DE4130245A1 - Bandgapschaltung - Google Patents

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Bandgapschaltung nach der Gattung des Anspruchs 1.

Bandgapschaltungen sind bekannt. Sie werden übli­ cherweise als Spannungsreferenzschaltungen verwen­ det. Im Rahmen der Entwicklung von CMOS-Schaltungen werden zunehmend auch Sensoren verschiedener Art in das Grundsubstrat der CMOS-Schaltungen mitinte­ griert. Zur Auswertung der Signale dieser Sensoren müssen häufig Spannungsreferenzschaltungen einge­ setzt werden. Es hat sich jedoch gezeigt, daß die Einstellung der Ströme auf der Eingangsseite der Bandgapschaltungen problematisch ist. In zahlrei­ chen Anwendungsfällen ist es jedoch zu kostspielig, externe Spannungsreferenzschaltungen bereitzustel­ len, die dann mit den CMOS-Schaltungen kombiniert werden.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Bandgapschaltung hat demgegen­ über den Vorteil, daß sie optimal an die Gegeben­ heiten von CMOS-Schaltungen angepaßt ist. Es ist relativ einfach möglich, das Verhältnis der auf der Eingangsseite der Bandgapschaltung fließenden Ströme einzustellen, so daß die gewünschte Aus­ gangsspannung exakt vorgegeben werden kann.

Dies wird dadurch erreicht, daß den in CMOS-Technik realisierten Transistoren auf der Eingangsseite der Bandgapschaltungen gesteuerte Stromspiegelsysteme zugeordnet sind, die die Ströme in den Pfaden der Transistoren bestimmen. Dadurch wird das Verhältnis der Ströme durch die geometrischen Größen der Tran­ sistoren genauer festgelegt als durch - wie dies beim Stand der Technik geschieht - Widerstände.

Besonders bevorzugt wird ein Ausführungsbeispiel der Bandgapschaltung, bei der auch im Ausgangspfad des Operationsverstärkers ein separates Stromspie­ gelsystem vorgesehen ist, welches mit den Strom­ spiegelsystemen in den Pfaden der Transistoren auf der Eingangsseite verschaltet ist.

Weiterhin wird eine Ausführungsform der Bandgap­ schaltung bevorzugt, bei welcher die Stromspiegel­ schaltungen dadurch verbessert wurden, daß die Ströme durch stacked-mirror-Technik eingestellt werden. Auf diese Weise läßt sich die Ausgangsspan­ nung der Bandgapschaltung sehr exakt einstellen.

Besonders bevorzugt wird ein Ausführungsbeispiel der Bandgapschaltung, bei welcher dem Ausgang des Operationsverstärkers eine Levelshift-Schaltung zu­ geordnet wird. Auf diese Weise läßt sich zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers und eine der Stromspiegelschaltungen ein vorgegebener Levelshift einstellen, aufgrund dessen eine sehr genaue Refe­ renzspannung einstellbar ist.

Weitere Ausgestaltungen der Bandgapschaltung erge­ ben sich aus den übrigen Unteransprüchen. Als be­ sonders vorteilhaft hat sich dabei herausgestellt, daß das Matching der Widerstände auf der Eingangs­ seite der Bandgapschaltung relativ einfach durch­ führbar ist.

Zeichnung

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeich­ nung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die Grundstruktur einer Bandgapschaltung;

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer ver­ besserten Bandgapschaltung;

Fig. 3 eine weitere Ausführungsform einer ver­ besserten Bandgapschaltung und

Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel einer verbesserten Bandgapschaltung.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

In den folgenden Darstellungen wird von vertikalen npn-Transistoren in einem p-well-Prozeß ausgegan­ gen. Es ist jedoch sehr wohl möglich, statt dessen n-well-Prozesse oder auch laterale bipolare Transi­ storen einzusetzen.

Darüber hinaus ist festzuhalten, daß in CMOS-Dioden in Durchlaßrichtung immer auch Transistoren reali­ siert sind, wird in der folgenden Beschreibung aus­ schließlich von Transistoren ausgegangen. Jedoch ist der Einsatz von Dioden dadurch nicht ausge­ schlossen.

Fig. 1 zeigt eine Grundstruktur einer Bandgap­ schaltung.

Auf der Eingangsseite eines Operationsverstärkers OP sind zwei Transistoren T1 und T2 vorgesehen, die einerseits mit einer positiven Versorgungsspannung Uo und andererseits mit den Eingängen des Operati­ onsverstärkers OP verbunden sind. Dabei liegt der Kollektor des ersten Transistors T1 an der Versor­ gungsspannung und sein Emitter an einem Widerstand R1, der andererseits mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist. Der nicht­ invertierende Eingang des Operationsverstärkers ist an dem Emitter des zweiten Transistors T2 ange­ schlossen, dessen Kollektor ebenfalls an der Ver­ sorgungsspannung Uo liegt. Die Basis beider Transi­ storen T1 und T2 ist mit einem Bezugspotential Ubias für die Bandgapspannung Ubg angeschlossen, die über der Basis und dem Ausgang A des Operati­ onsverstärker OP anliegt.

Der Ausgang A des Operationsverstärkers OP ist ei­ nerseits mit dem Widerstand R1 über einen Wider­ stand R3 verbunden, wobei die Verbindungsstelle der beiden Widerstände mit K1 gekennzeichnet ist. Die zwischen der Basis des Transistors T1 und dem Kno­ ten K1 abfallende Spannung wird mit Uk1 bezeichnet, die Basis-Emitter-Spannung am Transistor T1 mit Ube1.

Der Ausgang A des Operationsverstärkers OP ist an­ dererseits über einen Widerstand R2 mit dem Emitter des Transistors T2 und damit mit dem nichtinvertie­ renden Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Die Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors T2 und dem Widerstand R2 wird auch als Knoten K2 bezeichnet. Die über der Basis des Transistors T2 und dem Knoten K2 anliegende Spannung wird Uk2 ge­ kennzeichnet, die Basis-Emitter-Spannung des Tran­ sistors T2 mit Ube2.

Schließlich ist in der Darstellung gemäß Fig. 1 der Emitterstrom des Transistors T1 mit I1 gekenn­ zeichnet und der Emitterstrom des Transistors T2 mit I2.

Die Ströme I1 und I2 auf der Eingangsseite des Ope­ rationsverstärkers OP hängen von der Emitterfläche der Transistoren T1 und T2 ab. Bei der in Fig. 1 dargestellten Bandgapschaltung hat entweder der als Bipolartransistor ausgebildete Transistor T1 eine größere Emitterfläche als der als Bipolartransistor ausgebildete Transistor T2 oder der Emitterstrom I1 ist kleiner als der Emitterstrom I2.

Im eingeschwungenen Zustand der Schaltung ist die Basis-Emitter-Spannung Ube2 gleich der Summe der Spannungsabfälle über dem Widerstand R1 aufgrund des Stromes I1 und der Basis-Emitter-Spannung Ube1.

Die beiden Widerstände R2 und R3 dienen der Ein­ stellung der Ströme I1 und I2 beziehungsweise des Stromverhältnisses I1/I2, wobei die Gleichung I1/I2 = R2/R3 gilt.

Bei steigender Temperatur nehmen die Basis-Emitter- Spannungen an den Transistoren T1 und T2 ab und die Emitterströme I1 und I2 zu. Bei einem vorgegebenen Widerstandsverhältnis R2/R3 läßt sich dieser Tempe­ ratureffekt durch eine geeignete Wahl von R1, R2 und R3 so kompensieren, daß - bezogen auf die Basis­ spannung - am Operationsverstärker OP die Bandgap­ spannung Ubg ansteht. Die Basisspannung wurde aus prinzipiellen Gründen in die Schaltung mit aufge­ nommen. Sie ist in vielen Fällen jedoch gleich Null.

Zur Grundschaltung gemäß Fig. 1 ist also festzu­ halten, daß den einzelnen Baugruppen bestimmte Funktionen zuordenbar sind:

Die Größe der Emitterströme I1 und I2 wird durch die Emitterflächen der Transistoren T1 und T2 sowie durch den Widerstand R1 bestimmt. Der Operations­ verstärker OP regelt die Schaltung so, daß die Kno­ tenspannungen Uk1 und Uk2 gleich groß sind.

Schließlich stellen die Widerstände R2 und R3 das Stromverhältnis I1/I2 ein und wirken damit bei der Bestimmung der Bandgapspannung mit.

Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer verbesserten Bandgapschaltung, bei welcher gleichen Teilen gleiche Bezugszeichen zugeordnet wurden, so daß auf deren ausführliche Beschreibung verzichtet werden kann.

Auch bei dieser Schaltung sind auf der Eingangs­ seite eines Operationsverstärkers OP Transistoren T1 und T2 vorgesehen, die an einer positiven Ver­ sorgungsspannung Ua liegen und mit den Eingängen des Verstärkers verbunden sind, wobei zwischen den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers und dem Emitter des Transistors T1 ein Widerstand R1 vorge­ sehen ist, durch den der Emitterstrom I1 fließt. Der invertierende Eingang des Verstärkers ist un­ mittelbar mit dem Emitter des Transistors T2 ver­ bunden.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 sind separate Stromspiegelsysteme vorgesehen, wobei ein Transi­ stor N1 dem Ausgang A des Operators, einen Transi­ stor N3 in dem Strompfad des Transistors T1 und ei­ nem Transistor N5 in dem Strompfad des Transistors T2 zugeordnet ist. Source und Bulk der Transistoren N1, N3 und N5 liegen auf einem gemeinsamen Poten­ tial USS, beispielsweise auf Masse. Die Gate-Ein­ gänge aller drei Transistoren N1, N3 und N5 sind mit dem Ausgang A des Transistors verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors N1 liegt unmittelbar am Ausgang A des Operationsverstärkers OP. Der Drain-Anschluß des Transistors N3 ist mit dem Kno­ tenpunkt K1 und damit über den Widerstand P1 mit dem Emitter des Transistors T1 verbunden. Der Drain-Anschluß des Transistors N5 ist mit dem Wi­ derstand R2 und über diesen mit dem Knotenpunkt K2 und dem Emitter des Transistors T2 verbunden.

Über den Basisanschluß der Transistoren T1 und T2, an welchem auch das Bezugspotential Ubias für die Bandgapspannung anliegt, und dem Drain-Anschluß des Transistors N5 liegt die Bandgapspannung Ubg.

Die in Fig. 2 dargestellte Prinzipschaltung erhält man dadurch, daß man die Funktionen der Widerstände R2 und R3 auf zwei Baugruppen aufteilt und einen der beiden dann redundanten Widerstände wegläßt. Im allgemeinen entfällt der hochohmigere der beiden Widerstände, hier beispielsweise der Widerstand R3 im Strompfad des Transistors T1.

Die CMOS-Transistoren N1, N3 und N5 bilden jeweils ein geregeltes Stromspiegelsystem. Die Transistoren N3 und N5 legen das Stromverhältnis I1/I2 fest, wo­ bei die Ströme durch die Geometrien der Transisto­ ren bestimmt werden. Durch einen Abgleich des Wi­ derstands R2 läßt sich dann die Bandgapspannung Ubg einstellen, ohne daß sich der Strom in einen der den Transistoren T1 und T2 zugeordneten Zweige än­ dert.

In dem dargestellten Beispiel gemäß Fig. 2 über­ nimmt der Transistor N3 den Spannungsabfall an R3 automatisch.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 werden verbesserte Stromspiegelsysteme eingesetzt, die in der sogenannten stacked-mirror-Technik ausgeführt sind. Gleiche Teile, die mit denen der Fig. 1 und 2 übereinstimmten, sind mit gleichen Bezugszei­ chen versehen, so daß auf deren ausführliche Be­ schreibung verzichtet werden kann.

Der Eingangsseite des Operationsverstärkers OP sind wiederum zwei Strompfade mit Transistoren T1 und T2 zugeordnet, die einerseits mit einer positiven Ver­ sorgungsspannung U0 und andererseits mit den Ein­ gängen des Operationsverstärkers verbunden sind. Dabei ist der mit dem Knoten K1 verbundene, nicht­ invertierende Eingang des Operationsverstärkers über einen Widerstand R1 mit dem Emitter des Tran­ sistors T1 und der invertierende Eingang des Opera­ tionsverstärkers über einen Knotenpunkt K2 unmit­ telbar mit dem Emitter des Transistors T2 verbun­ den.

Die in Fig. 2 dargestellten Stromspiegelsysteme sind bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 da­ durch verbessert worden, daß zusätzliche Transisto­ ren N2, N4 und N6 zu den bereits gegebenen Transi­ storen N1, N3 und N5 in Reihe geschaltet werden. Dabei liegt der zusätzliche Transistor N2 im Aus­ gangspfad des Operationsverstärkers OP. Der Transi­ stor N2 ist mit seinen Source- und vorzugsweise auch mit seinem Bulk-Anschluß mit dem Drain-An­ schluß des Transistors N1 verbunden. Die Drain- und Gate-Anschlüsse des Transistors N2 sind miteinander und mit dem Ausgang A des Operationsverstärkers verbunden, darüber hinaus mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren N4 und N6. Der zusätzliche Transi­ stor N4 ist folgendermaßen in den Strompfad des Transistors T1 eingebracht: Sein Source-Anschluß ist gemeinsam mit dem Drain-Anschluß des Transi­ stors N1 verbunden, während sein Drain-Anschluß an dem Knotenpunkt K1 und damit einerseits mit dem Wi­ derstand R1 und andererseits mit dem nichtinvertie­ renden Eingang des Operationsverstärkers OP verbun­ den. Der Bulk-Anschluß des Transistors N4 ist ana­ log zu dem Bulk-Anschluß des Transistors N2 ange­ schlossen. Gleiches gilt für den Bulk-Anschluß des Transistors N6.

Der zusätzliche Transistor N6 ist folgendermaßen in den Strompfad des Transistors T2 eingefügt: Der Source-Anschluß des Transistors liegt an dem Drain- Anschluß des Transistors N5. Der Drain-Anschluß des Transistors N6 ist über den Widerstand R1 mit dem Knotenpunkt K2 und damit mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP und anderer­ seits mit dem Emitter des Transistors T2 verbunden. Bei dieser Darstellung fällt die Bandgapspannung Ubg über der Basis der Transistoren T1 und T2 und dem Drain-Anschluß des Transistors N6 ab.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 3 wird die Drain- Source-Spannung N1, N3 und N5 auf gleichem Poten­ tial gehalten. Die Transistoren N2, N4 und N6 über­ nehmen die Anpassung an die Potentiale der übrigen Schaltung.

Grundsätzlich ist festzuhalten, daß die anhand der Fig. 1 bis 4 beschriebenen Schaltungen auch als Temperatursensor eingesetzt werden können. Bei ei­ nem reinen Temperatursensor ohne Nullpunktunter­ drückung kann man bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 den Widerstand R2 weglassen.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel ei­ ner Bandgapschaltung, die gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 3 dadurch verbessert ist, daß eine Mo­ difikation der Ansteuerung des Stromspiegels vom Operationsverstärker OP aus realisiert ist. Diese Schaltung ist besonders bei einem Einsatz von kon­ ventionellen Operationsverstärkern zu empfehlen. Teile, die mit denen vorangegangener Zeichnungen übereinstimmen, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Auf ihre ausdrückliche Beschreibung wird hier verzichtet.

Auf der Eingangsseite des Operationsverstärkers OP sind dessen Eingängen zugeordnete Strompfade mit Transistoren T1 und T2 vorgesehen, in die Strom­ spiegelschaltungen nach dem stacked-mirror-Prinzip eingeschaltet wurden. Den Strompfad des Transistors T1 bilden ein Widerstand R1, der über den Knoten­ punkt K1 mit dem invertierenden Eingang des Opera­ tionsverstärkers verbunden ist, und Transistoren N3 und N4 der Stromspiegelschaltung. In den Strompfad des Transistors T2, der über den Knotenpunkt K2 mit seinem Emitter unmittelbar an dem nichtinvertieren­ den Eingang des Operationsverstärkers angeschlossen ist, sind, in Reihe geschaltet, die Transistoren N5 und N6 der Stromspiegelschaltung eingebracht wor­ den.

Die Bulk- und Source-Anschlüsse der Transistoren N3 und N5 sind mit Masse verbunden.

An den Ausgang A des Operationsverstärkers OP ist eine Levelshift-Schaltung angeschlossen, die fol­ gendermaßen realisiert ist:

Unmittelbar an den Ausgang A des Operationsverstär­ kers ist der Gate-Anschluß eines Transistors N7 an­ geschlossen, der in Reihe geschaltet ist mit einem Transistor N8. Dabei ist der Drain-Anschluß des Transistors N7 mit der Versorgungsspannung U0 und der Source-Anschluß des Transistors N8 gemeinsam mit dessen Bulk-Anschluß an Masse angeschlossen. Source und Bulk des Transistors N7 liegen am Drain- Anschluß des Transistors N8.

Parallel zu der Reihenschaltung der Transistoren N7 und N8 liegt die Reihenschaltung der beiden Transi­ storen N1 und N2 der Stromspiegelschaltung und ei­ nes Transistors P1, dessen Gate-Anschluß mit der Verbindungsstelle der Transistoren N7 und N8, also mit dem Drain-Anschluß des Transistors N8 verbunden ist. Bulk und Source des Transistors P1 liegen an der Versorgungsspannung U0 und Drain an dem Drain- Anschluß des Transistors N2, außerdem an den ver­ bundenen Gate-Anschlüssen der Transistoren N2, N4 und N6.

Bei dieser Realisiserung der Level-Schaltung stellt der Transistor P1 den eigentlichen Levelshift zwi­ schen dem Ausgang A des Operationsverstärkers OP und dem Eingangstransistor N2 des Stromspiegels dar. Geht man davon aus, daß das Bezugspotential Ubias für die Bandgapspannung häufig 0 V beträgt, so liegt der positive Eingang des Operationsver­ stärkers OP etwa 0,3 bis 0,7 V von der Versorgungs­ spannung U0 weg, nämlich um den Betrag der Basis- Emitter-Spannung Ube2 des Transistors T2. Dagegen hat der Transistor P1 in der Pegel eine Schwellen­ spannung im Bereich von 0,7 bis 1,3 V. Damit treten vor allem bei Einschwingvorgängen leicht Zustände auf, in denen P1 sperrt, wodurch verlängerte Ein­ schwingzeiten eintreten können. Durch die Transi­ storen N8 und N7, die dem Ausgang A unmittelbar nachgeschaltet und dem Transistor P1 vorgeschaltet sind, wird dies vermieden, da ein weiterer Level­ shift für eine Anpassung des Verstärkerausgangs A an den Gate-Anschluß von P1 sorgt. Der Spannungs­ versatz ist größer als eine Schwellenspannung des Transistors N7 und ist daher für die Realisierung der Schaltung unkritisch.

Insgesamt ist folgendes festzuhalten:

Mit den dargestellten Schaltungen läßt sich das Verhältnis der Ströme I1 und I2 durch die geometri­ schen Größen der Transistoren genauer festlegen, als dies durch die Einstellung der Widerstände P1, P2 und P3 gemäß Fig. 1 der Fall war. Dort war es problematisch, die Widerstände bezüglich ihrer Ver­ hältnisse zueinander als auch bezüglich der Tempe­ raturkoeffizienten einzustellen. Gleichzeitig muß dort auch dafür gesorgt werden, daß die Werte die­ ser Widerstände in einem eng begrenzten Bereich liegen. Aufgrund der Ungenauigkeit der Widerstands­ werte ist zumindest einer dieser Widerstände ab­ zugleichen.

Nun also kann die Bandgapspannung über die Wider­ stände R1 oder R2 eingestellt werden, ohne daß sich gleichzeitig das Verhältnis der Ströme I1/I2 än­ dert.

Durch die separaten Stromspiegelsysteme gemäß der Fig. 2 bis 4 kann auch durch einen digital pro­ grammierbaren Abgleich der Stromspiegel die Band­ gapspannung eingestellt werden, wobei auf Brenn­ strecken verzichtet werden kann.

Grundsätzlich ist es bei der Realisierung einer Bandgapschaltung in CMOS-Technik problematisch, daß die Flächen für die Widerstände beziehungsweise Transistoren nicht zu unterschiedlich sein dürfen. Sonst könnte der Temperaturgradient der einzelnen Bauteile voneinander zu weit abweichen. Bei den se­ parat gesteuerten Stromspiegelsystemen kann unter Verwendung eines Temperatursignals über eine ge­ eignete Logik oder über ein Programm die Bandgap­ spannung so über der Temperatur nachgeführt werden, daß sich Genauigkeit und Stabilität der Schaltung wesentlich erhöhen.

Es wurde schon ausgeführt, daß die Werte der ein­ zelnen Widerstände R1 und R2 beziehungsweise R3 in einem relativ eng begrenzten Bereich liegen müssen. Bei der Verwendung separat gesteuerter Stromspie­ gelsysteme können die Widerstände R1 und R2 bezie­ hungsweise R3 so gewählt werden, daß sie ungefähr gleich groß sind.

Insgesamt zeigt sich, daß bei der Abstimmung der drei Widerstände das Verhältnis der Widerstands­ werte zueinander und das Temperaturverhalten der Widerstände im Vordergrund stehen. Aufgrund der Tatsache, daß die Widerstandswerte etwa gleich groß sind, spielen deren Absolutwerte bei der Abstim­ mung, bei dem sogenannten Matching, lediglich eine untergeordnete Rolle.

Schließlich soll noch einmal hervorgehoben werden, daß sich, insbesondere mit der Schaltung gemäß Fig. 3, auf einfache Weise ein auf die absolute Tem­ peratur bezogener Temperatursensor realisieren läßt, der lediglich einen Widerstand, nämlich den Widerstand R1, aufweist.

Schließlich wird durch die Einführung einer Level­ shift-Schaltung gemäß Fig. 4 die zur Ansteuerung der Stromspiegeleinheit nötige Eingangsdifferenz­ spannung reduziert. Damit kann bei weniger Open Loop Gain eine höhere Genauigkeit erreicht werden.

Darüber hinaus kann mit einer derartigen Level­ shift-Schaltung der Einsatz von Schaltungskonzepten erleichtert werden, die bevorzugt auf PSRR- (Power Supply Rejection Ratio) und CMRR-Verhalten (Common Mode Rejection Ratio) ausgerichtet sind, aber weni­ ger Open Loop Gain besitzen.

Schließlich ist es besonders vorteilhaft, daß bei Konzepten mit CMOS-Gate-Eingängen für den Level­ shift möglich ist, einen Offsetabgleich in bei­ spielsweise SC-Technik vorzunehmen. Insbesondere kann man bei umfangreicheren SC-Schaltungen auf diese Weise eine stabile Referenz ohne Offsetdrift generieren.

Claims (7)

1. Bandgapschaltung mit einem Operationsverstär­ ker, dessen Eingänge über Transistoren ansteuerbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest die Transistoren (T1 und T2) in CMOS-Technik realisier­ bar sind, und daß separate gesteuerte Stromspiegel­ systeme (N3; N5) vorgesehen sind, die der Einstel­ lung der Ströme (I1, I2) in den Pfaden der Transi­ storen (T1, T2) dienen.

2. Bandgapschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß im Ausgangspfad (A) des Operati­ onsverstärkers (OP) ein separates Stromspiegelsy­ stem (N1) vorgesehen ist.

3. Bandgapschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß jedes der Stromspiegelsysteme als stacked-mirror-Schaltung ausgelegt ist.

4. Bandgapschaltung nach Anspruch 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zur Realisierung der stacked- mirror-Schaltung jeder der Stromspiegelsysteme je­ weils in Reihe geschaltete Transistoren vorgesehen sind, von denen zwei Transistoren (N1, N2) dem Aus­ gangspfad (A) des Operationsverstärkers (OP) zwei Transistoren (N3, N4) dem Strompfad des Transistors (T1) und zwei Transistoren (N5, N6) dem Strompfad des Transistors (T2) zugeordnet sind.

5. Bandgapschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine dem Operati­ onsverstärker (OP) nachgeschaltete Levelshift- Schaltung.

6. Bandgapschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Levelshift-Schaltung einen unmittelbar mit dem Ausgang (A) des Operationsver­ stärkers (OP) verbundenen Transistor (N7) aufweist, der einerseits mit der Versorgungsspannung (Uo) und andererseits über einen weiteren in Reihe geschal­ teten Transistor (N8) mit Masse verbunden ist und daß dem Ausgangspfad (A) des Operationsverstärkers (OP) ein zusätzlicher Transistor (P1) zugeordnet ist, der einerseits mit der Versorgungsspannung (Uo) und andererseits mit dem Stromspiegelsystem des Ausgangspfads (A) verbunden ist.

7. Bandgapschaltung nach Anspruch 6, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der zusätzliche Transistor (P1) zu den Transistoren (N1, N2) des Stromspiegelsystems des Ausgangspfads (A) des Operationsverstärkers (OP) in Reihe geschaltet ist und von dem Potential gesteuert wird, welches an der Verbindungsstelle der dem Ausgang (A) des Operationsverstärkers (OP) nachgeschalteten Transistoren (N7, N8) anliegt.