节点A处电压随温度的变化率必须基本上等于0.5。此变化率由源电路17的变化率和与调整电路24相关的补偿电路16的变化率确定。这3个电路各包含双极晶体管Q9、Q10或Q12以及电阻器R9、R10或R12，晶体管Q9、Q10或Q12随温度的变化率被强制基本上等于-0.5，而电阻器R9、R10或R12的电阻仅仅需要调整到负载电路18的固定电阻。与调整电路24共同工作的补偿电路16随温度的变化率于是在所述例子中取稍许大于1的数值，而源电路17的变化率取基本上等于0的数值。

补偿电路16和调整电路24产生的电流，在负载电路18处组合，且负载电路中得到的电流随温度的变化率依赖于二个电路中电流的相对大小，亦即依赖于电阻器R10和R12的数值。在所述例子中，为了克服其作用是降低变化率数值的不可避免的二阶寄生，由补偿电路16和调整电路24造成的变化率最好稍许大于1。

用来稳定差动放大器13的电路19，最好提供在运算放大器2中。此电路可以取连接在节点A与电源端子21之间的电容器C1的形式。

下面的表格提供了赋予图3所示用来产生参考电压Vref的发生器各个元件的数值、变化率、以及电压特性。

名称	数值	变化率	电压降
名称	数值	变化率	电压降	Vcc-Vee	2.8	0	-
R2，R3	16.8kΩ	1	0.8V	Vcc-Vee	2.8	0	-
R2，R3	16.8kΩ	1	0.8V	Vbe(Q1，Q2，Q6，Q7，Q5，Q9，Q10，Q12，Q13)		-0.5	0.8V
R1	1kΩ	1	0.05V	Vbe(Q1，Q2，Q6，Q7，Q5，Q9，Q10，Q12，Q13)		-0.5	0.8V
R1	1kΩ	1	0.05V	R0	4.2Ω	1	0.4V
R8	10kΩ	0.5	0.8V	R0	4.2Ω	1	0.4V
R8	10kΩ	0.5	0.8V	R9	4.1kΩ	0	0.4V
R10	40kΩ	1	0.4V	R9	4.1kΩ	0	0.4V
R10	40kΩ	1	0.4V	R12，R13	15kΩ	1.5	0.27V
R110	1kΩ	-	-	R12，R13	15kΩ	1.5	0.27V
R110	1kΩ	-	-	R111	8kΩ	-	-

所有的双极晶体管已经被示为NPN晶体管，但借助于特别是在负载电路和源电路处进行所有的适当的反接，也能够代之以PNP双极晶体管。

图4示出了由根据本发明的跨导电路产生的集成电路的例子。此集成电路包含跨导基本上恒定的电路40以及连接在跨导电路输出处的集成电容器41。借助于在MOS晶体管基础上形成电容器41，集成电路的时间常数T变成与温度和电路制造工艺无关。在此例子中，构成电容器C的MOS晶体管的栅，被连接到输出s1，而MOS晶体管的漏、沟道、以及源，被连接到输出s1’。

在此例子中，跨导电路40仍然具有连接在偏置电路200与负载电路300之间的跨导子电路100。但此跨导电路40与图2所示的不是同一种类型的。

跨导子电路100仍然包含MOS晶体管M1和M1’的差动对101。此差动晶体管对101现在与此例子中取MOS简并晶体管M2和M2’对形式的简并电阻器102共同工作，其差动对M1和M1’中的MOS晶体管各与各自的MOS简并晶体管M2和M2’相关。用MOS晶体管产生的这种类型的简并电阻器102提供了比多晶硅简并电阻器更好的线性。当构成差动对101的MOS晶体管的沟道宽度对其长度的比率W1/L1基本上等于构成简并电阻器102的MOS晶体管的沟道宽度对其长度的比率W2/L2的7倍时，得到了最佳线性。

更确切地说，构成差动对101的二个MOS晶体管M1和M1’的栅，构成集成电路的输入e1和e1’。其源经由负载电路300被连接到提升于电位Vcc的电源端子20，而其漏经由偏置电路200被连接到处于电位Vee的电源端子21。假设偏置电路200相似于图2和3所示的。

跨导电路40的输出s1和s1’由构成差动对101的MOS晶体管M1和M1’的漏产生。集成电容器C被连接在跨导电路的二个输出s1和s1’之间。

构成差动对101的MOS晶体管M1和M1’如下被连接到构成简并电阻器102的MOS晶体管M2和M2’：MOS晶体管M1和M1’的源一方面各被连接到MOS简并晶体管M2和M2’之一的源，另一方面被连接到另一个MOS简并晶体管M2和M2’的漏。各个MOS简并晶体管M2和M2’的栅被连接到与之相关的差动对101的MOS晶体管M1和M1’的栅。

负载电路300现在被示为二个电流源301形式的有源电路，配备有用于跨导电路40输出s1和s1’普通模式反馈控制的系统302，以便稳定普通模式输出电压。出现在输出s1和s1’处的电压在比较器302中被比较，且来自电流源301的电流被调整为比较结果的函数。负载电路同样可以是本技术领域熟练人员所知类型的仅仅包含电阻器的简单负载电路。普通模式反馈控制系统是一个改进了的实施方案。

现在将给出图4中跨导电路的跨导Gm。

构成差动对101的MOS晶体管M1和M1’工作于过驱动模式，且其中流动的电流I1由下式给定：

I1＝1/2(μC_OXW1/L1)Vgt²，其中μ是多数载流子在MOS晶体管M1和M1’的沟道中的迁移率，C_OX是MOS晶体管单位面积氧化层的电容，W1/L1是MOS晶体管沟道宽度W1对其长度L1的比率，Vgt是MOS晶体管的栅过驱动电压。差动对的跨导gm1由下式给出：

gm1＝β1Vgt，其中β1＝μC_OXW1/L1

构成简并电阻器102的MOS晶体管M2和M2’工作于线性模式。它们与构成差动对的MOS晶体管M1和M1’类型相同，因而具有与构成差动对101的MOS晶体管M1和M1’相同的多数载流子迁移率μ和栅过驱动电压Vgt。其中流动的电流I2由下式给出：

I2＝(μC_OXW2/L2)Vgt.Vds，其中μ是多数载流子在MOS晶体管M2和M2’的沟道中的迁移率，C_OX是MOS晶体管单位面积氧化层的电容，W2/L2是MOS晶体管沟道宽度W2对其长度L2的比率，Vgt是MOS晶体管的栅过驱动电压，而Vds是MOS晶体管的漏-源电压。

构成简并电阻器102的MOS晶体管的电阻R由下式给出：

R＝1/β2.Vgt，其中

β2＝μC_OXW2/L2

跨导电路40的跨导Gm由下式给出：

Gm = \frac{gm 1}{1 + gm 1 \frac{R}{4}}

Gm = \frac{1}{1 + 7 / 4} \cdot β 1 . Vgt

Gm＝β1.Vgt/2.75

Gm = \frac{\sqrt{2 β 1 . I 1}}{2.75}

集成电路的时间常数T由下式给出：

T＝Gm/C，其中C是电容器C的电容。

T = \frac{\frac{1}{2.75} μ C_{OX} . \frac{W 1}{L 1} . Vgt}{C_{OX} W_{C} L_{C}}

乘积W_CL_C是构成电容器C的MOS晶体管的沟道宽度W_C与其长度L_C的乘积。

T = \frac{1}{2.75} . \frac{W 1}{L 1 . W_{C} . L_{C}} \cdot μ \cdot Vgt

借助于在MOS晶体管基础上产生电容器C，例如利用工作于线性模式的MOS晶体管，其栅构成电容器的一个电极，而其源、漏、以及沟道构成另一个电极，由于电容C_OX不再出现在时间常数表达式中，故时间常数T不再依赖于制造工艺。

T＝F.μ.Vgt

时间常数现在仅仅依赖于作为MOS晶体管的W1/L1和W_CL_C的函数的几何因子F、多数载流子的迁移率μ、以及Vgt。借助于将电压Vgt的变化率调整到补偿迁移率μ的变化率，这种类型的集成电路的时间常数T被做成实际上对温度和对制造工艺不敏感。

这种类型的集成电路能够工作于比具有仅仅有MOS晶体管差动对的跨导子电路的现有技术集成电路更高的输入信号幅度。

图5示出了在诸如图4所示集成电路中的不同参数作为与温度的函数关系的变化。记号1的曲线表示跨导电路40的跨导Gm的变化，记号2的曲线表示电流I1，而曲线3表示可是子电路中MOS晶体管的栅过驱动电压Vgt。完全清楚的是，跨导Gm基本上与温度无关，且I1和Vgt具有基本上相同的数值为+1.5的随温度变化率。

这种类型的集成电路远比现有技术电路更为精确。

由于跨导子电路中的MOS晶体管的偏置电流依赖于关键电阻器或参考电压发生器中的晶体管以及电流镜选择得有多好，故这些元件的尺寸必须小心地选择，以便能够获得所希望的精度。

从统计分析来看，图4所示集成电路得到的时间常数的精度，由电源电压随温度变化造成的约为3％，由元件之间的分散造成的约为1.3％，而由制造工艺造成的约为1.6％。

这相当于大约±12％的频率偏移。

这种类型的集成电路可以用作滤波器。可以被用作振荡器电路中的基本构块，如图6A所示，或用作延迟电路中的基本构块，如图6B所示。在图6A中，可以看到二个串联连接的根据本发明的集成电路CI1和CI2，第二集成电路CI2的输出被连接到增益为-1的放大器A1。放大器A1的输出被绕回到第一集成电路CI1的输入。各个集成电路被图示为由电流源I10和I20偏置的跨导放大器GM1和GM2。放大器GM1和GM2的输出被连接到集成电容器C10和C20的第一电极，集成电容器C10和C20的另一电极被连接到地。利用本发明的集成电路，获得了更好的振荡频率精度。

在图6B中，延迟电路包含根据本发明的集成电路CI，其输出被连接到延迟级D。延迟电路的输出产生于延迟级D的输出处，而对延迟电路的输入产生于集成电路CI的输入处。集成电路CI被图示为图6A中那样的具有偏置装置I10和集成电容器C10的跨导放大器GM1。

利用根据本发明的集成电路，获得了延迟电路中更好的传播时间精度。

在后面这些图中所示的电路，可以被有利地用于包括根据本发明的性能改进了的跨导电路的用来接收和/或发射无线电通信信号的设备中。在这种设备中插入这种跨导电路，对于本技术领域熟练人员来说，是众所周知的。

虽然已经详细地描述了本发明的一些实施方案，但可以理解的是，可以作出各种改变和修正而不超越本发明的范围。

Claims

1.一种具有至少一个跨导子电路(100)的跨导电路，此子电路被连接在二个电源端子(20，21)之间并包括至少一个MOS晶体管(M1，M1’)。其特征在于，它包含用偏置电流来偏置子电路(100)中的MOS晶体管(M1，M1’)的装置(200)，此偏置电流作为温度函数的变化基本上补偿子电路(100)中MOS晶体管(M1，M1’)沟道中多数载流子的迁移率随温度的变化，以这样的方法来使电路的跨导基本上与温度无关。

2.根据权利要求1所述的跨导电路，其特征在于，偏置装置(200)包含连接到子电路(100)中的MOS晶体管(M1，M1’)的电流镜(2.1)，所述电流镜(2.1)与又连接到参考电压发生器(2.3)的调谐电路(2.2)共同工作，此调谐电路(2.2)包含承载电流镜(2.1)复制的偏置电流的MOS调谐晶体管(M7)，MOS调谐晶体管(M7)的栅过驱动电压(Vgt)具有与多数载流子迁移率在子电路(100)中MOS晶体管(M1，M1’)沟道中的随温度变化率基本上相等并相反的随温度变化率，所述栅过驱动电压由参考电压发生器(2.3)得到。

3.根据权利要求2所述的跨导电路，其特征在于，调谐电路(2.2)还包含双极晶体管(Q13)，其发射极经由电阻器(R13)被连接到电源端子之一(21)，其基极被连接到参考电压发生器(2.3)，而其收集极一方面经由具有二极管(M8)和电阻器(R14)的串联电路被连接到另一个电源端子(20)，另一方面又被连接到连接在另一个电源端子(20)与电流镜(2.1)之间的MOS调谐晶体管(M7)的栅。

4.根据权利要求2和3中任何一个所述的跨导电路，其特征在于，参考电压发生器(2.3)对调谐电路(2.2)馈送参考电压(Vref)，参考电压(Vref)的温度的变化率及其数值被选择成引起MOS调谐晶体管(M7)的栅过驱动电压的温度的变化率基本上补偿多数载流子迁移率在子电路(100)中MOS晶体管(M1，M1’)中的随温度变化率。

5.根据权利要求1-4之一所述的跨导电路，其特征在于，跨导子电路(100)包含其栅构成跨导电路的输入(e1，e1’)而其漏构成其输出(s1，s1’)的MOS晶体管(M1，M1’)的差动对。

6.根据权利要求5所述的跨导电路，其特征在于，MOS晶体管(M1，M1’)的差动对与连接在构成该对的MOS晶体管(M1，M1’)的源之间的简并电阻器(M2，M2’)共同工作。

7.根据权利要求6所述的跨导电路，其特征在于，简并电阻器由其栅各连接到构成差动对的相应MOS晶体管(M1，M1’)的栅的一对MOS晶体管(M2，M2’)构成。

8.根据权利要求1-7之一所述的跨导电路，其特征在于，跨导子电路(100)经由一侧上的偏置装置(200)和另一侧上的负载电路(300)，被连接在二个电源端子(20，21)之间。

9.一种集成电路，其特征在于，它包含权利要求1-8之一所述的跨导电路，其输出被连接到由MOS晶体管产生的集成电容器(C)。

10.一种滤波器，其特征在于，它包含至少一个权利要求9所述的集成电路。

11.一种振荡器，其特征在于，它包含至少一个权利要求9所述的集成电路。

12.一种延迟电路，其特征在于，它包含至少一个权利要求9所述的集成电路。

13.一种用来接收和/或发射无线电电信信号的设备，它包含权利要求1-8之一所述的跨导电路。