CN103368511A - 跨导调整电路、电路装置及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种结构简单且可精度良好地调整跨导的跨导调整电路、电路装置及电子设备等。跨导调整电路100包括：输出第一信号I和与第一信号I相位相差90度的第二信号Q的参考信号生成电路180；被输入第一信号I及第二信号Q并生成第一输出信号OI和第二输出信号OQ的复制电路110；对调整对象电路200及复制电路110输出跨导调整信号AGM的调整信号生成电路120。参考信号生成电路180根据时钟信号，生成电压在第一电压电平VH和第二电压电平VL之间变化的第一信号I及第二信号Q，并对复制电路输出。

Description

跨导调整电路、电路装置及电子设备
技术领域
本发明涉及跨导调整电路、电路装置及电子设备等。
背景技术
近年来随着便携式无线设备的普及，需要更小型且低功耗的无线电路装置。例如通过使用由运算跨导放大器（OTA：Operational TransconductanceAmplifier）及电容器构成的复合带通滤波器（复合BPF）电路作为滤波器电路，从而实现无线电路装置的单芯片化。
但是，在实际的电路装置中，由于无法避免制造误差和电源电压、温度的波动等引起的跨导及无源元件的特性变动，因此滤波器的特性会有变动，结果就存在无线设备的操作变得不稳定等问题。
对于这个问题，例如在专利文献1、2、3中公开了通过调整OTA的跨导来补偿滤波器特性变动的方法。然而，在这些方法中，存在着复合BPF电路的相位误差的检测精度不足、难以高精度地补偿滤波器特性的变化等问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第7319731号说明书
专利文献2：特开平8-204504号公报
专利文献3：特开2003-142987号公报
发明内容
根据本发明的几种实施方式，可提供一种结构简单且可高精度地调整跨导的跨导调整电路、电路装置及电子设备等。
本发明的一方面涉及跨导调整电路，其包括：参考信号生成电路，其输出第一信号、及与上述第一信号相位差90度的第二信号；调整对象电路的复制电路，其被输入上述第一信号及上述第二信号并生成第一输出信号和第二输出信号；以及调整信号生成电路，对上述调整对象电路及上述复制电路输出跨导调整信号，其中，上述参考信号生成电路根据时钟信号生成电压在第一电压电平与第二电压电平之间变化的上述第一信号及上述第二信号，并对上述复制电路输出。
根据本发明的一方面，由于参考信号生成电路可根据时钟信号生成第一、第二信号的定时，因此，可准确地将第一、第二信号的相位差设定为90度。其结果是，可通过简单的电路结构进行高精度的跨导调整。
而且，在本发明的一方面，上述第一信号及上述第二信号的振幅可以为上述时钟信号振幅的1/2以下。
通过这种方式，可使得第一、第二信号的振幅足够小，因此，可减少对调整对象电路有不良影响的噪音成分等。
而且，在本发明的一方面，上述参考信号生成电路可以包括：信号生成电路，其根据上述时钟信号生成相位不同的第一矩形波信号至第n矩形波信号，其中，n是2以上的整数；以及电压电平变换电路，其被输入上述第一矩形波信号至上述第n矩形波信号，并进行电压电平的变换处理，从而输出上述第一信号及上述第二信号。
由于通过这种方式，信号生成电路可生成n个具有高精度的相位差的矩形波信号，以及电压电平变换电路可进行矩形波信号的电压电平的变换处理，因此，可将第一、第二信号的相位差准确地设定为90度。
而且，在本发明的一方面，上述信号生成电路可以具有：对上述时钟信号进行分频的分频器；以及位移寄存器，其通过根据上述时钟信号使由上述分频器分频的信号位移，从而输出上述第一矩形波信号至上述第n矩形波信号。
通过这种方式，信号生成电路可生成具有高精度的相位差的n个矩形波信号。
而且，在本发明的一方面，上述电压电平变换电路具有：电阻分割电路，其生成上述第一电压电平及上述第二电压电平；以及开关电路，其根据上述第一矩形波信号至上述第n矩形波信号而接通/断开，交替选择上述第一电压电平及上述第二电压电平，其中，上述开关电路通过交替选择上述第一电压电平及上述第二电压电平，从而生成并输出电压在上述第一电压电平及上述第二电压电平之间变化的上述第一信号及上述第二信号。
以这种方式，电压电平变换电路通过利用电阻分割电路设定第一、第二电压电平，并利用开关电路交替选择第一、第二电压电平，可输出电压在第一电压电平和第二电压电平之间变化且相位差正好相差90度的第一、第二信号。
而且，在本发明的一方面，上述电压电平变换电路也可具有：衰减器，其使上述第一矩形波信号至上述第n矩形波信号衰减；以及电平位移电路，其使由上述衰减器衰减后的信号的电压电平位移，生成并输出电压在上述第一电压电平与上述第二电压电平之间变化的上述第一信号及上述第二信号。
以这种方式，电压电平变换电路通过利用衰减器对信号振幅进行衰减，并通过电平位移电路使被衰减的信号的电压电平位移，可输出电压在第一电压电平与第二电压电平之间变化且相位差正好相差90度的第一、第二信号。
而且，在本发明的一方面，上述调整对象电路及上述复制电路也可同为复合带通滤波电路。
以这种方式，通过调整复制电路的带通滤波器特性，可对调整对象电路的带通滤波器特性进行调整。
而且，在本发明的一方面，上述复制电路也可具有：第一电阻元件，其设置在输入上述第一信号的第一输入节点与第一输出节点之间；第二电阻元件，其设置在输入上述第二信号的第二输入节点与第二输出节点之间；第一电容器，其一端连接到上述第一输出节点；第二电容器，其一端连接到上述第二输出节点；以及中心频率位移电路，其由设置在上述第一输出节点与上述第二输出节点之间的一对运算跨导放大器构成。
根据这种方式，由于复制电路构成了一阶复合带通滤波电路，因此，通过调整运算跨导放大器的跨导，可调整中心频率。
而且，在本发明的一方面，上述调整信号生成电路也可根据上述第二信号和由上述第一输出节点输出的上述第一输出信号、或根据上述第一信号和由上述第二输出节点输出的上述第二输出信号、或根据上述第一信号和上述第一输出信号、或根据上述第二信号和上述第二输出信号生成上述跨导调整信号。
根据这种方式，例如通过检测第二信号与第一输出信号等的相位差，并根据检测的相位差输出跨导调整信号，可对调整对象电路的跨导进行调整。其结果是，例如，可在复合滤波器电路等调整对象电路中，高精度地校正因制造误差或电源电压、温度的变动等引起的滤波器特性的变动等。
而且，在本发明的一方面，上述调整信号生成电路具有：混频器，其被输入上述第一信号和上述第二输出信号或被输入上述第二信号和上述第一输出信号；第一平滑电路，其平滑来自上述混频器的第一混频器输出信号；第二平滑电路，其平滑来自上述混频器的第二混频器输出信号；积算电路，其对上述第一平滑电路及上述第二平滑电路的输出信号进行积算，从而生成第一积算电压及第二积算电压；校正电流生成电路，其根据来自上述积算电路的上述第一积算电压及上述第二积算电压生成校正电流；基准偏置电流生成电路，其生成基准偏置电流；以及电流求和电路，其对上述校正电流及上述基准偏置电流进行求和，其中，上述调整信号生成电路根据上述电流求和电路求和后的电流输出上述跨导调整信号。
根据这种方式，由于通过基于作为差动信号的第一、第二混频器输出信号而生成第一、第二积算电压，并通过基于第一、第二积算电压的差分而生成的校正电流，能够抵消因混频器造成的制造误差及电压电压、温度的变动等引起的信号电平的变化，因此，可精度良好地检测两个信号的相位差。结果，能够以良好的精度对调整对象电路的跨导进行调整。
而且，在本发明的一方面，上述调整信号生成电路具有：混频器，其被输入上述第一信号和上述第二输出信号或被输入上述第二信号和上述第一输出信号；平滑电路，其平滑上述混频器的输出；差分信号生成电路，其生成上述平滑电路的输出信号与基准电压信号的差分信号；积算电路，其对来自上述差分信号生成电路的上述差分信号进行积算，并生成积算电压；校正电流生成电路，其根据来自上述积算电路的上述积算电压生成校正电流；基准偏置电流生成电路，其生成基准偏置电流；以及电流求和电路，其对上述校正电流和上述基准偏置电流进行求和，其中，上述调整信号生成电路根据由上述电流求和电路求和后的电流输出上述跨导调整信号。
通过这种方式，平滑电路例如输出对应于第一信号和第二输出信号之间的相位差的电压电平，差分信号生成电路生成平滑电路的输出信号与基准电压信号之间的差分信号，因而能够抵消因混频器造成的制造误差及电源电压、温度的变动等引起的信号电平的变化，因此，可精度良好地检测两个信号的相位差。其结果，能够以良好的精度对调整对象电路的跨导进行调整等。
而且，本发明的一方面，上述参考信号生成电路输出与上述第一信号或上述第二信号相位不同的第三信号；上述调整信号生成电路根据上述第三信号和上述第一输出信号、或根据上述第三信号和上述第二输出信号对上述第一电阻元件、上述第二电阻元件及上述调整对象电路输出用于调整电阻值的信号。
通过这种方式，由于能够例如根据第三信号与第一输出信号等对调整对象电路所包括的电阻元件的电阻值进行调整，因此，可校正复合带通滤波器电路的带宽等特性。
本发明的另一方面，涉及包括上述任一项上述的跨导调整电路以及上述调整对象电路的电路装置。
而且，在本发明的另一方面中，上述调整对象电路也可是具有运算跨导放大器的复合带通滤波器电路，并基于上述跨导调整信号而调整上述运算跨导放大器的跨导。
根据这种方式，通过调整复合带通滤波电路的运算跨导放大器的跨导，可精度良好地校正带通滤波器特性的偏差等。其结果是，例如在无线电路等电路装置中，可以实现更稳定更可靠的无线通信等。
本发明的另一方面，涉及包括上述电路装置的电子设备。
附图说明
图1的（A）、图1的（B）是说明中心频率位移电路的原理的图。
图2的（A）、图2的（B）、图2的（C）是说明复合BPF的基本构成的图。
图3是跨导调整电路的第一构成例。
图4是第一构成例的平滑电路、积算电路、校正电流生成电路、电流求和电路的详细构成例。
图5是参考信号生成电路的第一构成例。
图6是参考信号生成电路中的信号波形的一个例子。
图7是参考信号生成电路的第二构成例。
图8是跨导调整电路的第二构成例。
图9是第二构成例的平滑电路、差分信号生成电路、积算电路、校正电流生成电路、电流求和电路的详细构成例。
图10是复合BPF电路的构成例。
图11是由全差分电路构成复制电路的构成例。
图12的（A）、图12的（B）是说明中心频率的偏差检测的图。
图13是运算跨导放大器的第一构成例。
图14是运算跨导放大器的第二构成例。
图15是混频器的构成例。
图16的（A）、图16的（B）是说明混频器操作的信号波形。
图17是跨导调整电路的第三构成例。
图18的（A）、图18的（B）是根据第三构成例说明复合BPF电路的带宽的校正的图。
图19是电路装置的构成例。
图20是电子设备的构成例。
具体实施方式
下面，对本发明的优选实施方式进行详细说明。另外，下面描述的本实施方式并不会不当限制权利要求书所记载的本发明的内容，在本实施方式中描述的所有构成并非是作为本发明的解决手段所必须的。
1．复合带通滤波器
本实施方式的跨导调整电路是用于调整复合带通滤波器（复合BPF）的频率特性的电路。首先对复合BPF的原理进行说明。另外，关于复合BPF电路的工作原理，在已知文献Pietro Andreani“A CMOS gm-CPolyphase Filter with High Image Band Rejection”ESSCIRC2000(26thEuropean Solid-State Circuits Conference)中有详细的描述。
图1的（A）、图1的（B）是说明复合BPF中使用的中心频率位移电路的原理的图。另外，这些图是在上述已知文献中披露的图。如图1的（A）所示，由于对电容量为C的电容器施加了频率ω的交流电压V后，电导由j·ω·C（j为虚数单位）给出，因此，电流j·ω·C·V流过电容器。接下来，将运算跨导放大器（OTA：Operational Transconductance Amplifier）连接到电容器，通过该OTA输入与V具有90度相位差的交流电压jV。OTA的跨导gm为－ω0·C。结果，在图1的（A）的右侧电路中，电流j·(ω-ω0)·C·V流过电容器，该电路表现为电导在表观上为j·ω·C-j·ω0·C=j·(ω-ω0)·C。也就是说，该电路表现出与在原电路中使频率位移ω0时同样的响应。像这样，通过对电容器直接输入交流电压V，再进一步通过OTA输入与V具有90度相位差的交流电压jV，可得到使频率位移ω0的特性。对于OTA的详细构成例，将在后面说明。
图1的（B）是说明将中心频率位移电路应用于低通滤波器时的频率特性的图。通过将gm=－ω0·C的OTA连接到低通滤波器包括的所有电容器上，并通过该OTA输入与输入信号具有90度相位差的信号，可使低通滤波器的中心频率位移ω0。结果，可得到中心频率ω0的带通滤波器。
图2的（A）、图2的（B）、图2的（C）是说明复合BPF的基本结构的图。图2的（A）示出了为复合BPF的基础的低通滤波器（LPF）。该LPF由电感器LX及电容器CX1、CX2构成。
图2的（B）示出以电容器CX3和回转器GY1、GY2替换电感器LX的LPF。回转器GY1、GY2分别由两个OTA构成。在集成电路装置中，要在芯片内形成电感器（线圈）是很难的，但通过使用回转器，就可容易地在芯片内形成LPF。
图2的（C）是设置了二个图2的（B）的LPF并添加了中心频率位移电路（回转器）GY5、GY6、GY7而构成的复合BPF。GY5、GY6、GY7的构成与上述回转器相同，但用于使中心频率位移的回转器被称为中心频率位移电路，以区别于用于代替电感器的回转器。一个LPF中输入有第一信号I，另一个LPF中输入有与第一信号I具有90度相位差的第二信号Q。而后，通过利用回转器连接各个LPF中的电容器而使LPF的中心频率位移，即可形成带通滤波器。
2.跨导调整电路
图3示出本实施方式的跨导调整电路100的第一构成例。第一构成例的跨导调整电路100包括复制电路110、调整信号生成电路120及参考信号生成电路180。另外，本实施方式的跨导调整电路不仅限于图3的构成，可以省略部分构成元件，或替换成其它构成元件，或追加其它构成元件等，进行各种变形。
根据本实施方式的跨导调整电路100，如后所述，通过调整作为决定无线电路等中使用的复合BPF电路的特性的要素的跨导，就可校正因跨导及无源元件的制造误差及电源电压、温度的变动等引起的滤波器特性从设计值的变动（偏差）。
复制电路110是复合BPF，也是调整对象电路（复合BPF电路）200的复制电路，其中输入了第一信号I及与第一信号I具有90度相位差的第二信号Q，并生成第一输出信号OI和第二输出信号OQ。图3的复制电路110是一阶复合BPF，包括第一电阻元件RA1、第二电阻元件RA2、第一电容器CA1、第二电容器CA2、中心频率位移电路112。
第一输入节点NA1中输入有第一信号I，第二输入节点NA2中输入有与第一信号I具有90度相位差的第二信号Q。具体而言，例如，当第一信号I作为时间t表达为函数cos（ωt）时，第二信号Q表达为sin（ωt）。其中，ω为第一、第二信号I、Q的角频率。
从第一输出节点NB1输出第一输出信号OI，从第二输出节点NB2输出第二输出信号OQ。
第一电阻元件RA1设置在第一输入节点NA1和第一输出节点NB1之间。同样，第二电阻元件RA2设置在第二输入节点NA2和第二输出节点NB2之间。这些第一、第二电阻元件RA1、RA2可以由例如使用多晶硅薄膜等的无源电阻元件构成，也可以由运算跨导放大器（OTA：Operational Transconductance Amplifier）构成。另外，从电阻元件的特性线性的角度，优选无源电阻元件。
第一电容器CA1的一端连接到第一输出节点NB1，另一端连接到例如共用电位节点VCOM上。同样，第二电容器CA2的一端连接到第二输出节点NB2上，另一端连接到例如共用电位节点VCOM上。这些第一、第二电容器CA1、CA2可由例如MIM（Metal-Insulator-Metal）结构构成。
中心频率位移电路112由设置在第一输出节点NB1和第二输出节点NB2之间的第一、第二运算跨导放大器OTA1、OTA2构成。通过极性彼此不同的一对OTA（一个为正极性，另一个为负极性）将第一信号I系统的低通滤波器（RA1和CA1）与第二信号Q系统的低通滤波器（RA2、CA2）连接起来，从而能够使频率特性位移中心频率ω0，可得到带通滤波器（一阶复合BPF）。其中，如果假定OTA1、OTA2的跨导值为gm，电容器CA1、CA2的容量值为C，则中心频率ω0为ω0=gm/C。
例如，在图3中，OTA1是正极性，根据输入到非反相输入端子（+）的第一输出信号OI而输出第一输出电流，第二电容器CA2通过第一输出电流充电，由此，输出第二输出信号OQ。而OTA2是负极性，根据输入到反相输入端子(-)的第二输出信号OQ而输出第二输出电流，第一电容器CA1通过第二输出电流充电，由此，输出第一输出信号OI。
OTA1的非反相输入端子（+）连接到第一输出节点NB1，其反相输入端子(-)连接到共用电位节点VCOM，其输出端子连接到第二输出节点NB2上。OTA2的非反相输入端子（+）连接到共用电位节点VCOM，其反相输入端子(-)连接到第二输出节点NB2，其输出端子连接到第一输出节点NB1上。从调整信号生成电路120发出的跨导调整信号AGM被输入到OTA1和OTA2，OTA1、OTA2的跨导通过跨导调整信号AGM得到调整。
共用电位节点VCOM是对模拟信号的共用电位（模拟基准电位、模拟接地）节点，例如是第一电源电位（低电位侧电源电位）VSS与第二电源电位（高电位侧电源电位）VDD的中间电位的节点。
调整信号生成电路120对中心频率位移电路112及成为跨导的调整对象的调整对象电路（例如复合BPF电路）200输出跨导调整信号AGM。AGM是调整中心频率位移电路112中所包括的OTA1、OTA2的跨导（gm）及调整对象电路（复合BPF电路）200中所包括的OTA的gm的信号。
调整信号生成电路120根据第二信号Q和第一输出信号OI或根据第一信号I和第二输出信号OQ生成跨导调整信号AGM。具体而言，是检测第二信号Q和第一输出信号OI之间的相位差或检测第一信号I和第二输出信号OQ之间的相位差，并根据该相位差生成跨导调整信号AGM。
参考信号生成电路180输出第一信号I、与第一信号I相位差为90度的第二信号Q。具体而言，参考信号生成电路180根据时钟信号，生成电压在第一电压电平VH与第二电压电平VL之间变化的第一信号I及第二信号Q，并向复制电路输出。作为第一电压电平VH和第二电压电平VL的具体的值，当VDD=3V、VSS=0V时，例如VH=1.5V，VL=1.49V。而且，第一、第二信号I、Q的信号波形例如是矩形波信号，但也可以是其它信号波形。并且，如后所述，参考信号生成电路180也可输出相位互相差90度的第一至第四信号IP、QP、IN、QN。关于参考信号生成电路180的详情，将在后面进行说明。
调整信号生成电路120包括混频器MX、平滑电路LPF1、LPF2、积算电路135、校正电流生成电路140、基准偏置电流生成电路150、电流求和电路160。
混频器MX输入有第一信号I和第二输出信号OQ，或输入有第二信号Q和第二输出信号OI。该混频器MX检测第一信号I和第二输出信号OQ之间的相位差或第二信号Q和第一输出信号OI之间的相位差，并输出作为差分信号的第一、第二混频器输出信号VM1、VM2。
第一平滑电路LPF1平滑来自混频器MX的第一混频器输出信号VM1，滤除交流成分，输出直流成分VA1。同样，平滑电路LPF2平滑来自混频器MX的第二混频器输出信号VM2，滤除交流成分，输出直流成分VA2。该直流成分VA1与VA2之间的电压差VA1-VA2取决于输入混频器MX的二种信号（例如Q和OI）的相位差。另外，关于二种信号（例如Q和OI）的相位差与调整对象电路（复合BPF电路）200的特性之间的关系，将在后面说明。
混频器MX的输出信号VM1、VM2由下式得出。
VM1=V0+V(t)/2  （1）
VM2=V0-V(t)/2  （2）
其中，V0是偏移电压，如果混频器的特性理想，则V0为0，但在实际电路中，由于制造误差，晶体管等的特性会偏离设计值，因此，V0不会为0。该偏移电压V0的变化取决于制造误差及电源电压、温度的变动等。然而，通过取差分信号的差VM1-VM2，可消去偏移电压V0。通过这种方式，可抵消V0中所包含的制造误差及电源电压、温度的变动等的影响，因此，可精度良好地检测两个信号（例如Q和OI）的相位差φ。另外，在下面的说明中省略了式中的V0。
对于式（1）、（2）的V(t)，例如假定输入MX中的第二信号Q是sin(ωt)，第一输出信号OI是cos(ωt+φ)，则V(t)通过下式求得。
V(t)=k·(sin(2ωt+φ)-sinφ)  （3）
其中，k是由混频器的特性决定的常数，φ是第一输出信号OI对第一信号I的相位差。
通过平滑电路LPF1、LPF2提取混频器输出信号VM1、VM2的直流成分。平滑电路LPF1、LPF2的输出信号VA1、VA2可通过式（1）、（2）、（3）及下式求得。
VA1=-k·sinφ/2  （4）
VA2=+k·sinφ/2  （5）
图4中，示出了第一构成例的平滑电路LPF1、LPF2、积算电路135、校正电流生成电路140、电流求和电路160的详细构成例。平滑电路LPF1包括电阻元件RP及电容器CP，平滑混频器输出信号VM1并将直流成分作为输出信号VA1输出。而且，平滑电路LPF2与LPF1同样包括电阻元件及电容器，平滑混频器输出信号VM2并将直流成分作为输出信号VA2输出。
积算电路135包括运算放大器OPA、电阻元件RS1、RS2、电容器CS1、CS2，积算平滑电路LPF1、LPF2的输出信号VA1、VA2，并输出第一、第二积算电压VS1、VS2。假定从运算放大器OPA流入电容器CS1、CS2的电流分别为ID1、ID2，电容器CS1、CS2的电容为Cs，则积算电压VS1、VS2通过下式求得。
VS 1 ( t ) = 1 Cs ∫ 0 t ID 1 ( t ) dt - - - ( 6 )
VS 2 ( t ) = 1 Cs ∫ 0 t ID 2 ( t ) dt - - - ( 7 )
其中，当φ＜0时，由式（4）、（5）得出VA1＞0、VA2＜0，因而ID1＞0、ID2＜0，ID1给电容器CS1充电，ID2使电容器CS2放电。另一方面，当φ＞0时，VA1＜0、VA2＞0，因而ID1＜0、ID2＞0，ID1使电容器CS1放电，ID2给电容器CS2充电。而且，当φ=0时，得出VA1=0、VA2=0，因而ID1=0、ID2=0，电容器CS1、CS2的电荷不变。
由式（6）、（7）可知，在ID1（ID2）为正的期间，VS1（VS2）随时间而增加，在ID1（ID2）为负的期间，VS1（VS2）随时间减少。而在ID1（ID2）为零的期间，VS1（VS2）保持恒定值。
校正电流生成电路140包括OTA6作为电压控制电流源，积算电压VS1被输入非反相输入端子子（+），积算电压VS2被输入反相输入端子（－）。而后，生成与积算电压的差VS1-VS2成正比的校正电流ICR。校正电流ICR是校正复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200中包括的OTA的跨导（gm）从设计值的偏差的电流。假定OTA6的跨导值为gm6，则校正电流ICR通过下式求得。
ICR=gm6·(VS1-VS2)  （8）
基准偏置电流生成电路150生成基准偏置电流IREF。基准偏置电流IREF是用于生成为复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200中包括的OTA的跨导（gm）赋予设计值的尾电流的成为基准的电流。也就是说，当元件特性、电源电压、温度符合设计值时，基准偏置电流IREF是一种用于生成为OTA的gm赋予设计值的尾电流的成为基准的电流。另外，对于OTA的gm与尾电流之间的关系，将在后面说明。
电流求和电路160对校正电流ICR和基准偏置电流IREF进行求和。将校正电流ICR和基准偏置电流IREF求和后的电流是用于生成为OTA赋予所需的（校正后的）gm值的尾电流的成为基准的电流。
具体而言，电流求和电路160包括如图4所示的N型晶体管TN4。TN4的漏极电流Ids由于是Ids=ICR+IREF，因而可将TN4的栅极、源极间电压作为跨导调整信号AGM输出。另外，对于OTA的构成例和利用跨导调整信号AGM的gm调整，将在后面说明。
图5示出参考信号生成电路180的第一构成例。第一构成例的参考信号生成电路180包括信号生成电路180及电压电平变换电路184。另外，本实施方式的参考信号生成电路不仅限于图5的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
信号生成电路182包括分频器DIV及位移寄存器SFTRG，根据时钟信号CLK，生成相位不同的第一矩形波信号S1至第n（n为2以上的整数）的矩形波信号Sn。分频器DIV将时钟信号CLK进行四分频，并输出分频后的信号SD。位移寄存器SFTRG通过时钟信号CLK使由分频器DIV分频的信号SD位移，从而输出第一矩形波信号S1至第n矩形波信号Sn。
具体而言，如图5所示，信号生成电路182中，位移寄存器SFTRG输出矩形波信号S1～S4，并通过逆变器输出矩形波信号S1～S4的反转信号XS1～XS4。
电压电平变换电路184包括电阻分割电路RDV和开关电路SWA，输入有第一矩形波信号S1至第n矩形波信号Sn，进行电压电平的变换处理，并输出第一信号I及第二信号Q。
电阻分割电路RDV包括例如电阻元件RD1、RD2、RD3，通过电阻分割，生成第一电压电平VH及第二电压电平VL。
开关电路SWA包括例如开关元件SA1～SA4、SB1～SB4。SA1～SA4、SB1～SB4根据矩形波信号S1～S4及反转信号XS1～XS4接通或断开，交替选择第一电压电平VH及第二电压电平VL。并通过交替选择VH、VL，生成并输出电压在VH与VL之间变化的第一至第四信号IP、QP、IN、QN。
例如，在矩形波信号S4为H电平（高电位电平、VDD电平）期间，开关元件SA1被设定为导通状态，开关元件SB1被设定为断开状态。另一方面，在矩形波信号S4为L电平（低电位电平、VSS电平）期间，开关元件SA1被设定为断开状态，开关元件SB1被设定为导通状态。通过这样，在矩形波信号S4为H电平期间，第一电压电平VH被作为第一信号IP输出，而在矩形波信号S4为L电平期间，第二电压电平VL被作为第一信号IP输出。
第一至第四信号IP、QP、IN、QN的振幅、即VH-VL为时钟信号CLK的振幅（VDD-VSS）的1/2以下，优选为1/4以下。例如，当时钟信号CLK的振幅为3V时，第一至第四信号IP、QP、IN、QN的振幅为20mV。像这样，通过使第一至第四信号IP、QP、IN、QN的振幅变得足够小，可确保OTA的线性，确保调整对象电路（复合BPF电路）200的SN比，并减少二阶谐波对调整对象电路（复合BPF电路）200的影响等。
电阻分割电路RDV包括的N型晶体管TND在使能信号EN为H电平时被设定为导通状态，电阻分割电路RDV生成VH、VL。以这种方式，在跨导调整电路100不工作期间，可将使能信号EN调整为L电平，降低功耗。
图6示出参考信号生成电路180中的信号波形的一个例子。在图6中，示出了时钟信号CLK、矩形波信号S1～S4、第一至第四信号IP、QP、IN、QN的各信号波形。
如图6所示，根据参考信号生成电路180，可生成并输出电压在第一电压电平VH和第二电压电平VL之间变化的第一至第四信号IP、QP、IN、QN。IP与QP相位相差90度，IN与QN相位相差90度。而且，IP与IN相位相差180度，QP与QN相位相差180度。
从参考信号生成电路180输出的第一至第四信号IP、QP、IN、QN是例如图6所示的矩形波信号，由于被输入有这些信号的复制电路110具有带通滤波器（BPF）特性，因此，可被整形为正弦波并向混频器MX输出。
而且，从参考信号生成电路180输出的第一至第四信号IP、QP、IN、QN包括基本波和奇阶谐波，因而复制电路110的输出信号中可能会残余一些奇阶谐波。在这种情况下，最低阶的谐波（三阶）成分通过混频器MX混合，结果，从混频器MX输出4倍和2倍的频率成分。但是，这些频率成分通过设置在混频器MX后段的平滑电路LPF1、LPF2衰减至允许电平以下。
在本实施方式的参考信号生成电路180中，使用数字电路分频器DIV及位移寄存器SFTRG，根据时钟信号CLK进行时序控制。因此，相比仅通过模拟电路生成第一至第四信号IP、QP、IN、QN的情况，结构更简单，且可进行高精度的相位控制。
图7示出参考信号生成电路180的第二构成例。第二构成例的参考信号生成电路180包括信号生成电路182及电压电平变换电路184。另外，本实施方式的参考信号生成电路不仅限于图7的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
信号生成电路182包括分频器DIV及位移寄存器SFTRG，根据时钟信号CLK，生成相位不同的第一矩形波信号S1至第n（n为2以上的整数）的矩形波信号Sn。分频器DIV将时钟信号CLK进行四分频，并输出分频后的信号SD。位移寄存器SFTRG通过时钟信号CLK使由分频器DIV分频的信号SD位移，从而输出第一矩形波信号S1至第n矩形波信号Sn。例如图5所示，位移寄存器SFTRG输出矩形波信号S1～S4。
图7所示的电压电平变换电路184包括衰减器ATT1～ATT4、电容器CC1～CC4及电平位移电路LSFT1～LSFT4。衰减器ATT1～ATT4使第一矩形波信号S1至第四矩形波信号S4（广义为第n矩形波信号Sn）衰减。电平位移电路LSFT1～LSFT4使由衰减器ATT1～ATT4衰减的信号的电压电平位移，生成并输出电压在第一电压电平VH与第二电压电平VL之间变化的第一至第四信号IP、QP、IN、QN。电容器CC1～CC4是为消去直流成分而设置的。
电平位移电路LSFT1包括电阻元件RE1、RE2，通过电阻分割，例如生成第一电源电压VSS与第二电源电压VDD的中间电压。然后，经衰减器ATT1衰减的信号被叠加，可生成并输出电压在第一电压电平VH与第二电压电平VL之间变化的第一信号IP。同样地，电平位移电路LSFT2～LSFT4生成并输出电压在第一电压电平VH与第二电压电平VL之间变化的第二信号至第四信号QP、IN、QN。
衰减器ATT1～ATT4的衰减率被设定为使得第一至第四信号IP、QP、IN、QN的振幅、即VH-VL为时钟信号CLK的振幅（VDD-VSS）的1/2以下，优选为1/4以下。
图8示出本实施方式的跨导调整电路100的第二构成例。与上述第一构成例相同，第二构成例包括复制电路110、调整信号生成电路120及参考信号生成电路180。另外，本实施方式的跨导调整电路不仅限于图8的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
对于复制电路110及参考信号生成电路180，由于其与上述第一构成例相同，在此省略对其的详细描述。
调整信号生成电路120包括混频器MX1、MX2、平滑电路LPF、差分信号生成电路130、积算电路135、校正电流生成电路140、基准偏置电流生成电路150、电流求和电路160。
混频器MX1输入有第一信号I和第二输出信号OQ、或第二信号Q和第一输出信号OI。该混频器MX1检测第一信号I与第二输出信号OQ之间的相位差、或第二信号Q与第一输出信号OI之间的相位差。
平滑电路LPF平滑来自混频器MX1的输出信号，消去交流成分，输出直流成分。该直流成分的电压取决于混频器MX1中输入的二种信号（例如Q和OI）的相位差。调整信号生成电路120根据平滑电路LPF的输出，生成跨导调整信号AGM。另外，对于二种信号（例如Q和OI）的相位差与调整对象电路（复合BPF电路）200的特性之间的关系，将在后面说明。
差分信号生成电路130根据平滑电路LPF的输出信号VA与基准电压信号VR之间的差分，生成差分信号电流ID（广义是指差分信号）。调整信号生成电路120根据差分信号电流ID，生成跨导调整信号AGM。
第二混频器MX2的一个输入端子被设定为第一直流电压电平，另一个输入端子被设定为第二直流电压电平，输出基准电压信号VR。具体而言，例如图8所示，一个输入端被设定为第一逻辑电平（L电平、低电位电平）VL，另一个输入端被设定为共用电位VCOM。共用电位VCOM是对模拟信号的共用电位（模拟基准电位、模拟接地），例如是第一电源电位（低电位侧电源电位）VSS与第二电源电位（高电位侧电源电位）VDD的中间电位。
假定混频器MX1的输出信号为V1，混频器MX2的输出信号为V2，则V1、V2通过下式得出。
V1=V0+V(t)  （9）
V2=V0  （10）
其中，V0是输出失调电压，如果混频器特性理想，则其为0，但实际的电路中，由于制造误差而引起晶体管等的特性偏移设计值，因此，V0不会为0。该输出失调电压V0的变化取决于制造误差和电源电压、温度的变动等。MX2输出的基准电压信号VR是将混频器的输入信号均设置为0时的混频器输出信号，包括混频器的输出失调电压V0。
如果使得构成二种混频器MX1、MX2的晶体管及电阻元件等的构造和尺寸相同，并在芯片上邻接配置，则MX1和MX2的制造误差和电源电压、温度的变动等造成的失调电压V0的变化是相同的。
例如，假定输入MX1的第二信号Q为sin(ωt)，第一输出信号OI为cos(ωt+φ)，则式（9）的V（t）可通过下式得出。
其中，k是由混频器的特性决定的常数，φ是第一输出信号OI对第一信号I的相位差。
如果通过平滑电路LPF提取MX1的输出信号V1的直流成分，则平滑电路LPF的输出信号VA由式（9）、（11）及下式得出。
VA=V0-k·sinφ  （12）
由于利用差分信号生成电路130使VA与VR（=V0）的差VA-VR，可抵消V0中包含的因制造误差及电源电压、温度的变动等造成的影响，因此，可精度良好地检测二种信号（例如Q和OI）的相位差φ。
图9示出了第二构成例的平滑电路LPF、差分信号生成电路130、积算电路135、校正电流生成电路140、电流求和电路160的详细构成例。平滑电路LPF包括电阻元件RP及电容器CP，平滑来自混频器MX1的输出信号，并将直流成分作为输出信号VA输出。
差分信号生成电路130包括OTA5作为电压控制电流源，非反相输入端子（+）中输入有平滑电路LPF的输出信号VA，反相输入端子（－）中输入有基准电压信号VR。然后，将与差分VA-VR成正比的电流作为差分信号电流ID输出。例如，当通过式（4）得出VA时，ID可通过下式得到。
ID=-gm5·k·sinφ  （13）
其中，gm5是OTA5的跨导值。
当ID＞0时，ID从OTA向积算电路135流动，而当ID＜0时，ID从积算电路135流入OTA5。即，由式（13）看，当φ＜0时，ID＞0，ID给积算电路135的电容器CS充电。另一方面，当φ＞0时，ID＜0，ID使积算电路135的电容器CS放电。
积算电路135包括电容器CS，对差分信号电流ID进行积算，输出积算电压VS。积算电压VS通过下式求得。
VS ( t ) = 1 Cs ∫ 0 t ID ( t ) dt - - - ( 14 )
其中，Cs为电容器CS的电容量。由式（14）可知，在ID为正的期间，VS随时间增加，在ID为负的期间，VS随时间减少。而在ID为0的期间，VS保持在一个恒定值。
校正电流生成电路140包括OTA6作为电压控制电流源，非反相输入端子（+）中输入有积算电压VS，反相输入端子（－）被设定为共用电位VCOM。然后，生成与来自积算电路135的积算电压VS成正比的校正电流ICR。校正电流ICR是校正复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200中的OTA的跨导（gm）从设计值的偏离的电流。假定OTA6的跨导值为gm6，则校正电流ICR通过下式求得。
ICR=gm6·VS  （15）
基准偏置电流生成电路150生成基准偏置电流IREF。基准偏置电流IREF是用于生成为复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200中包括的OTA的跨导（gm）赋予设计值的尾电流的成为基准的电流。也就是说，当元件特性、电源电压、温度符合设计值时，基准偏置电流IREF是一种用于生成为OTA的gm赋予设计值的成为基准的电流。另外，对于OTA的gm与尾电流之间的关系，将在后面说明。
电流求和电路160对校正电流ICR和基准偏置电流IREF进行求和。将校正电流ICR和基准偏置电流IREF求和后的电流是用于生成为OTA赋予所需的（校正后的）gm值的尾电流的成为基准的电流。
具体而言，电流求和电路160包括如图9所示的N型晶体管TN4。TN4的漏极电流Ids由于是Ids=ICR+IREF，因而可将TN4的栅极、源极间电压作为跨导调整信号AGM输出。另外，对于OTA的构成例和利用跨导调整信号AGM的gm调整，将在后面说明。
图10示出了复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200的构成例。图10所示的复合BPF电路200包括电阻元件R1a～R1d、R2a～R2d、电容器C1a、C1b、C3a、C3b、中心频率位移电路FRQS1～FRQS4及电感器等效电路X1～X4。另外，本实施方式的复合BPF电路不仅限于图10的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。例如，复合BPF电路200的阶数不仅限于四阶，也可以是其它阶数。
中心频率位移电路FRQS1～FRQS4由二种运算跨导放大器（OTA）构成。如上所述，第一信号I系统的低通滤波器与第二信号Q系统的低通滤波器通过极性不同的一对OTA连接，因此，可使中心频率ω0的频率特性位移。也就是说，可由低通滤波器得到带通滤波器（四阶复合BPF）。
电感器等效电路X1～X4由四个运算跨导放大器（OTA）和一个电容器构成，作为电感器L2a、L4a、L2b、L4b起作用。假定电感器等效电路X1～X4中包括的电容器C2a、C4a、C2a、C4b的电容值为Cx，各OTA的跨导值为gm，则各电感器L2a、L4a、L2b、L4b的电感值L可通过L=Cx/gm2得到。
四种输入信号IP、IN、QP、QN是相位互为不同的信号。IP与IN相位相差180度，QP与QN相位也相差180度。也就是说，IP与IN以及QP与QN分别构成一对差分信号。而且，IP与QP相位相差90度，IN与QN相位也相差90度。
中心频率位移电路FRQS1～FRQS4及电感器等效电路X1～X4中包括的OTA根据来自上述跨导调整电路100的跨导调整信号AGM来调整跨导值（gm值）。
复合BPF电路200作为带通滤波器工作，假定其中心频率为f0，则ω0(=2×π×f0)与各OTA的gm值如下设定。
gm1=ω0×CC1a  （16）
gm2=ω0×CC2a  （17）
gm3=ω0×CC3a  （18）
gm4=ω0×CC4a  （19）
其中，gm1～gm4是中心频率位移电路FRQS1～FRQS4所包括的OTA的跨导值，CC1a、CC2a、CC3a、CC4a是电容器C1a、C2a、C3a、C4a的容量值（电容值）。在设计电路时，要设定各OTA的跨导值gm1～gm4及各电容器的容量值CC1a、CC2a、CC3a、CC4a，以使ω0为所需的频率。
在实际电路中，由于制造误差及电源电压、温度的变动等，gm或C会变化，因此，中心频率ω0及BPF的遮断频率将会偏离设计值。本实施方式的跨导调整电路100是检测一阶复合BPF的中心频率的偏差并通过调整OTA的跨导值gm来校正该偏差的电路。在OTA中，gm偏离期望值、即偏离设计假定值的原因在于工艺、电源电压、周围温度的变化会引起MOS晶体管的β或尾电流ISS偏离设计假定值。其中，β是表示MOS晶体管的特性的参数中的一个，假定沟道宽度为W，沟道长度为L，迁移率为μ，栅极氧化膜的每单位面积的容量为Cox，则β由下式得出。
β=(W/L)·μ·Cox  （20）
因此，如果图10中的所有OTA的gm发生某种偏离，那么，在同一集成电路内的近旁形成的图1或图7的OTA1、OTA2的gm也会因相同的原因发生相同比率的偏离。
像这样，由于制造误差及电源电压、温度的变动等引起跨导值gm或容量值C生成变化时，跨导调整电路100和复合BPF电路200的中心频率会同样地发生变化。另外，跨导调整电路100的中心频率与复合BPF电路200的中心频率也可以不相同。
另外，跨导调整电路100的复制电路110不仅限于一阶复合BPF，也可以是二阶以上的复合BPF。而且，也可如图10的复合BPF电路200，由全差分电路构成。
图11示出了由全差分电路构成跨导调整电路100的复制电路110（一阶复合BPF）的构成例。中心频率位移电路112由一对全差分型的OTA构成。通过将第一信号IP、IN系统的低通滤波器与第二信号QP、QN系统的低通滤波器通过一对极性不同的OTA（一个为正极性，另一个为负极性）连接，能够使频率特性位移中心频率ω0，可得到带通滤波器。
图12的（A）、图12的（B）是说明本实施方式的跨导调整电路100的中心频率的偏差的检测的图。图12的（A）示出了跨导调整电路100（图1、图7）的复制电路110中的第一输出信号OI对第一、第二信号I、Q的相位差与中心频率之间的关系。而且，图12的（B）示出了复合BPF电路200（例如四阶复合BPF）的频率特性。假定带通滤波器的中心频率的设计值（期望值）为ω0。
如图12的（A）所示，跨导调整电路100中包括的复制电路110（一阶复合BPF）中，第一输出信号OI与第一信号I之间的相位差在-90度至90度的范围内变化。虽然未图示出，但例如当复合BPF电路200为四阶复合BPF时，在正频区域内，相位差在-360度至360度范围内变化。
如图12的（A）的A1所示，当中心频率与设计值ω0一致时，在频率ω0上，第一输出信号OI与第一信号I之间的相位差φ为0度。而且，由于第二信号Q的相位在正频区域内比第一信号I延迟90度，因此，在频率ω0上，OI与Q之间的相位差为90度。这时，复合BPF电路200的增益的频率特性将变为如图12的（B）的B1所示的特性。
例如图12的（A）的A2所示，当由于制造误差等原因，中心频率变成ω1（ω1＞ω0）时，在频率ω0上，OI与I之间的相位差φ变为大于0度，而OI与Q之间的相位差变为大于90度。这时，复合BPF电路200的增益的频率特性将变为例如图12的（B）的B2所示的特性。
而且，例如图12的（A）的A3所示，当由于制造误差等原因，中心频率变成ω2（ω＜ω0）时，在频率ω0上，OI与I之间的相位差φ变为小于0度，而OI与Q之间的相位差变为小于90度。这时，复合BPF电路200的增益的频率特性将变为例如图12的（B）的B3所示的特性。
因此，对跨导调整电路100的复制电路110输入频率ω0的第一、第二信号I、Q，并根据平滑电路LPF1、LPF2的输出信号VA1、VA2或差分信号生成电路130的差分信号电流ID，可推断复合BPF电路200的中心频率是否与设计值ω0一致，以及复合BPF电路200的二个遮断频率ωH与ωL是否与设计值一致。
复合BPF电路200与跨导调整电路100形成在同一块IC芯片内。因此，复合BPF电路200的中心频率及二个遮断频率ωH与ωL的变动原因（工艺变动、电源电压变动、周围温度变动）与跨导调整电路中包括的复制电路110的中心频率变动原因（工艺变动、电源电压变动、周围温度变动）是一致的。
基于这个事实，在本实施方式的跨导调整电路100中，不是检测调整对象电路（复合BPF电路）200中的中心频率变动/遮断频率变动，而是检测跨导调整电路100中包括的复制电路（一阶复合BPF）110的中心频率变动，并根据检测结果调整复制电路110和调整对象电路200中包括的所有OTA的gm值，使其接近设计值。
具体而言，如果平滑电路的输出信号的差分VA1-VA2（图4）或差分信号电流ID（图9）为0，则判定中心频率及二个遮断频率ωH与ωL与设计值一致。如果VA1-VA2或ID为负（即φ＞0），则判定中心频率偏移得比ω0更高，而如果VA1-VA2或ID为正（即φ＜0），则判定中心频率偏移得比ω0更低。
另外，虽然未图示出，但第二输出信号OQ对第二信号Q的相位差也与图12的（A）的OI对I的相位差相同。因此，OQ与I的相位差在中心频率ω0上成为90度，因而也可以将OQ与I的相位差进行比较。也就是说，也可以使用OQ与I作为混频器MX（或MX1）的输入。
如式（8）或式（15）所示，当积算电压的差分VS1-VS2或积算电压VS为负时，校正电流ICR也为负，因此，可进行减少跨导（gm）的调整。通过减少gm，中心频率（=gm/C）变低，接近于设计值ω0。另一方面，当积算电压的差分VS1-VS2或积算电压VS为正时，校正电流ICR也为正，因此，可进行增加跨导的调整。通过增加gm，中心频率变高，接近于设计值ω0。然后，当中心频率与设计值ω0一致时，平滑电路的输出信号的差分VA1-VA2或差分信号电流ID为0，其后，积算电压的差分VS1-VS2或积算电压VS保持为恒定电压，因此，gm也保持在恒定值。
此外，对于如何通过跨导调整信号AGM来调整OTA的gm，将在后面进行说明。
如上所述，跨导调整不只对复制电路110中包括的OTA，也可对调整对象电路200中包括的OTA进行，因此，调整对象电路200的中心频率及二个遮断频率ωH和ωL也可被校正为设计值。因为存在上述ω0=gm/C的关系，因此，通过调整gm，可校正包括电容器的电容值C的变动的中心频率。例如，当电容值C变成设计值的k倍时，通过将gm值也调整为设计值的k倍，可将中心频率校正为设计值。
而且，如果将电感器等效电路X1～X4（图10）的电感与邻接的电容器C1a、C3a、C1b、C3b的电容值的乘积保持为规定的设计值，则调整对象电路（复合BPF电路）200的特性能够得到保持。例如，假定X1（L2a）的电感值为LL2a，邻接的电容器C1a、C3a的电容值为CC1a、CC3a时，如果将电感值与电容值的乘积LL2a×CC1a、LL2a×CC3a保持为规定的设计值，则复合BPF电路200的特性可得到保持。其中，如上所述，由于存在LL2a=CC2a/gm2的关系，因而可得出下式。
LL2a×CC1a=CC2a×CC1a/gm2  （21）
LL2a×CC3a=CC2a×CC3a/gm2  （21）
由上式可知，即使电容值变为设计值的k倍，通过将gm值调整为设计值的k倍，可使电感值与电容值的乘积保持在恒定值。
像这样，根据本实施方式的跨导调整电路100，不直接检测复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200的中心频率与设计值的偏差，而是检测一阶复合BPF（广义是指复制电路）110的相位误差，根据该检测结果，通过调整OTA的跨导，可校正中心频率及传输特性（遮断频率等）与设计值的偏差。结果，在将本实施方式的跨导调整电路用于无线设备等的时候，由于可在例如无线通信开始前，或无线通信中校正因制造误差及电源电压、温度的变动等引起的中心频率及传输特性的从设计值的偏离，因此，可实现更稳定更可靠的无线通信。
图13示出了运算跨导放大器（OTA）的第一构成例。另外，本实施方式的OTA不仅限于图13的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
图13所示的OTA的第一构成例包括N型晶体管TN1、TN2、TN3及P型晶体管TP1、TP2。TN1的栅极连接到非反相输入端子VIN+，TN2的栅极连接到反相输入端子VIN-。TP1、TP2构成电流镜电路。TN1的漏极、TP1的漏极和栅极、TP2的栅极共用连接。而且，TN2的栅极和TP2的栅极共用连接，并连接到电流输出端子IOUT。TN3作为尾电流ISS的电流源工作，通过输入栅极中的跨导调整信号AGM，栅极偏置电压可得到调整，因此，可调整尾电流ISS的电流值。
TN3与电流求和电路160（图4、图9）的TN4构成电流镜电路，因此，TN3的漏极电流（尾电流ISS）的电流值与TN4的漏极电流（ICR+IREF）的电流值成比例。这个比例常数取决于TN3与TN4的尺寸。例如，当TN3与TN4的沟道长相同时，即为沟道宽度的比。以这种方式，OTA的尾电流ISS的电流值被设定为与ICR+IREF成比例。
OTA的跨导gm用尾电流ISS通过如下阶式表示。
gm = β · ISS - - - ( 23 )
式中，β是由式（20）得出的TN1、TN2的特性参数。本式（23）是由例如已知文献谷口研二所著的《CMOS模拟电路入门》第四版（2006年8月1日、CQ出版）中的P101～P103推导出的。
由式（23）可知，通过调整尾电流ISS，可调整OTA的gm。如上所述，电流求和电路160中包括的TN4（图4、图9）与尾电流源的TN3构成电流镜电路，因此，可得到与TN4的漏极电流Ids=ICR+IREF成比例的尾电流ISS。
图14示出了运算跨导放大器（OTA）的第二构成例。另外，本实施方式的OTA不仅限于图14的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
在图14所示的OTA的第二构成例中，N型晶体管NM3、NM4构成OTA的差分输入对，各栅极分别连接到输入端子INN、INP。P型晶体管PM5、PM6构成负荷电流源，各漏极分别连接到输出端子OUTP、OUTN上。N型晶体管NM1、NM2的各栅极被施加偏置电压VBN，分别级联连接到差分输入对NM3、NM4上。这些NM1、NM2具有提高OTA的输出阻抗、以减小负荷变动的影响的作用。N型晶体管NM5、NM6构成尾电流的电流源，OTA的尾电流通过输入各栅极的跨导调整信号AGM得到调整。
P型晶体管PM3、PM4、PM8是共模反馈用晶体管，具有使OTA的操作点的直流电位稳定的作用。而且，P型晶体管PM9及N型晶体管NM7、NM8、NM9构成偏置电压生成电路，生成负荷电流源PM5、PM6的栅极偏置电压。
图15示出了混频器MX、MX1、MX2的第二构成例。另外，本实施方式的混频器MX、MX1、MX2不仅限于图15的结构，可以省略部分结构元件，或替换成其它结构元件，或追加其它结构元件等，进行各种变形。
图15所示的混频器的构成例包括N型晶体管TB1～TB6、电阻元件RB1、RB2及电流源IS。TB1、TB2的各栅极中输入有输入信号VIN1、TB3～TB6的各栅极中输入有输入信号VIN2。输出信号VOUT从TB3、TB6的各漏极的共同连接节点及TB4、TB5的各漏极的共同连接节点输出。
图16的（A）、图16的（B）是说明图15所示的混频器的动作的信号波形。16的（A）是二个输入信号VIN1、VIN2同相位时的信号波形。在这种情况下，输出信号VOUT成为相对于共用电位VCOM成为正侧（+侧）的波形。另一方面，当VIN1和VIN具有90度相位差时，如图16的（B）所示，输出信号VOUT成为对共用电位VCOM具有正侧（+侧）部分和负侧（-侧）部分的波形。
例如，假定输入信号VIN1为第二信号Q(sin(ωt))，输入信号VIN2为第二输出信号OI(cos(ωt+φ))时，输出信号VOUT则为k×(sin(2ωt+φ)-sinφ)。通过平滑电路LPF平滑这个输出信号VOUT，可提取上式的第二项的直流成分平滑电路LPF的遮断频率应设定为0与2ω之间，在构成平滑电路的电容器与电阻元件的占据面积的允许范围内，优选为接近于0。
像这样，通过提取混频器的输出信号的直流成分，可生成与输入混频器中的二个信号的相位差相应的直流信号。当相位差为90度时，该直流信号为0V，其他情况下，为正或负。
图17示出了本实施方式的跨导调整电路100的第三构成例。第三构成例的调整信号生成电路120在上述第一构成例（图3）中，还包括第一、第二开关元件SW1、SW2及电阻值调整电路190。
参考信号生成电路180输出第一、第二信号I、Q及与I或Q相位不同的第三信号P。具体而言，例如，第三信号P是对I相位超前45度或延迟45度的信号。
调整信号生成电路120根据第三信号P和第一输出信号OI、或根据第三信号P和第二输出信号OQ，对第一电阻元件RA1、第二电阻元件RA2及调整对象电路（复合BPF电路）200输出调整电阻值的信号ARS。具体而言，例如，图10所示的复合BPF电路200中包括的电阻元件R1a～R1d、R2a～R2d的各电阻值通过调整电阻值的信号（电阻值调整信号）ARS而得到调整。
第一开关元件SW1切换混频器MX的一侧的输入信号。另一方面，第二开关元件SW2切换平滑电路LPF1、LPF2的输出目的地。具体而言，在上述校正中心频率的动作模式中，通过SW1选择第二信号Q作为混频器MX的一侧的输入信号，通过SW2选择积算电路135作为平滑电路LPF1、LPF2的输出信号VA1、VA2的输出目的地。而且，在以下说明的校正带宽的模式中，通过SW1选择第三信号P作为混频器MX的一侧的输入信号，通过SW2选择电阻值调整电路190作为平滑电路LPF1、LPF2的输出信号VA1、VA2的输出目的地。
电阻值调整电路190根据输出信号VA1、VA2对第一、第二电阻元件RA1、RA2及调整对象电路（复合BPF电路）200输出电阻值调整信号ARS。
根据第三构成例的跨导调整电路100，例如根据第三信号P和第一输出信号OI，通过调整各电阻元件RA1和RA2的电阻值，可将跨导调整电路100的复制电路110（一阶复合BPF电路）的带宽、即二个（高频侧及低频侧）遮断频率ωH、ωL校正为设计值（期望值）。在这种情况下，一阶复合BPF电路的带宽变动的原因在于作为无源元件而构成的电阻RA1、RA2的工艺、电源电压及温度所引起的变动。
图10所示的复合BPF电路200包括无源电阻R1a～R1d、R2a～R2d。这些无源电阻与图17中的一阶复合BPF电路的无源电阻RA1、RA2构造相同，材料相同。以相同构造、相同材料形成的这些无源电阻由于与一阶复合BPF电路相同的变动原因（工艺变动、电源电压变动、温度变动）而表现出与其同样的特性变动。因此，通过检测一阶复合BPF电路110的带宽变动，并调整一阶复合BPF电路110及复合BPF电路200中包括的无源电阻值，可将复合BPF电路200的特性校正为接近于设计值。
图18的（A）、图18的（B）是说明校正第三构成例的复合BPF电路的带宽的图。例如，假定图18的（A）中的D1所表示的频率特性为所需的频率特性。假定由中心频率ω0的增益（最大增益）衰减3dB后的频率（遮断频率）为ω1、ω2，那么，由ω1-ω2=2×Δω可求出带宽。
该带宽取决于一阶复合BPF电路的各电阻元件的电阻值，可由下式表示。
ω1-ω2=2/（CA1×RA1）  （24）
因此，即使在设计时为达到所需的带宽而设定了各电阻元件的电阻值，但只要因制造误差、电源电压变动、或周围温度而引起电阻值变动，则带宽也会变动。例如，如果RA1向变得比设计值更小的方向变动，则如图18的（A）的D2、D3所示，带宽将扩大。
如图18的（B）所示，第一输出信号OI对第一信号I的相位差在遮断频率ω1上为-45度，在遮断频率ω2上为45度。例如，如果输入相位对I超前45度的信号作为第三信号P，则OI对P的相位变化，在ω1上将为-90度。而且，虽然未图示出，但例如如果输入相位对I延迟45度的信号作为第三信号P，则OI对P的相位变化，在ω2上将为90度。
像这样，输入相位对I延迟45度或超前45度的信号作为第三信号P，可通过混频器MX、平滑电路LPF1、LPF2检测OI对P的相位差为90度或-90度的频率。
具体而言，通过从参考信号生成电路180输入频率ω1或ω2的三种信号I、Q、P，电阻值调整电路190通过电阻值调整信号ARS改变各电阻元件的电阻值，并设定电阻值，以使相位变化最接近90度或-90度。以这种方式，电阻值调整电路190可调整各电阻元件的电阻值，以使遮断频率与所需的值（设计值）一致。
为了调整电阻元件的电阻值，例如，可设置多个使用多晶硅薄膜等的无源电阻元件，并利用选择电路选择这些电阻元件中的一个或多个电阻元件，进行电连接。这种情况下的电阻值调整信号ARS是控制选择电路的信号。
此外，为了使用第三信号P和第二输出信号OQ来检测遮断频率ω1、ω2，可输入相位对Q延迟45度或超前45度的信号作为第三信号P。
在图18的（A）、图18的（B）中，将OI与I的相位差为-45度或45度时的频率作为遮断频率ω1、ω2进行了说明，但也可以是其它相位差。例如，也可以是-40度或40度。这种情况下，可使第三信号P为相位对I超前40度或延迟40度的信号。
如上所述，根据本实施方式的跨导调整电路100，通过检测跨导调整电路100中包括的复制电路（一阶复合BPF电路）110的中心频率从设计值的偏差，并根据检测结果调整OTA的跨导，可精度良好地校正中心频率与设计值的偏差。同时，可准确地校正复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200的中心频率及遮断频率与设计值的偏差。结果，当把本实施方式的跨导调整电路用于无线设备等时，可在无线通信开始前或无线通信中校正因制造误差及电源电压、温度的变动等而引起的中心频率与设计值的偏差。
而且，由于可以检测遮断频率等定义复合BPF电路的带宽的特性，并根据检测结果调整电阻元件的电阻值，因此，可校正因制造误差等引起的带宽与设计值的偏差。结果，可实现更稳定更可靠的无线通信。在图17所示的第三构成例的情况下，具体而言，例如如果在无线通信开始前进行无源电阻的调整，在无线通信中进行OTA的跨导gm的调整，将是有利的。
3.电路装置
图19示出了包括本实施方式的跨导调整电路100及复合BPF电路（广义是指调整对象电路）200在内的电路装置（例如无线通信用LSI）300的构成例。电路装置300包括发送电路210、接收电路310、基准时钟生成电路220及控制电路260。发送电路210包括发送用PLL（Phase-LockedLoop）电路230、调制用控制电压生成电路250及功率放大器（PA）240。接收电路310包括低噪声放大器（LNA）320、频率变换电路330、接收用PLL电路350、复合BPF电路200、跨导调整电路100、解调电路360。
发送用PLL电路230根据来自基准时钟生成电路220的基准时钟，生成载波的频率信号。调制用控制电压生成电路250根据控制电路260发出的发送数据生成调制用控制电压信号，并向发送用PLL电路230输出。功率放大器（PA）240放大发送用PLL电路230的输出信号，并输入天线ANT。
基准时钟生成电路220生成基准时钟，并向发送用PLL电路230及接收用PLL电路350输出。
低噪声放大器（LNA）320放大从天线ANT输入的接收信号。频率变换电路330进行由接收频率向中间频率的频率变换。复合BPF电路200从频率变换后的信号中消去不需要的频率成分，并输出所需的信号。接收用PLL电路350根据来自基准时钟生成电路220的基准时钟，生成局部频率的信号，并向频率变换电路330输出。解调电路360解调期望波的信号并提取必要的数据。如上所述，跨导调整电路100进行复合BPF电路200的跨导调整等。
控制电路260进行接收发送的控制处理及与电路装置300的外部的电路（主机等）的数据通信。具体而言，例如，控制电路260进行载波的设定处理、调制处理、解调处理等。
根据本实施方式的跨导调整电路100及复合BPF电路200，通过检测跨导调整电路100中包括的复制电路（一阶复合BPF电路）110的中心频率与设计值的偏差，并根据检测结果调整OTA的跨导，可精度良好地校正复合BPF电路200的中心频率与设计值的偏差。结果，可在例如无线通信开始前或无线通信中校正因制造误差及电源电压、温度的变动等引起的中心频率与设计值的偏差。而且，由于可以检测遮断频率等定义一阶复合BPF电路的带宽的特性，并根据检测结果调整复合BPF电路200中包括的电阻元件的电阻值，因此，可校正因制造误差等引起的带宽与设计值的偏差。结果，可实现更稳定更可靠的无线通信。
4．电子设备
图20示出包括本实施方式的电路装置300的电子设备400的构成例。本实施方式的电子设备400包括电路装置300、传感器单元410、A/D转换器420、存储部430、主机440、操作部450。
电子设备400是例如温度/湿度计、脉搏计、计步器等，可通过无线发送检测出的数据。传感器单元410包括温度传感器、湿度传感器、陀螺仪传感器、加速度传感器、光电传感器、压力传感器等，根据电子设备400的用途来使用传感器。传感器部410放大传感器的输出信号（传感器信号），通过滤波器消除噪音。A/D转换器420将放大的信号转换为数据信号并向电路装置300输出。主机440由例如微型计算机等构成，根据数据信号处理或被存储在存储部430中的设定信息以及操作部450发出的信号进行电子设备400的控制处理。存储部430由例如闪存器等构成，存储设定信息及检测数据等。操作部450由例如键盘等构成，由用户在操作电子设备400时使用。
另外，如上所述，对本实施方式进行了详细的说明，但本领域技术人员能够理解，只要实质上不脱离本发明的新事项及效果，本发明可以有很多变形。因此，这样的变形例全部包括在本发明的范围内。例如，在说明书或图面中，至少有一次与更广义或同义的不同术语一起被记述的术语，在说明书或图面的任何地方，均可与该不同术语互换。而且，跨导调整电路、电路装置及电子设备的结构、动作均不仅限于本实施方式中的说明，可以进行多种变形。
符号说明
100  跨导调整电路              110  复制电路
112  中心频率位移电路          120  调整信号生成电路
130  差分信号生成电路           135  积算电路、
140  校正电流生成电路           150  基准偏置电流生成电路、
160  电流求和电路               170  相位比较电路
180  参考信号生成电路           182  信号生成电路
184  电压电平变换电路           190  电阻值调整电路
200  调整对象电路               210  发送电路
220  基准时钟生成电路           230  PLL电路（发送用）
240  功率放大器                 250  调制用控制电压生成电路
260  控制电路                   300  电路装置
310  接收电路                   320  低噪声放大器
330  频率变换电路               350  PLL电路（接收用）
360  解调电路                   400  电子设备
410  传感器部                   420  A/D转换器
430  存储部                     440  主机
450  操作部                      AGM  跨导调整信号
CA1、CA2  电容器              RA1、RA2  电阻元件
OTA1、OTA2  运算跨导放大器    MX 混频器
LPF1、LPF2  平滑电路          I  第一信号
Q  第二信号                   OI  第一输出信号
OQ  第二输出信号

Claims (15)

1.一种跨导调整电路，其特征在于，包括：
参考信号生成电路，其输出第一信号、及与所述第一信号相位差90度的第二信号；
调整对象电路的复制电路，其被输入所述第一信号及所述第二信号并生成第一输出信号和第二输出信号；以及
调整信号生成电路，对所述调整对象电路及所述复制电路输出跨导调整信号，
所述参考信号生成电路根据时钟信号生成电压在第一电压电平与第二电压电平之间变化的所述第一信号及所述第二信号，并对所述复制电路输出。
2.根据权利要求1所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述第一信号及所述第二信号的振幅在所述时钟信号的振幅的1/2以下。
3.根据权利要求2所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述参考信号生成电路具有：
信号生成电路，其根据所述时钟信号生成相位不同的第一矩形波信号至第n矩形波信号，其中，n是2以上的整数；以及
电压电平变换电路，其被输入所述第一矩形波信号至所述第n矩形波信号，并进行电压电平的变换处理，从而输出所述第一信号及所述第二信号。
4.根据权利要求3所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述信号生成电路具有：
对所述时钟信号进行分频的分频器；以及
位移寄存器，其通过根据所述时钟信号使由所述分频器分频的信号位移，从而输出所述第一矩形波信号至所述第n矩形波信号。
5.根据权利要求3或4所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述电压电平变换电路具有：
电阻分割电路，其生成所述第一电压电平及所述第二电压电平；以及
开关电路，其根据所述第一矩形波信号至所述第n矩形波信号而接通/断开，交替选择所述第一电压电平及所述第二电压电平，
所述开关电路通过交替选择所述第一电压电平及所述第二电压电平，从而生成并输出电压在所述第一电压电平及所述第二电压电平之间变化的所述第一信号及所述第二信号。
6.根据权利要求3或4所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述电压电平变换电路具有：
衰减器，其使所述第一矩形波信号至所述第n矩形波信号衰减；以及
电平位移电路，其使由所述衰减器衰减后的信号的电压电平位移，生成并输出电压在所述第一电压电平与所述第二电压电平之间变化的所述第一信号及所述第二信号。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述调整对象电路及所述复制电路均为复合带通滤波器电路。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述复制电路具有：
第一电阻元件，其设置在输入所述第一信号的第一输入节点与第一输出节点之间；
第二电阻元件，其设置在输入所述第二信号的第二输入节点与第二输出节点之间；
第一电容器，其一端连接到所述第一输出节点；
第二电容器，其一端连接到所述第二输出节点；以及
中心频率位移电路，其由设置在所述第一输出节点与所述第二输出节点之间的一对运算跨导放大器构成。
9.根据权利要求8所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述调整信号生成电路根据所述第二信号和由所述第一输出节点输出的所述第一输出信号、或根据所述第一信号和由所述第二输出节点输出的所述第二输出信号、或根据所述第一信号和所述第一输出信号、或根据所述第二信号和所述第二输出信号生成所述跨导调整信号。
10.根据权利要求9所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述调整信号生成电路具有：
混频器，其被输入所述第一信号和所述第二输出信号或被输入所述第二信号和所述第一输出信号；
第一平滑电路，其平滑来自所述混频器的第一混频器输出信号；
第二平滑电路，其平滑来自所述混频器的第二混频器输出信号；
积算电路，其对所述第一平滑电路及所述第二平滑电路的输出信号进行积算，从而生成第一积算电压及第二积算电压；
校正电流生成电路，其根据来自所述积算电路的所述第一积算电压及所述第二积算电压生成校正电流；
基准偏置电流生成电路，其生成基准偏置电流；以及
电流求和电路，其对所述校正电流及所述基准偏置电流进行求和，
所述调整信号生成电路根据所述电流求和电路求和后的电流输出所述跨导调整信号。
11.根据权利要求9所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述调整信号生成电路具有：
混频器，其被输入所述第一信号和所述第二输出信号或被输入所述第二信号和所述第一输出信号；
平滑电路，其平滑所述混频器的输出；
差分信号生成电路，其生成所述平滑电路的输出信号与基准电压信号的差分信号；
积算电路，其对来自所述差分信号生成电路的所述差分信号进行积算，并生成积算电压；
校正电流生成电路，其根据来自所述积算电路的所述积算电压生成校正电流；
基准偏置电流生成电路，其生成基准偏置电流；以及
电流求和电路，其对所述校正电流和所述基准偏置电流进行求和，
所述调整信号生成电路根据由所述电流求和电路求和后的电流输出所述跨导调整信号。
12.根据权利要求8至11中任一项所述的跨导调整电路，其特征在于，
所述参考信号生成电路输出与所述第一信号或所述第二信号相位不同的第三信号，
所述调整信号生成电路根据所述第三信号和所述第一输出信号、或根据所述第三信号和所述第二输出信号对所述第一电阻元件、所述第二电阻元件及所述调整对象电路输出用于调整电阻值的信号。
13.一种电路装置，其特征在于，包括：
权利要求1至12中任一项所述的跨导调整电路；以及
所述调整对象电路。
14.根据权利要求13所述的电路装置，其特征在于，
所述调整对象电路是具有运算跨导放大器的复合带通滤波器电路，并根据所述跨导调整信号调整所述运算跨导放大器的跨导。
15.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求13或14所述的电路装置。
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