JPH0668712B2 - 電圧基準回路 - Google Patents
電圧基準回路Info
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- JPH0668712B2 JPH0668712B2 JP61027762A JP2776286A JPH0668712B2 JP H0668712 B2 JPH0668712 B2 JP H0668712B2 JP 61027762 A JP61027762 A JP 61027762A JP 2776286 A JP2776286 A JP 2776286A JP H0668712 B2 JPH0668712 B2 JP H0668712B2
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- Japan
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- mos
- circuit
- mos transistor
- resistor
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
-
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
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- Power Engineering (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はCMOSバンドギヤツプ電圧基準回路に関す
る。
る。
バンドギヤツプ電圧基準は、ウイドラー(Widlar)によ
つて導入されて以来バイポーラ集積回路の基準電圧を提
供する手段として広く使用されている。一般的に、バン
ドギヤツプ基準はバイポーラトランジスタのベース−エ
ミツタ電圧、VBEが負の温度係数を示し、一方、2つ
のバイポーラトランジスタのベース−エミツタ電圧の
差、ΔVBEが正の温度係数を示すという原理に基づ
く。従つて、この2つの電圧を総和する能力を持つ回路
は比較的温度に依存しない電圧基準を提供する。このよ
うな回路構成の1つがR.J.ウイドラー(R.J.Widla
r)に公布された合衆国特許第4,429,122号に開示されて
いる。CMOS技術においては、バイポーラデバイスが
標準のCMOSプロセスを使用して製造できるため基本
的なウイドラー(Widlar)構成を直接に応用することが
できる。しかし、CMOSにて製造されるバイポーラデ
バイスはバイポーラ技術によつて直接に製造されるデバ
イスほどは安定でなく、比較的温度に安定なバンドギヤ
ツプ基準を得るために追加の制御要件が必要である。
H.ルスクナー(H.Leuschher)に公布された合衆国特
許第4,287,439号は一例としてのCMOSバンドギヤツ
プ構成を示す。ここでは、この回路は片方が他方より大
きなエミツタを持つ2つの基板バイポーラトランジスタ
を使用する。この2つのトランジスタは、それぞれのエ
ミツタ回路に抵抗をもつたエミツタ フオロア構成に接
続されており、そのエミツタ回路からバンドギヤツプ基
準をすべく電圧が得られる。R.S.ラツトホール(R.
S.Wrathall)に公布された合衆国特許第4,380,706号に
開示される最近の構成はルスクナー(Leuschner)回路
の改良に関するが、この構成においては、2倍のバンド
ギヤツプ電圧の出力電圧を提供するために増幅段の出力
と基板バイポーラトランジスタの間に追加のトランジス
タが挿入される。
つて導入されて以来バイポーラ集積回路の基準電圧を提
供する手段として広く使用されている。一般的に、バン
ドギヤツプ基準はバイポーラトランジスタのベース−エ
ミツタ電圧、VBEが負の温度係数を示し、一方、2つ
のバイポーラトランジスタのベース−エミツタ電圧の
差、ΔVBEが正の温度係数を示すという原理に基づ
く。従つて、この2つの電圧を総和する能力を持つ回路
は比較的温度に依存しない電圧基準を提供する。このよ
うな回路構成の1つがR.J.ウイドラー(R.J.Widla
r)に公布された合衆国特許第4,429,122号に開示されて
いる。CMOS技術においては、バイポーラデバイスが
標準のCMOSプロセスを使用して製造できるため基本
的なウイドラー(Widlar)構成を直接に応用することが
できる。しかし、CMOSにて製造されるバイポーラデ
バイスはバイポーラ技術によつて直接に製造されるデバ
イスほどは安定でなく、比較的温度に安定なバンドギヤ
ツプ基準を得るために追加の制御要件が必要である。
H.ルスクナー(H.Leuschher)に公布された合衆国特
許第4,287,439号は一例としてのCMOSバンドギヤツ
プ構成を示す。ここでは、この回路は片方が他方より大
きなエミツタを持つ2つの基板バイポーラトランジスタ
を使用する。この2つのトランジスタは、それぞれのエ
ミツタ回路に抵抗をもつたエミツタ フオロア構成に接
続されており、そのエミツタ回路からバンドギヤツプ基
準をすべく電圧が得られる。R.S.ラツトホール(R.
S.Wrathall)に公布された合衆国特許第4,380,706号に
開示される最近の構成はルスクナー(Leuschner)回路
の改良に関するが、この構成においては、2倍のバンド
ギヤツプ電圧の出力電圧を提供するために増幅段の出力
と基板バイポーラトランジスタの間に追加のトランジス
タが挿入される。
これら及びその他のバンドギヤツプ基準の性能に影響を
与える多くの要因が存在する。これら先行技術による構
成において考慮に入れられなかつた1つの要因はエミツ
タ電流間の必要とされる比を提供するために基板バイポ
ーラトランジスタとの関連で使用される抵抗体の温度依
存である。それ故この問題を解決することなしに真の温
度安定性を達成することは困難である。1つの解決方法
がR.W.アルマー(R.W.Ulmer)らに公布の合衆国特
許第4,375,595号において開示される。アルマー(Ulme
r)らの構成においては、V2dBEd及びΔ3dVBEdと関連
する入力の所に両方の電圧を標本するためにスイツチ
コンデンサが使用される。コンデンサ比の適当な選択に
よつて、増幅器の入力に実質的に温度に依存しない両方
の電圧の加重総和が提供される。ただし、この抵抗体に
関する温度係数の問題のこの解決方法では外部クロック
源が必要であり、また使用されるコンデンサ値の正確な
選択が必要である。従つて、抵抗体の温度係数との関連
において温度安定性が高く、実現が比較的簡単であり、
しかも外部回路を必要としないCMOSバンドギヤツプ
基準の必要性が残こる。
与える多くの要因が存在する。これら先行技術による構
成において考慮に入れられなかつた1つの要因はエミツ
タ電流間の必要とされる比を提供するために基板バイポ
ーラトランジスタとの関連で使用される抵抗体の温度依
存である。それ故この問題を解決することなしに真の温
度安定性を達成することは困難である。1つの解決方法
がR.W.アルマー(R.W.Ulmer)らに公布の合衆国特
許第4,375,595号において開示される。アルマー(Ulme
r)らの構成においては、V2dBEd及びΔ3dVBEdと関連
する入力の所に両方の電圧を標本するためにスイツチ
コンデンサが使用される。コンデンサ比の適当な選択に
よつて、増幅器の入力に実質的に温度に依存しない両方
の電圧の加重総和が提供される。ただし、この抵抗体に
関する温度係数の問題のこの解決方法では外部クロック
源が必要であり、また使用されるコンデンサ値の正確な
選択が必要である。従つて、抵抗体の温度係数との関連
において温度安定性が高く、実現が比較的簡単であり、
しかも外部回路を必要としないCMOSバンドギヤツプ
基準の必要性が残こる。
本発明においては、基準回路内に使用される抵抗体の温
度係数との関連において向上された熱安定性を持つバン
ドギヤツプ基準を提供するためにカスコードMOSデバ
イスが使用される。
度係数との関連において向上された熱安定性を持つバン
ドギヤツプ基準を提供するためにカスコードMOSデバ
イスが使用される。
本発明の1つの実施態様においては、カスコードMOS
デバイスが基板バイポーラ抵抗体とパワー源の間に置か
れ、バンドギヤツプ電流の値をあるレベル、即ち所望の
バンドギヤツプ電圧レベルを提供するのに比較的小さな
抵抗体のみが必要とされるレベルまで増大する。p+拡
散抵抗体は大きなpタブ抵抗体より優れた温度係数を持
つため、先行技術による方法と比較して関連する温度安
定性が大きく向上される。
デバイスが基板バイポーラ抵抗体とパワー源の間に置か
れ、バンドギヤツプ電流の値をあるレベル、即ち所望の
バンドギヤツプ電圧レベルを提供するのに比較的小さな
抵抗体のみが必要とされるレベルまで増大する。p+拡
散抵抗体は大きなpタブ抵抗体より優れた温度係数を持
つため、先行技術による方法と比較して関連する温度安
定性が大きく向上される。
本発明によると回路に最小限手を加えることによつて
(1個のMOSトランジスタの追加)定電流源ができ
る。
(1個のMOSトランジスタの追加)定電流源ができ
る。
本発明による回路はカスコード構成を形成するのに使用
されるトランジスタのサイズを適当にすることによつて
低電圧源にて動作できる。
されるトランジスタのサイズを適当にすることによつて
低電圧源にて動作できる。
添付の図面を参照して本発明の詳細な説明を行なうが、
図面中、同一の参照番号は同一の要素を示す。
図面中、同一の参照番号は同一の要素を示す。
バンドギヤツプ電圧基準は多くの集積回路において頻繁
に使用される。CMOS技術が浸透するにしたがつて、
CMOSプロセスを使用して形成できるバンドギヤツプ
基準回路の必要性がますます増大している。第1図には
一例としての先行技術によるCMOSバンドギヤツプ基
準回路10が示される。ペアのバイポーラトランジスタ
12及び14はnpn基板トランジスタであるが、ここ
では、両者のコレクタが互いに結合され、第1図にVD
Dとして示される第1のパワー源に接続される。構造
上、n−タイプ基板自体がコレクタ領域として定義さ
れ、この基板内に形成されるp−タイプ ウエルがトラ
ンジスタ12及び14のベース領域を画成し、そしてp
−タイプ ウエル内のn−タイプ拡散がトランジスタ1
2及び14のエミツタを形成する。トランジスタ12及
び14はpnpトランジスタとすることもできることに
注意すべきである。その場合、p−タイプ基板、p−タ
イプ拡散及びn−タイプ ウエルが用いられる。この製
造プロセスに関する詳細な説明はB.ソング(B.Son
g)らによつて、IEEEジャーナル オブ ソリツド
ステート サーキツト(IEEE Journal of Solid Stat
e Circuits)、Vol.SC−18、No.6、1983
年12月号、ページ634−643に発表の論文〔精密
曲率補正CMOSバンドギヤツプ基準(Precision Curv
ature-Compensated CMOS Bandgap Reference)〕
に発見される。VBE12にて表わされるトランジスタ
12のベース−エミツタ電圧は第1の正の入力として演
算増幅器16に加えられる。演算増幅器16の詳細な内
部構造は簡素化の目的で示されていないが、これは演算
増幅器16の異なる機能を遂行する多くの異なるCMO
S回路が存在するためである。抵抗体18がトランジス
タ12のエミツタと演算増幅器16の出力の間に接続さ
れる。ペアの抵抗体20及び22から成る抵抗体デイバ
イダー ネツトワークがトランジスタ14のエミツタと
増幅器16の出力との間に接続されるが、ここで、抵抗
体20と22の相互接続点は第1図に示されるごとく、
第2の負の入力として演算増幅器16に加えられる。図
示の端子の間で測定されるバンドギヤツプ電圧基準、V
BGは以下の式によつて表わされる。
に使用される。CMOS技術が浸透するにしたがつて、
CMOSプロセスを使用して形成できるバンドギヤツプ
基準回路の必要性がますます増大している。第1図には
一例としての先行技術によるCMOSバンドギヤツプ基
準回路10が示される。ペアのバイポーラトランジスタ
12及び14はnpn基板トランジスタであるが、ここ
では、両者のコレクタが互いに結合され、第1図にVD
Dとして示される第1のパワー源に接続される。構造
上、n−タイプ基板自体がコレクタ領域として定義さ
れ、この基板内に形成されるp−タイプ ウエルがトラ
ンジスタ12及び14のベース領域を画成し、そしてp
−タイプ ウエル内のn−タイプ拡散がトランジスタ1
2及び14のエミツタを形成する。トランジスタ12及
び14はpnpトランジスタとすることもできることに
注意すべきである。その場合、p−タイプ基板、p−タ
イプ拡散及びn−タイプ ウエルが用いられる。この製
造プロセスに関する詳細な説明はB.ソング(B.Son
g)らによつて、IEEEジャーナル オブ ソリツド
ステート サーキツト(IEEE Journal of Solid Stat
e Circuits)、Vol.SC−18、No.6、1983
年12月号、ページ634−643に発表の論文〔精密
曲率補正CMOSバンドギヤツプ基準(Precision Curv
ature-Compensated CMOS Bandgap Reference)〕
に発見される。VBE12にて表わされるトランジスタ
12のベース−エミツタ電圧は第1の正の入力として演
算増幅器16に加えられる。演算増幅器16の詳細な内
部構造は簡素化の目的で示されていないが、これは演算
増幅器16の異なる機能を遂行する多くの異なるCMO
S回路が存在するためである。抵抗体18がトランジス
タ12のエミツタと演算増幅器16の出力の間に接続さ
れる。ペアの抵抗体20及び22から成る抵抗体デイバ
イダー ネツトワークがトランジスタ14のエミツタと
増幅器16の出力との間に接続されるが、ここで、抵抗
体20と22の相互接続点は第1図に示されるごとく、
第2の負の入力として演算増幅器16に加えられる。図
示の端子の間で測定されるバンドギヤツプ電圧基準、V
BGは以下の式によつて表わされる。
ここで、VTは熱電圧kT/qであり、Is12はトラ
ンジスタ12の飽和電流であり、そしてIs14はトラ
ンジスタ14の飽和電流である。実質的にゼロに等しく
なる温度係数を与えるためには、実質的にゼロの温度係
数を与えながらもバンドギヤツプ電流(I12+
I14)を適当なレベルに保つために大きな値の抵抗体
(100kのオーダー)が必要とされる。MOS技術に
おいては、この程度の大きな規模の抵抗体を形成するた
めにp−タイプ タブが使用れるが、これに関しての問
題は、p−タブ抵抗体が非常に大きな温度係数を示すこ
とである。従つて、p−タブ抵抗体18、20及び22
の温度係数がバンドギヤツプ電圧基準10の温度係数を
大きく劣化させることとなる。
ンジスタ12の飽和電流であり、そしてIs14はトラ
ンジスタ14の飽和電流である。実質的にゼロに等しく
なる温度係数を与えるためには、実質的にゼロの温度係
数を与えながらもバンドギヤツプ電流(I12+
I14)を適当なレベルに保つために大きな値の抵抗体
(100kのオーダー)が必要とされる。MOS技術に
おいては、この程度の大きな規模の抵抗体を形成するた
めにp−タイプ タブが使用れるが、これに関しての問
題は、p−タブ抵抗体が非常に大きな温度係数を示すこ
とである。従つて、p−タブ抵抗体18、20及び22
の温度係数がバンドギヤツプ電圧基準10の温度係数を
大きく劣化させることとなる。
第2図はカスコード バンドギヤツプ電圧基準30を示
すが、これはp−タブ抵抗体の温度係数に関する問題を
克服する。図示されるごとく、第1図の抵抗体18及び
20はそれぞれ抵抗体32及び34と置換され、ここ
で、抵抗体32及び34は先行技術による構成の場合が
100kであつたのに対して、15−20kのオーダー
である。抵抗体32及び34は小さなp+拡散から形成
でき、これは抵抗率が減少されることからp−タブ抵抗
体と関連する温度係数と比較して非常に小さな温度係数
を示す。抵抗体のサイズの減少を補償するため第2図の
ように接続されるカスコードMOS回路36が提供され
るが、ここで、回路36を形成する個々のトランジスタ
のサイズはバンドギヤツプ電圧に対して要求されるレベ
ルを与えるようなサイズとされる(詳細は以下に説明す
る)。
すが、これはp−タブ抵抗体の温度係数に関する問題を
克服する。図示されるごとく、第1図の抵抗体18及び
20はそれぞれ抵抗体32及び34と置換され、ここ
で、抵抗体32及び34は先行技術による構成の場合が
100kであつたのに対して、15−20kのオーダー
である。抵抗体32及び34は小さなp+拡散から形成
でき、これは抵抗率が減少されることからp−タブ抵抗
体と関連する温度係数と比較して非常に小さな温度係数
を示す。抵抗体のサイズの減少を補償するため第2図の
ように接続されるカスコードMOS回路36が提供され
るが、ここで、回路36を形成する個々のトランジスタ
のサイズはバンドギヤツプ電圧に対して要求されるレベ
ルを与えるようなサイズとされる(詳細は以下に説明す
る)。
回路36は抵抗体32とVSSの間に直列に接続された
ペアのMOSトランジスタ40及び42を含むが、ここ
で、トランジスタ40のドレインは抵抗体32に接続さ
れ、トランジスタ40のソースはトランジスタ42のド
レインに接続され、そしてトランジスタ40のゲートは
演算増幅器16の出力に結合される。トランジスタ42
のゲートはそのドレインに結合され、トランジスタ42
のソースはVSSに接続される。回路36はさらに抵抗
体34とVSSとの間で同様に接続されたペアのMOS
トランジスタ44及び46を含むが、ここで、トランジ
スタ44のゲートはトランジスタ40のゲートに接続さ
れ、トランジスタ46のゲートはトランジスタ42のゲ
ートに接続される。第2図に示されるごとく、トランジ
スタ44及び46はトランジスタ40及び42の幅対長
さ(Z/L)比よりn倍大きな幅対長さ比を持つように
設計される。下に示されるごとく、このn係数は先行技
術と対比して抵抗体サイズの減少を補償する機能を持
つ。より詳細には、回路30のバンドギヤツプ電圧、V
BGは以下の式によつて定義される。
ペアのMOSトランジスタ40及び42を含むが、ここ
で、トランジスタ40のドレインは抵抗体32に接続さ
れ、トランジスタ40のソースはトランジスタ42のド
レインに接続され、そしてトランジスタ40のゲートは
演算増幅器16の出力に結合される。トランジスタ42
のゲートはそのドレインに結合され、トランジスタ42
のソースはVSSに接続される。回路36はさらに抵抗
体34とVSSとの間で同様に接続されたペアのMOS
トランジスタ44及び46を含むが、ここで、トランジ
スタ44のゲートはトランジスタ40のゲートに接続さ
れ、トランジスタ46のゲートはトランジスタ42のゲ
ートに接続される。第2図に示されるごとく、トランジ
スタ44及び46はトランジスタ40及び42の幅対長
さ(Z/L)比よりn倍大きな幅対長さ比を持つように
設計される。下に示されるごとく、このn係数は先行技
術と対比して抵抗体サイズの減少を補償する機能を持
つ。より詳細には、回路30のバンドギヤツプ電圧、V
BGは以下の式によつて定義される。
(1)式と(2)式との比較から、本発明によるバンド
ギヤツプ基準回路では、結果として、先行技術の係数R
22/R20に代つて係数n(R34/R32)が使用
されることがわかる。従つて、もしn=10のときは、
必要とされる抵抗体の値は約100kから約10kに減
少され、従つて、高い温度係数p−タブ抵抗体のかわり
に低い温度係数p+拡散抵抗体が使用できることとな
る。
ギヤツプ基準回路では、結果として、先行技術の係数R
22/R20に代つて係数n(R34/R32)が使用
されることがわかる。従つて、もしn=10のときは、
必要とされる抵抗体の値は約100kから約10kに減
少され、従つて、高い温度係数p−タブ抵抗体のかわり
に低い温度係数p+拡散抵抗体が使用できることとな
る。
カスコードMOS構成を使用することのもう1つの長所
は前述の回路に単に1つの追加のトランジスタを加える
ことによつて定電流源が実現できることである。第2図
に示されるごとく、MOSトランジスタ50を含むこと
ができるが、ここで、トランジスタ50のゲートはトラ
ンジスタ42及び46のゲートに接続され、トランジス
タ50のソースはVSSに接続される。トランジスタ5
0は、示されるごとく、トランジスタ40及び42より
m倍大きなZ/L比を持つ。トランジスタ50を流れる
電流、IBIASは以下の式によつて表わされる。
は前述の回路に単に1つの追加のトランジスタを加える
ことによつて定電流源が実現できることである。第2図
に示されるごとく、MOSトランジスタ50を含むこと
ができるが、ここで、トランジスタ50のゲートはトラ
ンジスタ42及び46のゲートに接続され、トランジス
タ50のソースはVSSに接続される。トランジスタ5
0は、示されるごとく、トランジスタ40及び42より
m倍大きなZ/L比を持つ。トランジスタ50を流れる
電流、IBIASは以下の式によつて表わされる。
演算増幅器16の出力が第1図の先行技術の構成によつ
て要求されるようにバンドギヤツプ電流をシンクするこ
とを要求されないことからもう1つの長所が得られる。
つまり、上述のごとく、演算増幅器16の出力はトラン
ジスタ40及び44のゲート端子の所でカスコード回路
36に結合される。
て要求されるようにバンドギヤツプ電流をシンクするこ
とを要求されないことからもう1つの長所が得られる。
つまり、上述のごとく、演算増幅器16の出力はトラン
ジスタ40及び44のゲート端子の所でカスコード回路
36に結合される。
第2図の回路に対する供給電圧VDDとVSSとの間の
最小電圧差は以下によつて表わされる。
最小電圧差は以下によつて表わされる。
(VDD−VSS)min=VBG+VTH(n)+2
VON′ (4) ここで、VTH(n)はトランジスタ44及び46に対
するいき値電圧と定義され、VONもトランジスタ44
及び46と関連する。低供給電圧にて動作するために
は、第3図に示される回路に含まれる比例カスコード電
流ミラーが式(4)からVTH(n)を除去するために
使用される。示されるごとく、ペアのMOSトランジス
タ62及び64から形成される電流ミラーはそれぞれペ
アのトランジスタ66及び68のドレイン端子に類似の
I′電流を供給する。トランジスタ66がトランジスタ
62とVSSの間に接続されるが、ここで、トランジス
タ66のゲートはトランジスタ42及び46のゲートに
接続される。トランジスタ66のゲート−ソース電圧、
VGSは量VTH(n)+VONに等しい。V
TH(n)要素を除去するために、トランジスタ68
は、第3図に示されるごとく、トランジスタ40及び4
2のZ/L比の4分の1のZ/L比を持つように選択さ
れる。従つて、トランジスタ68のVGSは量V
TH(n)+2VONと等しくなる。こうして、両方の
トランジスタ44及び46に対するドレイン−ソース電
圧、VDSが、VONと等しくなるように変更され、従
つて、VDDとVSSの間の最小電圧差は以下のように
表わすことができる。
VON′ (4) ここで、VTH(n)はトランジスタ44及び46に対
するいき値電圧と定義され、VONもトランジスタ44
及び46と関連する。低供給電圧にて動作するために
は、第3図に示される回路に含まれる比例カスコード電
流ミラーが式(4)からVTH(n)を除去するために
使用される。示されるごとく、ペアのMOSトランジス
タ62及び64から形成される電流ミラーはそれぞれペ
アのトランジスタ66及び68のドレイン端子に類似の
I′電流を供給する。トランジスタ66がトランジスタ
62とVSSの間に接続されるが、ここで、トランジス
タ66のゲートはトランジスタ42及び46のゲートに
接続される。トランジスタ66のゲート−ソース電圧、
VGSは量VTH(n)+VONに等しい。V
TH(n)要素を除去するために、トランジスタ68
は、第3図に示されるごとく、トランジスタ40及び4
2のZ/L比の4分の1のZ/L比を持つように選択さ
れる。従つて、トランジスタ68のVGSは量V
TH(n)+2VONと等しくなる。こうして、両方の
トランジスタ44及び46に対するドレイン−ソース電
圧、VDSが、VONと等しくなるように変更され、従
つて、VDDとVSSの間の最小電圧差は以下のように
表わすことができる。
(VDD−VSS)min=VBG+VON(44)+
VON(46)=VBG+2VON (5)
VON(46)=VBG+2VON (5)
第1図は先行技術による基本的なCMOSバンドギヤツ
プ電圧基準回路を示し; 第2図は本発明による一例としてのCMOSバンドギヤ
ツプ電圧基準回路を示し;そして 第3図は本発明による第2図に示される構成よりも低電
圧源にて動作できるもう1つのCMOSバンドギヤツプ
電圧基準回路を示す。
プ電圧基準回路を示し; 第2図は本発明による一例としてのCMOSバンドギヤ
ツプ電圧基準回路を示し;そして 第3図は本発明による第2図に示される構成よりも低電
圧源にて動作できるもう1つのCMOSバンドギヤツプ
電圧基準回路を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−109912(JP,A) 特開 昭58−96317(JP,A) 特開 昭61−59902(JP,A)
Claims (4)
- 【請求項1】出力として実質的に温度に依存しないバン
ドギャップ基準電圧(VBG)を提供するための電圧基
準回路(30)であって、該基準回路は差動増幅手段
(16)、コレクタ及びベースが第1の基準電位点(V
DD)に接続された第1のバイポーラトランジスタ(1
2)、コレクタ及びベースが該第1の基準電位点に接続
されエミッタが該差動増幅手段の第1の入力端子に接続
された第2のバイポーラトランジスタ(14)、該第1
のトランジスタの該エミッタと該差動増幅手段の第2の
入力端子の間に接続された第1の抵抗体(32)、該第
2のバイポーラトランジスタの該エミッタに接続された
第2の抵抗体(34)及び該第1及び第2の抵抗体と第
2の基準電位点(VSS)の間に直列に接続されさらに
該差動増幅手段の出力端子に接続されMOSカスコード
トランジスタ回路(36)を含み、該MOSカスコー
ド トランジスタ回路は、各々がソース、ドレイン及び
ゲート端子を持ちZ/Lとして定義される幅対長さ比を
含むように形成されかつ該第1の抵抗体と該第2の基準
電位点の間に接続された第1の複数のMOSトランジス
タ(40、42)、及び各々がソース、ドレイン及びゲ
ート端子を持ちn(Z/L)として定義される幅対長さ
比を持つように形成されかつ該第2の抵抗体と該第2の
基準電位点の間に接続された第2の複数のMOSトラン
ジスタ(44、46)を含み、nが幅対長さサイズ係数
として定義され、該電圧基準回路が、第2と第1の抵抗
体の比に該サイズ係数nと該第2及び第1のトランジス
タの飽和電流の比との両者を掛けたものと、第1のトラ
ンジスタのベース−エミッタ電圧との和に比例する出力
バンドギャップ基準電圧を提供するように機能すること
を特徴とする回路。 - 【請求項2】特許請求の範囲第1項に記載の回路におい
て、該MOSカスコード トランジスタ回路が、第1の
MOSトランジスタ(40)と第2のMOSトランジス
タ(42)と第3のMOSトランジスタ(44)と第4
のMOSトランジスタ(46)とを有し、該第1と第2
のMOSトランジスタは前記第1の複数のMOSトラン
ジスタを構成すると共に該第1の抵抗体と該第2の基準
電位点の間に直列に接続され、該第1のMOSトランジ
スタのゲート端子が該差動増幅手段の出力に接続され、
該第2のMOSトランジスタのゲートが該第1のMOS
トランジスタのソースと該第2のMOSトランジスタの
ドレインとの相互接続点に接続され、前記第3と第4の
MOSトランジスタは前記第2の複数のMOSトランジ
スタを構成すると共に該第2の抵抗体と該第2の基準電
位点の間に直列に接続され、第3のMOSトランジスタ
のゲート端子が該第1のMOSトランジスタのゲート端
子に接続され、第4のMOSトランジスタのゲート端子
が該第2のMOSトランジスタのゲート端子に接続され
ていることを特徴とする回路。 - 【請求項3】特許請求の範囲第2項に記載の回路におい
て、該回路は基準電流を提供するために第5のMOSト
ランジスタ(50)を有し、該第5のMOSトランジス
タのゲートが第2及び第4のMOSトランジスタの相互
接続されたゲートに接続され、該第5のMOSトランジ
スタのソースが第2の基準電位点に接続され、該第5の
MOSトランジスタがm(Z/L)の幅対長さ比を持
ち、mと第1の抵抗体との比に第1及び第2のバイポー
ラトランジスタに関連する定数を掛けたものに関連する
基準電流としてドレイン電流を提供することを特徴とす
る回路。 - 【請求項4】特許請求の範囲第2項に記載の回路におい
て、該回路は第1と第2の基準電位点の間に接続されさ
らにカスコードMOSトランジスタ回路に接続されたM
OSカスコード電流ミラー(62、64、66、68)
を有し、該MOSカスコード電流ミラーは、該カスコー
ドMOSトランジスタ回路を該第1と第2の基準電位の
間の電圧差を減少させる所定の値でバイアスすることを
特徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US700600 | 1976-06-28 | ||
US06/700,600 US4588941A (en) | 1985-02-11 | 1985-02-11 | Cascode CMOS bandgap reference |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61187020A JPS61187020A (ja) | 1986-08-20 |
JPH0668712B2 true JPH0668712B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=24814148
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61027762A Expired - Fee Related JPH0668712B2 (ja) | 1985-02-11 | 1986-02-10 | 電圧基準回路 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4588941A (ja) |
EP (1) | EP0194031B1 (ja) |
JP (1) | JPH0668712B2 (ja) |
CA (1) | CA1241389A (ja) |
DE (1) | DE3668510D1 (ja) |
ES (1) | ES8707042A1 (ja) |
Families Citing this family (41)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1985
- 1985-02-11 US US06/700,600 patent/US4588941A/en not_active Expired - Lifetime
-
1986
- 1986-01-29 CA CA000500588A patent/CA1241389A/en not_active Expired
- 1986-02-03 EP EP86300703A patent/EP0194031B1/en not_active Expired
- 1986-02-03 DE DE8686300703T patent/DE3668510D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-02-10 ES ES551806A patent/ES8707042A1/es not_active Expired
- 1986-02-10 JP JP61027762A patent/JPH0668712B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61187020A (ja) | 1986-08-20 |
US4588941A (en) | 1986-05-13 |
ES551806A0 (es) | 1987-07-16 |
ES8707042A1 (es) | 1987-07-16 |
DE3668510D1 (de) | 1990-03-01 |
EP0194031A1 (en) | 1986-09-10 |
EP0194031B1 (en) | 1990-01-24 |
CA1241389A (en) | 1988-08-30 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
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|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |