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Diese Erfindung betrifft Differentialverstärkerschaltungen
und insbesondere verstärkungskompensierte
Differentialverstärkerschaltungen.
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Differentialverstärker sind weit verbreitete
Schaltungskonfigurationen, die zur Verstärkung der Spannungsdifferenz
zwischen zwei Eingangssignalen verwendet werden. Im
Idealfall ist der Ausgang vollkommen unabhängig von den
einzelnen Signalspannungen und hängt nur von ihrer Differenz ab.
Differentialverstärker werden in großem Umfang für
Anwendungen eingesetzt, in denen schwache Signale zu verstärken
sind, vor allem solche schwachen Signale, die evtl. durch
Gleichtaktstörungen gestört sind. Sie finden eine
universelle Verwendung in Operationsverstärkern und sind für die
Ausführung von Gleichstromverstärkern von großer
Wichtigkeit. Die Fig. 1 zeigt ein Schaltschema eines klassischen
Bipolartransistor-Differentialverstärkers 10 oder eine
"kathodengekoppelte Gegentaktstufe" mit einem
unsymmetrischen Ausgang.
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Die differentielle Verstärkung G eines
Differentialverstärkers und seine Temperaturbeständigkeit dG/dT sind für
Ausführung und Anwendung typische Parameter von hoher
Bedeutung. Die Differenzverstärkung G für die Schaltung der
Fig. 1 unter Berücksichtigung der finiten Stromverstärkung
(β) und der finiten Emitter- und Basiswiderstände der
Transistoren 12 und 14 (deren Übereinstimmung vorausgesetzt
wird), ergibt sich nach der Gleichung
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G = Rc/2(r + re)
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wobei Rc der Widerstand eines Kollektorlastwiderstands 13;
re der "elektronische" Emitter-Eigenwiderstand kT/q1 jedes
der Transistoren 12 und 14, k die Boltzmann-Konstante, T
die absolute Temperatur, q die elektronische Ladung und I
der halbe Schwanzstrom in einem Leiter 18 ist; r ist der
gesamte Ohmsche Emitterwiderstand r = ree' + rbb'/β, wobei
ree' der Emitterwiderstand, rbb' der Basiswiderstand und β
die Stromverstärkung jedes Transistors ist.
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Die obige Gleichung enthält zahlreiche temperaturabhängige
Faktoren. Der Emitter-Eigenwiderstand ist offensichtlich
eine Funktion der Temperatur, und eine perfekte
Stabilisierung dieser Größe setzt voraus, daß der Schwanzstrom
proportional zur absoluten Temperatur ist (PTAT). Der
Basiswiderstand ist sehr temperaturabhängig. Der Ohmsche
Emitterwiderstand ist in geringerem Umfang ebenfalls
temperaturabhängig. Des weiteren sind diese Widerstände
äußerst geometrieempfindlich und können sich mit Rc und β
von Wafer zu Wafer (und Los zu Los) im Herstellungsprozeß
unterscheiden.
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Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
einen Differentialverstärker mit verbesserter
Temperaturstabilität des Verstärkungsfaktors bereitzustellen.
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Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird eine
verstärkungskompensierte Differentialverstärkerschaltung nach
Anspruch 1 bereitgestellt.
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Ein die Erfindung verwirklichender Differentialverstärker
besitzt eine auf eine von einem Steuerspannungsgenerator
gelieferte Steuerspannung ansprechende Stromquelle, wie in
der Fig. 4 dargestellt. Der Steuerspannungsgenerator
liefert eine Spannung, welche proportional zur absoluten
Temperatur ist, PTAT, und welche eine Komponente enthält, die
mit den Emitter-Eigenwiderständen und den finiten β-Werten
der Transistoren des Differentialverstärkers in
funktionaler Beziehung steht (z.B. sich zu diesen proportional
verhält). Die zuletzt genannte Stromkomponente ist eine
Funktion der Transistorgeometrien. Eine bevorzugte
Ausführungsform des Steuerspannungsgenerators ist eine ΔVBE -Zelle mit
ähnlichen Elementgeometrien wie die der Transistoren des
Differentialverstärkers, wodurch die Schwankungen zwischen
den einzelnen Losen automatisch ausgeglichen werden. Damit
wird ein Differentialverstärker bereitgestellt, bei dessen
Herstellungsprozeß Temperaturstabilität erzielt und die
Unsicherheit des Verstärkungsfaktors auf ein Minimum
beschränkt wird.
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Die Erfindung wird anhand der nachstehenden detaillierten
Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels in
Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen, in welchen
identische Bezugszeichen zur Kennzeichnung gleicher
Elemente verwendet sind, erläutert; es zeigen:
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Fig. 1 ein Schaltschema eines dem Stand der Technik
entsprechenden
Standard-Differentialverstärkers;
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Fig. 2 ein vereinfachtes Schaltschema eines
Schwanzstromgenerators zur Verwendung mit einem die
vorliegende Erfindung verwirklichenden
Differentialverstärkers, um einen temperaturstabilen
Verstärkungsfaktor zu erzielen;
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Fig. 3 ein detailliertes Schaltschema eines die
vorliegende Erfindung verwirklichenden
verstärkungskompensierten Differentialverstärkers; und
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Fig. 4 ein vereinfachtes Schaltschema eines
Schwanzstromgenerators zur Erläuterung der allgemeinen
Form einer solchen Schaltung.
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In der Schaltung der Fig. 1 beträgt der ideale
Kleinsignalspannungs-Verstärkungsfaktor (bei Annahme von Transistoren
mit unendlichem β und vernachlässigbaren Basis- und
Emitterwiderständen) Rc/2re. Somit weicht die tatsächliche von
der idealen Verstärkung um den Faktor 1/(1 + r/re) ab.
Unter Verwendung typischer Werte, wie r = 2,5 Ω und re =
26 Ω, ergibt sich bedingt durch die Annahme, daß r « re,
ein Kleinsignalverstärkungsfehler von etwa 10%. Da re eine
Funktion des Schwanzstroms ist, kann ein Ausdruck zur
Einstellung des Schwanzstroms auf einen Wert, welcher den
Verstärkungsfaktor wieder auf den Idealwert bringt, abgeleitet
werden. Dieser Ausdruck lautet:
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2I = 2GVT/Rc(1 - 2Gr / Rc) (18)
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wobei G die gewünschte Verstärkung und VT die
Temperaturspannung kT/q ist. Wäre r bekannt, wäre es eine einfache
Maßnahme, den Schwanzstrom um den geeigneten Faktor zu
erhöhen. Dieser Ohmsche Widerstand ist jedoch nicht leicht zu
messen und unterscheidet sich in jedem Fall deutlich von
einem Fertigungslos zum nächsten. Deshalb wird eine
Ausführung benötigt, welche selbstkompensierend ist.
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Bei der Ausführung einer temperaturkompensierten
kathodengekoppelten Gegentaktstufe mit stabiler Verstärkung ist die
Anforderung zu berücksichtigen, daß der Schwanzstrom PTAT
sein muß, um einen konstanten Emitter-Eigenwiderstand zu
erhalten. Zu diesem Zweck verwendet die bevorzugte
Ausführungsform die ΔVBE-Zelle 20 der Fig. 2, um eine Stromquelle
22 zur Erzeugung des Schwanzstroms 21 vorzuspannen.
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Diese Erfindung zeigt, wie bei geeigneter Ausführung ein
Steuerspannungsgenerator zur Vorspannung der Stromquelle
(d.h. ein Transistor 24 und ein Emitterwiderstand 26) auf
einen Punkt verwendet werden kann, der dem Schwanzstrom
eine Komponente hinzufügt, welche mit den den
Elementgeometrien zugeordneten Ohmschen Widerständen gekoppelt ist
und diesen folgt. In der bevorzugten Ausführungsform wird
dies durch die ΔVBE-Zelle möglich. Obwohl die
Funktionsweise der ΔVBE-Zelle als Mittel zur Erzeugung eines
Schwanzstroms, welcher PTAT ist, in der einschlägigen
Literatur hinreichend beschrieben ist, verfügt der Stand
der Technik nicht über die Lehre zur Erzeugung eines
Schwanzstroms mit einer den den Elementgeometrien
zugeordneten Widerständen folgenden Komponente.
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Die Stromquelle umfaßt einen NPN-Transistor 24 in
Emitterschaltung, welcher einen Emitterwiderstand 26 mit einem
Widerstandswert Re besitzt, der mit der negativen
Versorgung (oder mit Masse bei Verwendung einer unsymmetrischen
Versorgung) gekoppelt ist. Die ΔVBE-Zelle 20 wird aus einem
Widerstandspaar 28 und 32, einem ersten Emitterwiderstand
34 und einem zweiten Emitterwiderstand 36 gebildet. Der
Transistor 32 hat einen Emitter einer Einheitsfläche, der
Transistor 28 besitzt eine Emitterfläche von A Einheiten,
und der Transistor 24 besitzt eine Emitterfläche von M
Einheiten. Die Transistoren 28 und 32 werden von einer
Rückkopplungsschaltung 38 mit hoher Verstärkung auf gleiche
Stromdichten getrieben, wodurch eine geeignete
Basisspannung erzwungen wird. Unter der Annahme, daß der
Differentialverstärker ein idealer Verstärker ist, ergibt sich der
halbe Schwanzstrom nach der Formel:
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I = VT/Rg ln(A
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Bei Einbeziehung der Ohmschen Emitterwiderstände und unter
der Annahme, daß der kleinere Transistor 32 einen
Emitterwiderstand r und der größere Transistor 28 einen
Emitterwiderstand r/A aufweist nimmt die Gleichung für I folgende
Form an:
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Wie man unschwer erkennen kann, hat der Nenner der
Gleichung (40) die gleiche Form wie derjenige der Gleichung 18;
des weiteren zeigt sich, daß sich durch algebraische
Umformung die Gleichung
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ergibt.
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Das Flächenverhältnis A kann so gewählt werden, daß es die
VBE-Anforderungen erfüllt, ist jedoch im allgemeinen sehr
viel größer als Eins, so daß der Ausdruck (1-1/A) nicht
besonders stark von A abhängt. Da r auf beiden Seiten der
Gleichung steht, kann es eliminiert werden. Eine Umstellung
ergibt, daß die primäre Abhängigkeit durch das Verhältnis
Rg/Rc gegeben ist:
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Somit kann theoretisch nach der Wahl von G, A und Rc, Rg so
gewählt werden, daß eine Kompensation erzielt wird.
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Der überwiegende interne Widerstand der kathodengekoppelten
Gegentaktstufen ergibt sich durch Rbb' in den Basen; Ree' ist
im allgemeinen von wesentlich geringerer Bedeutung. Rbb' ist
nicht nur wegen seiner Auswirkung auf die Verstärkung der
kathodengekoppelten Gegentaktstufen (da es in der
Emitterschaltung als Rbb'/β erscheint und oft mit dem
elektronischen re vergleichbar ist) problematisch, sondern auch
deshalb, weil es Rauschen induziert. Rbb' hat außerdem einen
Einfluß auf die Bandbreite; je größer Rbb' ist, umso
schmäler ist die Verstärkerbandbreite. Demnach ist eine
Minimierung von Rbb' wünschenswert. Zur Minimierung von Rbb'
sollte die Transistorgeometrie schmale Emitterstreifen und
möglichst nah an der Emitterkante angeordnete Basiskontakte
aufweisen. Ein Nennwert von Rbb' eines solchen Transistors
kann beispielsweise etwa 57 Ω sein. Rbb' kann jedoch
großzügig toleriert sein. So könnte z.B. eine Ausführung mit
einem Nennwert von 57 Ω ein Rbb' gleich 80 Ω ergeben. Bei
einer Auslegung der kathodengekoppelten Gegentaktstufe für
eine Sollverstärkung von 10 dB mit einem Mindest-β der
Transistoren von 65, kann selbst bei vernachlässigbarem Ree'
die tatsächliche bzw. Ist-Verstärkung nur 9,54 dB betragen,
was eine erhebliche Abweichung von der
Auslegungsverstärkung
darstellt. Durch Abgleichen ließe sich der gewünschte
Wert wieder herstellen, allerdings nur bei einer bestimmten
Temperatur, da Rbb' sehr temperaturabhängig ist. Es ist
deshalb wünschenswert, den Basisdefektfehler auf exaktere
Weise durch Kopplung mit der Temperatur auszugleichen.
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Dies wird durch die Verwendung der ΔVBE-Zelle möglich. Die
Funktionsweise einer ΔVBE-Zelle als Mittel zur Erzeugung
eines Schwanzstroms, welcher PTAT ist, ist in der den Stand
der Technik beschreibenen Literatur hinreichend
dokumentiert. Diese Erfindung zeigt jedoch, wie bei einer
geeigneten Ausführung diese ΔVBE-Zelle zur Vorspannung der
Stromquelle (d.h. des Transistors 24 und des
Emitterwiderstands 26) auf einen Punkt verwendet werden kann, in
welchem zum Schwanzstrom eine Komponente addiert wird,
welche den den Elementgeometrien zugeordneten Widerständen
folgt.
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Bei der obigen Besprechung der Fig. 2 ging man von einer
etwas vereinfachten Analyse aus, indem man u.a. annahm, daß
in der kathodengekoppelten Gegentaktstufe keine Reihen-
Emitterwiderstände verwendet wurden, sondern nur Emitter-
Eigenwiderstände zu berücksichtigen sind. Die vorliegende
Erfindung hat den größten Nutzen, wenn die
Reihen-Emitterwiderstände der kathodengekoppelten Gegentaktstufe klein
sind (relativ zu den elektronischen Emitterwiderständen der
Transistoren) oder selbstverständlich dann, wenn sie
überhaupt nicht verwendet werden, jedoch ist die Verwendung
solcher Transistoren nicht ungewöhnlich. Bei der Analyse
wurde auch die Berücksichtigung einer Anzahl weiterer
Fehlerquellen versäumt. Die Fig. 3 ist ein präziseres,
stärker verallgemeinertes Schaltungsmodell, welche den
kompletten, widerstandskorrigierten,
verstärkungskompensierten erfindungsgemäßen Differentialverstärker mit
sämtlichen explizit dargestellten emitterbezogenen Ohmschen
Widerständen zeigt.
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Für den Transistor 32 wird eine Emittergeometrie mit
Einheitsfläche, mit dem Emitter-Eigenwiderstand r und einem
Reihen-Emitterwiderstand 52 (des Widerstands NTT)
angenommen. Der andere ΔVBE-Transistor 28 besitzt eine
Emitterfläche von A Einheiten, einen Emitter-Eigenwiderstand r/A
Reihenwiderstände 54 (des Widerstands NRT/A) und 54 (des
Widerstands Rg). Die Transistoren 28 und 32 arbeiten trotz
verschiedener Kollektorströme mit gleicher Stromdichte. Die
kathodengekoppelten Gegentaktstufentransistoren 12 und 14
haben Emitter mit N Einheitsflächen, einen
Emitter-Eigenwiderstand r/N und allgemeinen Reihenwiderstände 56 und 58
des Widerstands RT. Der Stromquellentransistor 24 hat eine
Emitterfläche von M Einheiten, einen
Emitter-Eigenwiderstand r/M und einen Emitter-Reihenwiderstand 26 des
Widerstands Re/M. Der Kollektorruhestrom jedes der Transistoren
12 und 14 des Differentialverstärkers soll über einen
bestimmten interessierenden Temperaturbereich einen
konstanten Wert I haben. Wie man sieht, wird dies erreicht, indem
eine geeignete Vorspannung über eine Vorspannungsleitung 60
an die Basis des Transistors 24 gelegt wird.
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Der Gegenwirkleitwert und damit der Verstärkungsfaktor der
kathodengekoppelten Gegentaktstufe ist tatsächlich eine
Funktion des Kollektor- und nicht des Schwanzstroms. Um
also den Kollektorstrom auf den gewünschten Wert
einzustellen, muß der Schwanzstrom erhöht werden, um das finite
β auszugleichen. Foglich muß der Schwanzstrom ISchwanz (d.h.
ISchwanz = 2I, wie in den Fig. 1 und 2 dargestellt), der auch
der Kollektorstrom des Transistors 24 ist, 2I (1 + 1/β)
sein. Des weiteren besteht eine Differenz zwischen dem
Emitterstrom IE24 des Stromquellentransistors 24 und dem
Schwanzstrom ISchwanz der kathodengekoppelten Gegentaktstufe.
Jeder dieser β-Kompensationsfaktoren entspricht einem
Verstärkungsfehler von etwa 1% mit einer zugehörigen
Temperaturdrift von beispielsweise 100 ppm/ºC. Zur korrekten
Kompensation dieses Gesamtfehlers muß die an die
Vorspannungsleitung 60 gelegte Spannung über die Reihenschaltung
des Emitterwiderstands 26 und des Emitter-Eigenwiderstands
r/M eine hinreichende Spannung erzeugen, so daß der
Emitterstrom im Transistor 24 IE24 das (1+1/β)-fache des
Schwanzstroms oder in einer Näherung der ersten Ordnung das
(1+2/β)-fache des Gesamt-Kollektorstroms 21 erreicht. Des
weiteren kann (und würde normalerweise) die
kathodengekoppelte Gegentaktstufe von einer Emitter-Folgesteuerung an
jedem Eingang (nicht dargestellt) getrieben werden. Der
differentielle Ausgangswiderstand der
Emitter-Folgesteuerungen induziert typischerweise einen weiteren "1α"-Fehler,
für den eine ähnliche Kompensation vorgesehen werden kann;
in einer solchen Situation sollte der Emitterstrom IE24
2I(1+3/β) betragen, da Ausdrücke der zweiten Ordnung
ignoriert werden können.
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Eine Rückkopplungsschaltung 38 mit hoher Verstärkung
zwischen den Kollektoren der Transistoren 28, 32 und der Basis
des Transistors 24 treibt den Transistor 32 über einen
Widerstand SRe, wobei S ein Faktor ist, welcher zur
Eliminierung der β-Abhängigkeit des Systems gewählt wird.
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Die Funktionsweise der ΔVBE-Zelle 20 ist in der Literatur
hinreichend dokumentiert. Sie stellt auf der Leitung 60
eine Treiberspannung VVorspannung bereit, welche für
Proportionalität zur absoluten Temperatur sorgt (PTAT).
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Unter der Annahme, daß die verschiedenen Transistoren
hinreichend übereinstimmende Stromverstärkungsfaktoren
aufweisen, wird der Schwanzstrom sowohl PTAT als auch
eingeregelt (d.h. auf einen geeigneten Pegel eingestellt), um
die Kennwerte (insbesondere β) der Transistoren des
Differentialverstärkers und des Emitter-Eigenwiderstands des
Stromquelle zu berücksichtigen.
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Nach der erfolgten Beschreibung des erfinderischen Konzepts
und einer Ausführungsform der Erfindung, versteht es sich
von selbst, daß verschiedene Modifikationen, Änderungen und
Verbesserungen vorgenommen werden können, ohne den Rahmen
der Erfindung, wie in den nachfolgenden Ansprüchen
definiert, zu verlassen.