CN101030085A - 一种参考电压模块及其温度补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对在标准CMOS工艺条件下，不通过增加工艺成本的方法很难实现高阶温度补偿的问题，公开了一种低温度系数，低噪声，高精度的参考电压模块及其温度补偿方法。参考电压模块包括电流I_Vbe产生电路、电流I_PTAT产生电路、自启动电路，电流I_Vbe产生电路的输出电流I_Vbe、电流I_PTAT产生电路的输出电流I_PTAT分别分两路输出连接到一个高阶电流I_NL产生电路，该高阶电流I_NL产生电路的二阶电流I_NL通过比例系数C_1，2输出到一个全差分参考电压电路，电流I_Vbe通过比例系数A、电流I_PTAT通过比例系数B分别输出连接到全差分参考电压电路。所述温度补偿方法是在高阶电流I_NL产生电路中进行全温区分段曲率校正，同时在全差分参考电压电路中进行电阻微调。

Description

一种参考电压模块及其温度补偿方法

技术领域：

本发明涉及一种A/D(模数转换器)和D/A(数模转换器)中的参考电压模块及其温度补偿方法。

背景技术：

参考电压模块是高性能的A/D和D/A转换器的关键模块。传统的参考电压是通过PTAT(二极管正向导通压降和与绝对温度成正比)的电压相加产生接近绝对温度零时带隙的电压，即一阶补偿。其温度特性较差，一般在几十ppm/℃以上，难以满足高性能电路系统的需要。双极工艺中发展为高阶温度补偿，二阶曲率校正补偿就是其主要的一种，使温度特性提高。但在标准CMOS(互补金属氧化物半导体)工艺中实现参考电压，因寄生三极管的放大倍数β小，基极电阻r_b大，工艺离散性很大，运算放大器的失调大，双极工艺的高阶曲率校正技术很难实现。为了克服CMOS工艺的限制，文献H.J.Oguey and B.Gerber.MOS voltage reference based on polysilicon gate workfunction difference.[J].IEEE J.Solid State Circuit，1980，SC-15(6)：264-268.提出了用同型不同阈值的MOS(金属氧化物半导体)；文献Ka Nang Leung，Philip K.T.Mok and Chi Yat Leung.A 2-V 23-μA 5.3-ppm/℃ 4^th-order curvature-compendated CMOS bandgap refence.[C].IEEE CICC，2000，23(6)：457-460.提出了增加负温度特性的高电阻率的多晶硅层来实现高阶曲率校正等，但都需要增加额外的掩模(如多晶硅层的掩模等)，从而增加工艺成本。文献GabrielA.Rincon-Mora and Phillip E.Allen.A 1.1v current-mode and piecewise-linearcouvature-Corrected bandgap reference.[J].IEEE J.Solid State Circuit，1998，33(10)：1551-1554.提出了在部分温度范围内进行分段曲率校正和微调技术，但在整个工作温度范围内温度特性改善不大，在标准CMOS工艺中模拟验证结果表明：输出1.1V参考电压的温度系数为6.5ppm/℃。电路采用电流型通过电阻梯产生输出参考电压，为了降低功耗，电阻的阻值很大，同时未优化关键电路的电流，造成输出阻抗(约为340KΩ)和噪声大，电源抑制比差(120ppm/V＝-78dB)。

发明内容：

本发明针对在标准CMOS工艺条件下，不通过增加工艺成本的方法很难实现高阶温度补偿以及在部分温度范围内进行了分段曲率校正和微调所带来的整个工作温度范围内温度特性提高不大，同时还存在输出阻抗和噪声大，电源共模抑制比差的缺点和不足，提供了一种低温度系数，低噪声，高精度的参考电压模块及其温度补偿方法。

为达到以上目的，本发明是采取如下技术方案予以实现的：

一种参考电压模块，包括电流I_Vbe产生电路、电流I_PTAT产生电路、自启动电路，所述自启动电路在上电时产生的脉冲分别输入电流T_Vbe产生电路和电流I_PTAT产生电路，其特征是，所述电流I_Vbe产生电路的输出电流I_Vbe分两路输出连接到一个高阶电流I_NL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K₃输出；电流I_PTAT产生电路的输出电流I_PTAT分两路输出连接到所述高阶电流I_NL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K₁输出：所述高阶电流I_NL产生电路的二阶电流I_NL通过比例系数C_1，2输出到一个全差分参考电压电路的输入端；所述电流I_Vbe通过比例系数A、所述电流I_PTAT通过比例系数B分别输出连接到所述全差分参考电压电路的输入端，该全差分参考电压电路4输出端输出参考电压V_REF＝V_REF+-V_REF-。

上述技术方案中，所述高阶电流I_NL产生电路3包括16个MOS管组成的共源共栅结构的四路电流镜，输入电流分别为I_PTAT，K₃I_Vbe，K₁I_PTAT，I_Vbe，所述电流I_PTAT输入到PMOS管M₀₁的漏极，PMOS管M₀₁和M₀₁ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₁₁和M₁₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K₄；所述电流K₃I_Vbe输入到PMOS管M₁₁和M₂₁的漏极，PMOS管M₂₁和M₂₁ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₃₁和M₃₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C₂；所述电流I_Vbe输入到PMOS管M₀的漏极，PMOS管M₀和M₀ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₁和M₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K₂；所述电流K₁I_PTAT输入到PMOS管M₁和M₂的漏极，PMOS管M₂和M₂ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₃和M₃ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C₁；PMOS管M₃的漏极和M₃₁的漏极连接在一起形成输出电流C_1，2I_NL。

所述全差分参考电压电路4包括PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C，其两两之间均连接成共源共栅结构，PMOS管M1C的源极与M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到运算放大器Amp的同相输入端Vy，PMOS管M1C和M2C的栅极连接到电流I_PTAT产生电路的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BI_PTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R₁连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流I_NL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C_1，2I_NL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅结构，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连接到电流I_Vbe产生电路的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AI_Vbe；运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R₃连接到其反相输入端，该运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R₂连接到PMOS管M4C的漏极。

一种前述参考电压模块的温度补偿方法，包括分段曲率校正方法和电阻微调方法，所述分段曲率校正方法，是在高阶电流I_NL产生电路中进行全温区分段曲率校正，即将-20℃--80℃的温度范围分成低，中，高三个区段[T_low，T_r1]，[T_r1，T_r2]和[T_r2，T_high]，全温区分段曲率校正可表示为：

$I_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}=\left\{\begin{array}{cc}{C}_2{I}_{\mathrm{NL}2}=K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}}-K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}& [T_{\mathrm{low}},T_{r1}]\\ 0& [T_{r1},T_{r2}]\\ C_1{I}_{\mathrm{NL}1}=K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}-K_2{I}_{V_{\mathrm{BE}}}& [T_{r2},T_{\mathrm{high}}]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中，K₁，K₂，K₃，K₄，C₁，C₂为比例系数，T_low为全温区的最低温度，T_high为全温区的最高温度，T_r1和T_r2为全温区中温部分的两个参考温度，I_NL1为区段[T_r2，T_high]的高阶电流，I_NL2为区段[T_low，T_r1]的高阶电流，I_NL1，2为全温区的高阶电流，I_Vbe是电流I_Vbe产生电路的输出电流，I_PTAT是电流I_PTAT产生电路的输出电流。

所述电阻微调方法是在全差分参考电压电路中，输出参考电压V_REF可表示为：

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_{\mathrm{REF}-}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_3+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}(R_1+R_2)+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_2---\left(12\right)$

式中：AI_Vbe，BI_PTAT和C_1，2I_NL分别为来自电流I_Vbe产生电路、电流I_PTAT产生电路和高阶电流I_NL产生电路的三部分电流输入；R₁，R₂，R₃为全差分参考电压电路中反馈电阻，即把电流转换为输出参考电压，通过迭代和外推方法，得到最终的R₁，R₂，R₃的比值及各自的电阻值。

上述方案中，所述的迭代和外推的方法包括：由全差分参考电压电路中得到：

${\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_Y-V_X}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}---\left(15\right)$

$C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_X-V_{\mathrm{REF}-}}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}-{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}---\left(16\right)$

${\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_{3\mathrm{inital}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_Y---\left(17\right)$

$V_{\mathrm{REF}}\frac{R_{3\mathrm{inital}}}{R_3}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}\left(\frac{R_3}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAP}}(\frac{R_1}{R_3}+\frac{R_2}{R_3})R_{3\mathrm{inital}}+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}\left(\frac{R_2}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}---\left(18\right)$

式中：(R₁/R₃)_inital，(R₂/R₃)_inital为电阻比率的起始值，R_3inital为R₃的起始值。把式(15)，(16)，(17)得到的BI_PTATR_3inital，C_1，2I_NL1，2R_3inital，AI_VbeR_3inital带入式(18)，可外推出(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁，以此作为起始值检测V_REF+，V_REF-，V_X，V_Y，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂，......，其中，(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁、(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂、......分别为：第一，第二次迭代外推出的电阻比率值。Vx，Vy是电阻R₁，R₂连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。

应用本发明设计的参考电压模块及其温度补偿方法，在标准CMOS工艺条件下，未增加掩模和工序(即加工成本)实现了高阶温度补偿。用SMIC0.18μM CMOS的工艺库进行了模拟验证本发明设计的全差分参考电压，当用3.3V电源电压时，结果表明，在-20℃--80℃温度范围，温度系数为1.7ppm/℃，达到了双极工艺的参考电压的温度性能。全差分共源共栅的整体电路结构使电源抑制比达到98dB。在760μW的静态功耗下，输出噪声电压近似为

附图说明

图1为本发明参考电压模块的整体结构框图。

图2为图1中的电流I_Vbe产生电路原理图。

图3为图1中的电流I_PTAT产生电路原理图。

图4为图1中的自启动电路原理图。

图5为图1中的高阶电流I_NL产生电路原理图。

图6为图1中的电流型输出差分参考电压电路原理图。

图7为一阶温度补偿的输出温度特性和引入的高阶电流I_NL示意图。

图8为高阶分段曲率校正部分各支路电流曲线图。

图9为分段曲率校正参考电压的温度特性示意图。其中图10(a)为输入到图6的电流AI_Vbe，BI_PTAT和C_1，2I_NL电流温度特性示意图，图10(b)为传统参考电压和分段曲率校正参考电压的温度特性对比示意图。

图10为差分参考电压的温度特性的模拟结果图。

图11为差分参考电压的电源抑制比的模拟结果图。

图12为差分参考电压的输出噪声电压的模拟结果图。

具体实施方式

以下结合附图及实施例对本发明作进一步的详细说明。

如图1所示，本发明的一种参考电压模块，包括电流I_Vbe产生电路1，电流I_PTAT产生电路2，高阶电流I_NL产生电路3，电流型输出差分参考电压电路4和自启动电路5。电流I_Vbe是与图2中的寄生三极管Qbe1基-射极电压成正比的电流；电流I_PTAT是与绝对温度成正比的电流。电流I_Vbe和通过其与比例系数K₃乘积的电流K₃I_Vbe分两路输入到高阶电流I_NL产生电路3，电流I_PTAT和通过其与比例系数K₁乘积的电流K₁I_PTAT分两路输入到高阶电流I_NL产生电路3，高阶电流I_NL产生电路3产生的二阶电流I_NL通过比例系数C_1，2输入到全差分参考电压电路4；电流I_Vbe通过比例系数A，电流I_PTAT通过比例系数B分别输入到全差分参考电压电路4，全差分参考电压电路4输出差分参考电压V_REF＝V_REF+-V_REF-；自启动电路5在上电时产生足够宽的脉宽和幅度的脉冲分别输入电流I_Vbe产生电路1和电流I_PTAT产生电路2以脱离零简并态，使参考电压模块正常工作。

如图2所示，电流I_Vbe产生电路1包括，MOS管Mbe1～Mbe4、电阻Rbe1组成的自偏置共源共栅结构和MOS管Mbe5～Mbe8、电阻Rbe2组成的自偏置共源共栅结构一起构成与电源VDD无关的电流镜结构，以保证电压V1＝V2。晶体管Qbe1、Qbe11一起构成基极电流消除电路6。电流源ISS1中的电流与电流I_Vbe相同。晶体管Qbe1的射极连到晶体管Qbe11的基极和MOS管Mbe1的源极，它的基极和集电极连到地GND。晶体管Qbe11的射极和集电极分别连到电流源ISS1的一端和GND。电阻R_IN1连在MOS管Mbe5和地GND之间。

如图3所示，电流I_PTAT产生电路2包括，MOS管Mptat1～Mptat4、电阻Rptat1组成的自偏置共源共栅结构和MOS管Mptat5～Mptat8、电阻Rptat2组成的自偏置共源共栅结构一起构成与电源VDD无关的电流镜结构，以保证电压VA＝VB。晶体管Qptat1、Qptat11和晶体管Qptat2、Qptat21分别构成基极电流消除电路6。电流源ISS2中的电流与电流I_PTAT1相同，电流源ISS3中的电流与电流I_PTAT2相同。晶体管Qptat11的基极，射极，集电极分别连到电阻R_IN2和晶体管Qptat1射极的连接点，电流源ISS2的一端，地GND；晶体管Qptat21的基极，射极，集电极分别连到MOS管Mptat4源极和晶体管Qptat2射极的连接点，电流源ISS3的一端，地GND；连到晶体管Qptat1，Qptat2基极的电阻r_b/A，r_b为基极寄生的等效电阻；电阻R_comp连在晶体管Qptat1，Qptat2的基极之间并在晶体管Qptat2一端连到地GND。

为了提高电源抑制比本发明采用了自偏置共源共栅结构(图2中的MOS管Mbe1～Mbe4，Mbe5～Mbe8；图3中的MOS管Mptat1～Mptat4，Mptat5～Mptat8)。

如图4所示，自启动电路5包括，三个二极管连接结构的PMOS管Mstar1，Mstar2，Mstar3通过电阻Rstar1和电容Cstar1串联组成的一阶RC网络连到地GND。上电时，电源VDD通过PMOS管和电阻Rstar1对电容Cstar1充电，使电容Cstar1的上端的电压升高，此电压通过延迟环节输入到异或门XOR的一端，异或门XOR的另一端接到电容Cstar1的上端，这样通过调节电容Cstar1和电阻Rstar1的值以及延迟时间可以得到所需的启动脉冲。

如图5所示，本发明实现分段曲率校正的高阶电流I_NL产生电路3包括，共源共栅结构的16个MOS管组成的四路电流镜。电流源ISS4，ISS5，ISS6，ISS7中电流分别为I_PTAT，K₃I_Vbe，K₁I_PTAT，I_Vbe。电流I_PTAT输入到PMOS管M₀₁的漏极，PMOS管M₀₁和M₀₁ ¹以二极管的连接关系组成共源共栅结构并与PMOS管M₁₁和M₁₁ ¹形成共源共栅电流镜结构，宽长比的比值为1∶K₄；电流K₃I_Vbe输入到PMOS管M₁₁的漏极和M₂₁的漏极，PMOS管M₂₁和M₂₁ ¹以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M₃₁和M₃₁ ¹形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶C₂；电流I_Vbe输入到PMOS管M₀的漏极，PMOS管M₀和M₀ ¹以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M₁和M₁ ¹形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶K₂；电流K₁I_PTAT输入到PMOS管M₁的漏极和M₂的漏极，PMOS管M₂和M₂ ¹以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M₃和M₃ ¹形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶C₁；PMOS管M₃的漏极和M₃₁的漏极连接在一起形成输出电流I_NL。

如图6所示，全差分参考电压电路4包括，PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C均连接成共源共栅形式，PMOS管M1C的源极与PMOS管M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到低噪声运算放大器Amp的同相输入端Vy，PMOS管M1C和M2C的栅极连到电流I_PTAT产生电路2的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BI_PTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R₁接到低噪声运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流I_NL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C_1，2I_NL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅形式，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到低噪声运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连到电流I_Vbe产生电路1的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AI_Vbe；低噪声运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R₃连接到低噪声运算放大器Amp的反相输入端，低噪声运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R₂连接到PMOS管M4C的漏极。

按照本发明上述实施例的参考电压模块，可在给定功耗前提下，单目标优化电流I_Vbe和电流I_PTAT的比值，并选择寄生纵向PNP晶体管的饱和电流I_S2，I_S1，使输出噪声最小，反复调整电流I_Vbe产生电路1和电流I_PTAT产生电路2的参数直到满足要求为止。并且可在高阶电流I_NL产生电路3和全差分参考电压电路4中实现参考电压的温度补偿，即调节比例系数K₁，K₂，K₃，K₄产生合适的二阶电流I_NL，进行分段曲率校正；优化电流型输出差分参考电压，选择合适比例的电流I_Vbe，I_PTAT，I_NL值，并微调R₁，R₂，R₃的比值，采用迭代外推得到最终的参数值，最后进行整体性能模拟包括温度特性，电源抑制比，输出噪声，功耗和自启动特性等静动态特性。以下予以分述。

a.单目标优化电流I_Vbe和电流I_PTAT的比值

在图3中Qptat1，Qptat2为寄生纵向PNP晶体管(考虑了β小，r_b大引起的效应)，晶体管Qptat1的射极面积为晶体管Qptat2的A倍。由于N阱是寄生纵向PNP晶体管的基极，β小，r_b大，β₁，β₂匹配差。若考虑这些因素则：

$V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \frac{I_1}{I_{S1}}+V_T\ln \frac{1}{1+\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}}+\frac{r_b{I}_1}{{\mathrm{A\β}}_1}---\left(1\right)$

式中：V_BE1为晶体管Qptat1的基射极电压，V_T＝KT/q，I_S1为晶体管Qptat1的饱和电流，I₁为晶体管Qptat1射极电流，β₁为晶体管Qptat1的电流增益，r_b为晶体管Qptat2的等效基极电阻。MOS管Mptat1-Mptat8组成与电源无关的电流源，使V_A＝V_B，I_PTAT1＝I_PTAT2，V_BE1与V_BE2(为晶体管Qptat2的基射极电压)的差ΔV_BE为

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}=V_T\ln A+V_T\ln \frac{I_2}{I_1}+V_T\ln \frac{1+\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}}{1+\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2}}+r_b(\frac{I_2}{{\mathrm{\β}}_2}-\frac{I_1}{\mathrm{A\β}})---\left(2\right)$

式中：I₂为晶体管Qptat2的射极电流，β₂为晶体管Qptat2的电流增益。由于电路采用了共源共栅与电源无关的电流源，沟道长度调制效应可忽略，I₁可精确等于I₂，式(2)的第二项近似为零。第三项是由于式(5)中I_C是V_BE的函数，而电路中用的是I_E，可采用基极电流消除电路6，从I_E中减去I_B。晶体管Qptat1，Qptat11与晶体管Qptat2，Qptat21分别为匹配的PNP对管，电流源ISS2，ISS3中的电流分别为I_PTAT1，I_PTAT2，则

I₁＝I_B1+I_C1＝I_B1+I_PTAT1，I₂＝I_B2+I_C2＝I_B2+I_PTAT2                (3)

式中：I_B1，I_C1，I_B2，I_C2分别为晶体管Qptat1，Qptat2的基极和集电极电流。从而式(2)的第三项可消除。第四项是等效输入电阻r_b造成的误差，可通过在Qptat1的基极串联电阻 $R_{\mathrm{comp}}=(\frac{1+{\mathrm{\β}}_1}{1+{\mathrm{\β}}_2}-\frac{1}{A})r_b$ 来补偿。

本发明涉及的在功耗为定值的前提下，单目标优化电流I_Vbe和电流I_PTAT的比使输出噪声最小。文献Arie Van Staveren，Chris J.M.Verhoeven，Arthur H.M.Van Roermund.The design of low-noise bandgap reference.[J].IEEETransactions on Circuits and Systems，1996，43(4)：290-300.分析：在给定的电流损耗时，双极性参考电压存在最小噪声。由于在标准CMOS工艺条件下，寄生三极管的β小，r_b大，运算放大器的失调大，工艺离散性很大等缺点，电流的约束关系比需要修正如下：

$\ln \left(y\frac{I_{S2}}{I_{S1}}\right)=-K\frac{1+y}{1-y}+\mathrm{\ΔS},(y=\frac{I_{\mathrm{Vbe}}}{I_{\mathrm{PTAT}}})---\left(4\right)$

I_S2为电流I_PTAT产生电路2中晶体管Qptat2的饱和电流，I_S1为电流I_Vbe产生电路1中晶体管Qbe1的饱和电流，K为与CMOS工艺有关的系数，其值在1.5到2.5之间，ΔS为修正因子。在一定功耗下，优化设计y，I_S2，I_S1，使输出噪声电压最小。

b.高阶电流I_NL产生电路中的分段曲率校正方法

在标准CMOS工艺条件下对部分温度范围进行高阶曲率校正，但整个温度范围性能提高不明显。工作在放大区的寄生PNP的集电极电流I_C(T)为

$I_C\left(T\right)=I_S\left(T\right)\exp \left(\frac{q{V}_{\mathrm{BE}}}{\mathrm{KT}}\right)---\left(5\right)$

式中：T为绝对温度，V_BE为基极-射极电压，q为电子电荷，K为玻尔兹曼常数，饱和电流I_S(T)为

$I_S\left(T\right)=\frac{\mathrm{qA}{n}_i^2\left(T\right)\stackrel{\‾}{D}\left(T\right)}{N_B}---\left(6\right)$

式中：A为基射结面积，n_i(T)为本征载流子浓度，D(T)为基区少子的扩散系数，N_B为基区掺杂面密度，n_i(T)为

$n_i^2\left(T\right)={\mathrm{ET}}^3\exp [-\frac{{\mathrm{qV}}_G\left(T\right)}{\mathrm{KT}}]---\left(7\right)$

对任意温度T和特定温度T_r(一般指室温)由以上三个公式得

$V_{\mathrm{BE}}\left(T\right)=V_G\left(T\right)-\left(\frac{T}{T_r}\right)V_G\left(T_r\right)+\left(\frac{T}{T_r}\right)V_{\mathrm{BE}}\left(T_r\right)-(4-n)\left(\frac{\mathrm{KT}}{q}\right)\ln \left(\frac{T}{T_r}\right)+\left(\frac{\mathrm{KT}}{q}\right)\ln \left[\frac{I_C\left(T\right)}{I_C\left(T_r\right)}\right]---\left(8\right)$

式中利用了 $\stackrel{\‾}{u}\left(T\right)=\frac{q\stackrel{\‾}{D}\left(T\right)}{\mathrm{KT}}={\mathrm{CT}}^{-n}$

在T＝T_r处，对式(8)进行泰勒级数展开为

V_BE(T)＝V_BE(T_r)+a₁(T-T_r)+a₂(T-T_r)²+a₃(T-T_r)³+……          (9)

式中：a₁，a₂，a₃是泰勒展开式的系数。若取

V_C(T)＝-a₁(T-T_r)-a₂(T-T_r)²-a₃(T-T_r)³-……                  (10)

则V_BE(T)+V_C(T)＝V_BE(T_r)，V_BE(T)的一阶温度系数项和高阶温度系数项均通过V_C(T)抵消，从而得到零温度系数。

传统的参考电压是一阶温度补偿，即V_C(T)＝-a₁(T-T_r)。与传统参考电压成正比的电流I_VREF随温度变化的关系如图7。只在特定温度T_r温度系数为零，T＞T_r时，温度系数为负，T＜T_r时，温度系数为正。离T_r越远，温漂越大。

本发明在高阶电流I_NL产生电路3进行全温区分段曲率校正方法，是将-20℃--80℃的温度范围分成高，中，低三个区间，分区进行曲率校正。本发明引入与高阶电流I_NL成正比的电压V_NL，以补偿高阶温度系数，则可以获得更小的温度系数。

考虑设计和实现的难易程度和可扩展输出1V以下的参考电压，采用电流形式的高阶电流I_NL产生电路3(图5)，其相应的电流关系如图8。当T＞T_r2， $K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}>K_2{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ $K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}>K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ K₃I_Vbe不能提供M₁₁的饱和电流K₄I_PTAT，M₁₁进入线性区，M₂₁截止，C₂I_NL2为零，M₁饱和，M₂饱和， $C_1{I}_{\mathrm{NL}1}=K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}-K_2{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ 此时 $I_{\mathrm{NL}}=C_1{I}_{\mathrm{NL}1}=K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}-K_2{I}_{V_{\mathrm{be}}}.$ 当T＜T_r1， $K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}<K_2{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ $K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}<K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ K₁I_PTAT不能提供M₁的饱和电流K₂I_Vbe，M₁进入线性区，M₂截止，C₁I_NL1为零，M₁₁饱和，M₂₁饱和， $C_2{I}_{\mathrm{NL}2}=K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}}-K_4{I}_{\mathrm{PTAT}},$ 此时 $I_{\mathrm{NL}}=C_2{I}_{\mathrm{NL}2}=K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}}-K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}.$ 当T_r1＜T＜T_r2， $K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}<K_2{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ $K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}>K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}},$ K₁I_PTAT不能提供M₁的饱和电流K₂I_Vbe，K₃I_Vbe也不能提供M₁₁的饱和电流K₄I_PTAT，M₁进入线性区，M₂截止，M₁₁进入线性区，M₂₁截止，C₁I_NL1为零，C₂I_NL2为零，此时I_NL为零。因此，把温度范围分成三段[T_low，T_r1]，[T_r1，T_r2]和[T_r2，T_high]，高阶曲率校正具体可表示为：

$I_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}=\left\{\begin{array}{cc}{C}_2{I}_{\mathrm{NL}2}=K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}}-K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}& [T_{\mathrm{low}},T_{r1}]\\ 0& [T_{r1},T_{r2}]\\ C_1{I}_{\mathrm{NL}1}=K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}-K_2{I}_{V_{\mathrm{BE}}}& [T_{r2},T_{\mathrm{high}}]\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中，K₁，K₂，K₃，K₄，C₁，C₂为比例系数，T_low为全温度范围的最低温度，T_high为全温度范围的最高温度，T_r1和T_r2为全温度范围中温部分的两个参考温度，I_NL1为温度范围[T_r2，T_high]的高阶电流，I_NL2为温度范围[T_low，T_r1]的高阶电流，I_NL1，2为全温度范围的高阶电流，I_Vbe是电流I_Vbe产生电路1的输出电流，I_PTAT是电流I_PTAT产生电路2的输出电流。

I_NL补偿了各个温区间一阶补偿的误差部分即基准电压的高阶温度特性。本发明提出的高阶补偿电流I_NL在整个温度范围内都进行了曲率校正，直接减小了温度系数。

c.全差分参考电压电路中的电阻微调方法

全温区分段曲率校正是通过结合与温度特性有关的三部分参数I_NL，I_Vbe和I_PTAT来得到低温漂的输出参考电压。把温度范围分成三段[T_low，T_r1]，[T_r1，T_r2]和[T_r2，T_high]，在低，高温度范围I_NL不为零实现高阶补偿，使得温度特性类似T_r中温附近部分。本发明通过结合AI_Vbe，BI_PTAT和C_1，2I_NL三部分电流通过电流型输出全差分参考电压电路图6输出差分参考电压V_REF，如图6所示。输出参考电压为

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_{\mathrm{REF}-}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_3+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}(R_1+R_2)+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_2---\left(12\right)$

式中：I_Vbe，I_PTAT，I_NL分别为电流I_Vbe产生电路1的输出电流，电流I_PTAT产生电路2的输出电流，高阶电流I_NL产生电路3的输出二阶非线性电流。A，B，C_1，2为需要优化的系数。R₁，R₂，R₃为反馈电阻，即把电流转换为输出电压。因为I_Vbe和I_PTAT是由V_BE和ΔV_BE通过参考电压的内部电阻R_IN1，R_IN2产生的，即

$I_{V_{\mathrm{be}}}\&Proportional;\frac{V_{\mathrm{BE}}}{R_{\mathrm{IN}1}},I_{\mathrm{PTAT}}\&Proportional;\frac{{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{BE}}}{R_{\mathrm{IN}2}}---\left(13\right)$

若R₁，R₂，R₃取与R_IN1，R_IN2同类型的电阻则

${\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_3+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}(R_1+R_2)={\mathrm{AV}}_{\mathrm{BE}}\frac{R_3}{R_{\mathrm{IN}1}}+{\mathrm{B\&Delta;V}}_{\mathrm{BE}}\frac{R_1+R_2}{R_{\mathrm{IN}2}}---\left(14\right)$

只与电阻的比值有关。由于同型电阻的温度特性相同，电阻的温度特性对V_REF的影响可忽略。

由图6可知只需要微调R₁，R₂，R₃的比率，就可在设计中微调和优化参数以满足性能要求。在整个温度范围内通过温度扫描，检测V_REF+，V_REF-，V_X，V_Y的电压，在给定起始电阻比值(R₁/R₃)_inital，(R₂/R₃)_inital和起始电阻R_3inital，本发明的微调方法可通过迭代和外推得到最终的比值和电阻。在以上条件下，由图6得

${\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_Y-V_X}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}---\left(15\right)$

$C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_X-V_{\mathrm{REF}-}}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}-{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}---\left(16\right)$

${\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_{3\mathrm{inital}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_Y---\left(17\right)$

$V_{\mathrm{REF}}\frac{R_{3\mathrm{inital}}}{R_3}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}\left(\frac{R_3}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}(\frac{R_1}{R_3}+\frac{R_2}{R_3})R_{3\mathrm{inital}}+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}\left(\frac{R_2}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}---\left(18\right)$

式中：(R₁/R₃)_inital，(R₂/R₃)_inital为电阻比率的起始值，R_3inital为R₃的起始值。把式(15)，(16)，(17)得到的BI_PTATR_3inital，C_1，2I_NL1，2R_3inital，AI_VbeR_3inital带入式(18)，可外推出(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁，以此作为起始值检测V_REF+，V_REF-，V_X，V_Y，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂......，直到满足要求为止，其中，(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁、(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂、......分别为：第一，第二次迭代外推出的电阻比率值。Vx，Vy是图6中电阻R₁，R₂连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。

R_3inital/R₃是为了调节需要得到的差分参考电压值。因为不用绝对电阻值只用相对电阻，不需要高精度电阻，标准CMOS工艺没有高精度电阻的缺点不会影响电路性能。

全温区分段曲率校正补偿的参考电压的温度特性示意图如图9所示，由图可见把温度范围分成三段[T_low，T_r1]，[T_r1，T_r2]和[T_r2，T_high]，在低，高温度范围I_NL非零以实现高阶温度补偿，使得温度特性类似T_r附近中温部分。通过结合AI_Vbe，BI_PTAT和C_1，2I_NL三部分电流型输出差分参考电压V_REF。在高低温范围有效补偿了一阶带隙的高阶温度特性，使温度特性得到明显提高。

d.参考电压模块整体性能模拟验证

对本发明图1-图6所示实施例的参考电压模块进行整体性能模拟验证包括温度特性，电源抑制比，输出噪声，功耗，自启动特性等静动态特性。用SMIC 0.18μM CMOS工艺库，电源电压为3.3V，对本发明模块的差分参考电压进行了模拟验证。差分参考电压随温度变化的模拟结果如图10，其中：ff，tt，ss为三种工艺角模型，图中类似抛物线形状的曲线为没有曲率校正时输出温度特性。结果表明，在-20℃--80℃温度范围，温度系数为1.7ppm/℃，比没有曲率校正参考电压的温度特性提高近10倍(未进行曲率校正参考电压的温度系数是16.3)。电源抑制性能的模拟结果如图11，从DC直到700KHz电源抑制比都保持在98dB。输出噪声模拟结果如图12，输出噪声电压近似为

给定功耗下，优化设计y，I_S2，I_S1使输出噪声电压最小，整体的静态功耗为760μW。本发明差分参考电压的性能参数如表1。。

          表1本发明参考电压模块的输出参考电压的性能

Claims (5)

1.一种参考电压模块，包括电流I_Vbc产生电路、电流I_PTAT产生电路、自启动电路，所述自启动电路在上电时产生的脉冲分别输入电流I_Vbe产生电路和电流I_PTAT产生电路，其特征是，所述电流I_Vbe产生电路的输出电流I_Vbe分两路输出连接到一个高阶电流I_NL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K₃输出；电流I_PTAT产生电路的输出电流I_PTAT分两路输出连接到所述高阶电流I_NL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K₁输出：所述高阶电流I_NL产生电路的二阶电流I_NL通过比例系数C₁₂输出到一个全差分参考电压电路的输入端；所述电流I_Vbe通过比例系数A、所述电流I_PTAT通过比例系数B分别输出连接到所述全差分参考电压电路的输入端，该全差分参考电压电路4输出端输出参考电压V_REF＝V_REF+-V_REF-。

2.根据权利要求1所述的参考电压模块，其特征是，所述高阶电流I_NL产生电路包括，16个MOS管组成的共源共栅结构的四路电流镜，输入电流分别为I_PTAT，K₃I_Vbe，K₁I_PTAT，I_Vbe，所述电流I_PTAT输入到PMOS管M₀₁的漏极，PMOS管M₀₁和M₀₁ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₁₁和M₁₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K₄；所述电流K₃I_Vbe输入到PMOS管M₁₁和M₂₁的漏极，PMOS管M₂₁和M₂₁ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₃₁和M₃₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C₂；所述电流I_Vbe输入到PMOS管M₀的漏极，PMOS管M₀和M₀ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₁和M₁ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K₂；所述电流K₁I_PTAT输入到PMOS管M₁和M₂的漏极，PMOS管M₂和M₂ ¹组成共源共栅结构并与PMOS管M₃和M₃ ¹形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C₁；PMOS管M₃的漏极和M₃₁的漏极连接在一起形成输出电流C_1，2I_NL。

3.根据权利要求1或2所述的参考电压模块，其特征是，所述全差分参考电压电路包括，PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C，其两两之间均连接成共源共栅结构，PMOS管M1C的源极与M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M1C和M2C的栅极连接到电流I_PTAT产生电路的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BI_PTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R₁连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流I_NL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C_1，2I_NL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅结构，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连接到电流I_Vbe产生电路的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AI_Vbe；运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R₃连接到其反相输入端，该运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R₂连接到PMOS管M4C的漏极。

4.一种权利要求1所述参考电压模块的温度补偿方法，其特征是，包括分段曲率校正方法和电阻微调方法，所述分段曲率校正方法，是在高阶电流I_NL产生电路中进行全温区分段曲率校正，即将-20℃--80℃的温度范围分成低、中、高三个区段[T_low，T_r1]、[T_r1，T_r2]和[T_r2，T_high]，全温区分段曲率校正可表示为：

$I_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}=\left\{\begin{array}{c}{C}_2{I}_{\mathrm{NL}2}=K_3{I}_{V_{\mathrm{be}}}-K_4{I}_{\mathrm{PTAT}}\\ 0\\ C_1{I}_{\mathrm{NL}1}=K_1{I}_{\mathrm{PTAT}}-K_2{I}_{V_{\mathrm{BE}}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中，K₁，K₂，K₃，K₄，C₁，C₂为比例系数，T_low为全温区的最低温度，T_high为全温区的最高温度，T_r1和T_r2为全温区中温部分的两个参考温度，I_NL1为高温区段[T_r2，T_high]的高阶电流，I_NL2为低温区段[T_low，T_r1]的高阶电流，I_NL1，2为全温区的高阶电流，I_Vbe是电流I_Vbe产生电路的输出电流，I_PTAT是电流I_PTAT产生电路的输出电流；

所述电阻微调方法是在全差分参考电压电路中，输出参考电压V_REF可表示为：

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_{\mathrm{REF}-}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_3+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}(R_1+R_2)+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_2---\left(12\right)$

式中：AI_Vbe，BI_PTAT和C_1，2I_NL分别为来自电流I_Vbc产生电路、电流I_PTAT产生电路和高阶电流I_NL产生电路的三部分电流输入；R₁，R₂，R₃为全差分参考电压电路中反馈电阻，即把电流转换为输出参考电压，通过迭代和外推方法，得到最终的R₁，R₂，R₃的比值及各自的电阻值。

5.根据权利要求4所述的参考电压模块的温度补偿方法，其特征是，所述的迭代和外推的方法包括：由全差分参考电压电路中得到：

${\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_Y-V_X}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}---\left(15\right)$

$C_{1,2}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}{R}_{3\mathrm{inital}}=\frac{V_X-V_{\mathrm{REF}-}}{{\left(\frac{R_2}{R_3}\right)}_{\mathrm{inital}}}-{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAT}}{R}_{3\mathrm{inital}}---\left(16\right)$

${\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}{R}_{3\mathrm{inital}}=V_{\mathrm{REF}+}-V_Y---\left(17\right)$

$V_{\mathrm{REF}}\frac{R_{3\mathrm{inital}}}{R_3}={\mathrm{AI}}_{V_{\mathrm{be}}}\left(\frac{R_3}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}+{\mathrm{BI}}_{\mathrm{PTAP}}(\frac{R_1}{R_3}+\frac{R_2}{R_3})R_{3\mathrm{inital}}+C_{\mathrm{1,2}}{I}_{\mathrm{NL}\mathrm{1,2}}\left(\frac{R_2}{R_3}\right)R_{3\mathrm{inital}}---\left(18\right)$

式中：(R₁/R₃)_inital，(R₂/R₃)_inital为电阻比率的起始值，R_3inital为电阻R₃的起始值；把式(15)，(16)，(17)得到的BI_PTATR_3inital，C_1，2I_NL1，2R_3inital，AI_VbeR_3inital带入式(18)，可外推出(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁，以此作为起始值检测V_REF+，V_REF-，V_X，V_Y，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂，……，其中，(R₁/R₃)₁，(R₂/R₃)₁、(R₁/R₃)₂，(R₂/R₃)₂、……分别为：第一，第二次迭代外推出的电阻比率值；Vx，Vy是电阻R₁，R₂连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。

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