JPS61224607A

JPS61224607A - 自動利得制御用検波回路

Info

Publication number: JPS61224607A
Application number: JP60065266A
Authority: JP
Inventors: Joji Maeda; 前田　丞治; Kazuo Hasegawa; 和夫長谷川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-03-29
Filing date: 1985-03-29
Publication date: 1986-10-06
Also published as: EP0196906A3; JPH0347770B2; DE3686431D1; US4724337A; DE3686431T2; EP0196906A2; EP0196906B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は自動利得制御用検波回路に関する。

〔発明の技術的背景〕

自動利得制御用検波回路（以下ＡＧＣ検波回路と称する
）として、第６図忙示すような回路がある。

この回路は、入力端子１１に、１１Ｂ間に入力信号Ｗｉ
ｎが供給され、出力端子１２に、１２Ｂ間にＡＧＣ検波
電圧Ｖ。ｕｔを得る回路である。トランジスタＱ１〜Ｑ
６は乗算器を構成する。トランジスタＱ１．Ｑ２のベー
ス間には、入力信号Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ
３．Ｑ６のベースには抵抗Ｒ４を介してバイアス電圧Ｅ
２が供給され、トランジスタＱ４．ＱＢのベースにまは抵抗Ｒ３を介してバイアス電圧Ｅ１が供給される。ト
ランジスタＱ３．Ｑ５のコレクタには、抵抗Ｒ１を介し
て電源電圧Ｅ３が供給され、抵Ｑ４．Ｑ６のコレクタに
は抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｅ３が供給される。トラン
ジスタＱ３とＱｌのベース間には容量Ｃ１、トランジス
タＱ４とＱｌのベース間には容量Ｃ２が接続される。Ａ
ＧＣ検波出力は、トランジスタＱ３．Ｑ５の共通コレク
タとトランジスタＱ４．Ｑ６の共通コレクタ間に接続さ
れている。そしてトランジスタＱ１．Ｑ２の共通エミッ
タは、電流源１３ｉｆＣ接続される。

上記の回路において、各トランジスタＱ１〜Ｑ６のコレ
クタ電流ＩＯ１〜ｌｅ６は、入力電圧がΔｖ１電流源１
３の電流がＩＮＮのとき、以下のようにあられされる。

（ｖＴはトランジスタのサーマル電圧）（１）〜（６）式から、・・・（８）出力電圧Ｖ。ａｔは、負荷抵抗をＲＬとすると、次ここ
で、Δｖ＜ｖＴならばとなる。

ここで、入力電圧ＶｉｎをΔＶから、Ｖｘｄｌｌωｔに
おきかえると、この出力を低域フィルタに通すと、以下のようになる。

上記のように、α◆式の出力を得るＡＧＣ検波器は、入
力信号振幅値Ｖ、の２乗に比例し、同時にトランジスタ
のサーマル電圧Ｖ、の２乗に反比例した直流電圧を得る
ことが理解できる。

〔背景技術の問題点〕

上記したＡＧＣ検波器は、１／ｖ、に比例した出力電圧
を得る。トランジスタのサーマル電圧（ｖＴ）は、ｖｒ
　＝ｋＴ／ｑ　（ｋ；　ｚルツマン定数、ｑ；素子電荷
、Ｔ；絶対温度）である。従って、ＡＧＣ出力は、絶対
温度Ｔの２乗に反比例し、温度変動によって大幅な出力
変動を生じることになる。

このような問題を解決するのに、絶対温度Ｔに比例した
出力を持つ電流源を利用し、上記出力変動を補償するこ
ころみかなされている。

絶対温度Ｔに比例した出力を持つ電流源としては、たと
えば第７図に示す回路がある。

第７図において、トランジスタＱ１０．Ｑ１３は、同一
サイズのトランジスタであシ、各々のエミッタは抵抗Ｒ
１１，Ｉｔ１３を介して接地される。また、トランジス
タＱ１２は、トランジスタＱｌｌ、Ｑ１Ｂに比べてＮ倍
のエミッタサイズを持つトラ、ジスタである。トランジ
スタＱ１２のエミッタは抵抗Ｒ１２を介してトランジス
タＱＩＯのエミッタだ接続される。トランジスタＱ１４
．Ｑ１５．Ｑ１６及び抵抗ＲＩｇ、Ｒ２０はカレントミ
ラー回路を構成し、トランジスタＱ１０゜Ｑ１２のコレ
クタに対して等しい電流！。を流す。

また、トランジスタＱ１７．Ｑ１Ｂ、Ｑ１９、抵抗Ｒ１
４〜Ｒ１７、Ｒ１９はスタータ回路を構成している。

ここで、■□０．■□、をトランジスタＱ１１゜Ｑ１２
のベース・エミッタ間電圧、！、をトランジスタＱ１１
．Ｑ１３の逆方向飽和電流値、ｖＴをサーマル電圧とす
る。

ｖ、、１＝　ｖＢｌ、＋　ｘＯＲｌｚ　　　　　　　−
（Ｉｊとあられせる。

が得られ、（ト）式から、Ｒ１１，Ｒ１３での電位降下
は等しい。また、β〉０であるからＲ１３−工６１１ｔ”；；ｒ−Ｒ１１・２１゜ＶＴ＝　
ｋＴ／ｑを代入すると、となる。

よって、上記の回路によると、絶対温度Ｔに比例した出
力電流！。ｕｔをトランジスタＱ１３のコレクタに得ら
れる。

上記の電流源を利用すると、検波器の温度による影響を
Ｔに比例するまでに低減できる。しかし、依然として温
度に関する変動は残ることになる。つまシ、上記の電流
源では、Ｔに比例する電流出力を得られないからである
。

温度による影響を低減する方法として第６図の上下のい
ずれかの差動回路をスイッチ動作させ片方の電流系路を
使用することが考えられる。

この場合は、α→式は次のようにあられせる。

このようにすると、温度の影響をＴに比例するまでに低
減できる。

しかしながら、一方の差動回路のみをスイ。

チ動作させるには、入力信号に完全に同期した大振幅の
スイッチング信号を作る必要がある。

そのために、例えば位相口、クドルーｆ　（ＰＬＬ）回
路を必要として回路を複雑化することになる。

比較的簡単にスイッチング信号を得るには、入力信号を
増幅して別画路で得る方法もあるが、スイッチング信号
と入力信号間の位相ずれを生じやすく、ＡＧＣ電圧に誤
シが生じる。この場合は、特に高周波域でその誤シが増
大する。また、入力信号とスイッチング信号との直流レ
ベルを適切にするために、レベルシフト回路を多く必要
とし、この部分でかえって温度変動を生じる要因が増加
することになる。

その他に温度の影響を低減する方法として、トランジス
タＱ１〜Ｑ６のエミッタにｖＴを充分無視できる程度の
大きさの抵抗を接続する方法もある。

そのエミッタ抵抗をＲ８とすると、Ｒ，）　２ＶＴ／Ｉ、、のときに１検波器出力Ｖｏｕｔ
は、となる。この条件を満たすためには、Ｒ１＞２ＶＴ／Ｉｇｇが必要である。例えばＩＢ＝１ｍ
Ａ、■、＝２６ｍｖ１（Ｔ＝３００°Ｋ）Ｏ場合Ｋ　２
ｖＴ／ｒｚｍ　≦０．０１ＲつがｖＴを無視できる条件
と仮定する。この場合は、Ｒ８≧５．２にΩとなる。入
力信号ｖＸＮ＝０．５ＶＸ対して、ｖｏｕｔ　＝　０．
　Ｉ　Ｖが得られるためには、第６図の回路はＲＬ＝４
．３２にΩであるのに対し、Ｒ，＝　５．２　ｋΩを加
えると、ＲＬ＝８６．５にΩが必要となりてしまう。ま
た、この場合、Ｉ□＝　１　ｍＡの値で考えて、第６図
の回路は抵抗部分の電圧降下が２．１６Ｖにしかすぎな
いのに、Ｒ，＝５．２にΩを付加すると４７Ｖにも達す
る。さらにまた、トランジスタの飽和条件等を加味する
と、必要な電源電圧は第６図の回路ではせいぜい８ｖ程
度であるのに対して、Ｒ，＝　５．２　ｋΩを付加する
と５５Ｖもの電源電圧を必要とする。従って、トランジ
スタのエミッタ抵抗によって温度の影響を低減する方法
は、現実的ではない。

以上説明したように、従来のＡＧＣ検波器においては、
温度特性に対する充分な対策が得られず、高精度で使用
範囲の広いものが得られて−ない。また、温度特性に対
する対策は部分的には可能であるが、かえって回路の複
雑化、消費電力の増大、電源電圧の増加等の問題が生じ
、かえりて使用範囲をせばめる結果となりている。

〔発明の目的〕

この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、入力信
号の振幅値に対する制限が少なく、入力信号の周波数が
高くても十分動作し、高精度で温度による変動を簡単に
補償し、消費電力も少なく、低電圧動作も可能であシ、
ＩＣ化に適した簡素な構成の自動利得制御用検波回路を
提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明は、例えば第１図に示すように２つノヘースヲ
持つマルチベーストランジスタＱ２１　。

Ｑ２２．Ｑ２３．Ｑ２４を差動形式に接続し、一方のグ
ループのトランジスタＱ２１．Ｑ２２のベースには共通
に直流電位ｖ２を供給し、他方のグループのトランジス
タＱ２３．Ｑ２４のベース間には入力信号を供給、つま
シトランジスタＱ２３゜Ｑ２４のベースには逆位相の入
力信号を供給する構成として、コレクタから出力を得る
ようにしたものである。そして、コレクタ出力を低域フ
ィルタに通して自動利得制御電圧を得ることができる。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例であシ、第１の定電圧源ｖ
１は、抵抗Ｒ２１を介してトランジスタＱ２１．Ｑ２２
のコレクタに接続され、また抵抗Ｒ２２を介してトラン
ジスタＱ２３．Ｑ１４のコレクタに接続される。トラン
ジスタＱ２１゜Ｑ２２０ベースは、第２の定電圧源ｖ２
が供給され、トランジスタＱ２３．Ｑ２４のベース間に
は入力信号Ｗｉｎが供給される。また、トランジスタＱ
：ｊ！１．Ｑ２２．Ｑ２３．Ｑ２４の共通エミッタは、
定電流源１．を介して接地される。そして出力は、トラ
ンジスタＱ２１．Ｑ２２の共通コレクタと、トランジス
タＱ２３．Ｑ２４の共通コレクタ間に導出される。

ここで、被検波信号源の電位ｖ８は、入力信号Ｖｉｎ　
Ｋ、直流電圧ＶＤが重畳されたものとなりている。つま
シｖｓ　＝ｖｎ　＋Ｖｉｎ＝Ｖｏ　＋Ｖ１ｎｇ＋ｎωｔ　
　　−Ｊ４但し、Ｖｌｎは入力信号振幅であシ、定電圧源（ｖ２）の電位はＶＤと同じである。

本回路における直流（ＤＣ）伝達特性は、次のようにな
る。ここで定電流源工１の電流を４１　（Ａ）、トラン
ジスタＱ２１〜Ｑ２４のエミッタ電位をＶ、（Ｖ）、各
トランジスタＱ２１〜Ｑ２４のコレクタ電流をｔｃ１〜
ｊｃ４（Ａ）とおく。

なお各トランジスタの逆方向飽和電流ｉ８１〜（ｓ４と
、電流増幅率α１〜α４は、すべてトランジスタが同一
特性であるので、８ｇ　＝　＄８１　＝　Ｓｓｔ　＝ｊｇｓ＝＜ｉ４　　
　・・・１％α＝αｌ＝α２＝α３＝α４　　・・・（
ハ）とおける。次に各トランジスタのコレクタ電流の関
係は次のようにあられせる。

、　　　１　　。

＄１−、７ＣＳＣＩ　＋　ｔｃｚ　＋　’ｃｓ＋　’ｃ
＜　）≧＜ｃ、　＋　ｔ、　＋　’ａｍ　＋　ｉｃ４　
　　　　　・・・（１）（ハ）（ロ）式よシ匂１＝’Ｃ
Ｉ　　　　　　　　・・・０カ・・・０１ここで、 ’ｃｓ（Ｖｉｎ＝０）＝’ｃ２（Ｖ１ｎ＝０）＝＜ｃ、
（Ｖ１ｎ＝０　：）”　’ｃａ（ｖｉｎ＝ｏ）＝−・・
・（ト）’（１（Ｖｉｎ＝±ｃｏ）＝　’ｃ＊（Ｖｉｎ
＝±ｏｃｔ）＝０　　　・ＣＩＯ’ｃ２３ｃｖｓｎ＝±
ω）　＝　’（４（Ｖｔｎ　＝−の）　＝　４　ｔ　　
・”　＠嶋、（Ｖ１ｎ＝　−ｃｏ　）　＝　’ｃａ（ｖ
ｉｎ＝＋　００　）＝＝０　　−９４各トランジスタの
相互コンダクタンスｇｍ□〜ｔｍ４・・・曽式を簡素化するために５とすると、ｇｍ３は、［２＋Ａ十Ｂ　］２・・・■ （２）〜（ロ）式よシｇｍｌ　ｆｆ１ｎ＝ｏ　）”ｇｍ（Ｖｉｎ＝Ｏ）＝Ｏ°
°°に）ｔｍ＠　（Ｖｉｎ　＝　０　）＝−ら−　　　
　　　・・・−４Ｖ。

（２）〜一式よシＤＣ伝達特性は、第２図に示すようＫ
ｎる。そして、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を通過する電流（１
□、輸、は、 ’１１　：’ＣＩ　＋　８（４ｇ　　　　　　・・・−
輸、＝　ｔｃ３＋　４゜、　　　　　・・・−であるの
で、入力信号Ｖ１ｍと、１１１．輸、の関係は、第３図
に示すようになる。

ここで、第３図忙示す、ｉ、１．　ｔ、、　トＷｉｎ　
ｏ　関係は、以下に示す近似が十分可能である。

に）、一式によシ、本発明の回路の入出力関係は、第４
図に示すようになる。

Ｗｏｎｔ　”　ＲＬ　（輸１−’１１）　　　　　・・
・（へ）但しＲＬは抵抗ｎ１１．ｎ１２の抵抗値したが
って、出力Ｖ。、ｔは、第４図に示すように整流された
信号として得られる。これを低域フィルタに通すので、
最終的なＡＧＣ検波出力ここで、一式について検討する
。入力信号振幅に対する制限には、通常の差動増幅器の
場合と同様に、電流源電流（、を変える、負荷抵抗ＲＬ
を変える、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４のエミッタと電
流源間に抵抗を接続する、などの対策を行なりて、回路
の利得、ダイナミックレンジを調鎗す入とＪ−にｔｈ対
広大可能あ石７本回路は、差動増幅回路形式をとってい
るので、十分高い入力周波数で動作可能である。また本
回路の構成は簡単で素子数が少なく、低消費電力、低電
圧動作も可能で、ＩＣ化にも適している。

温度に対する特性変動は、曽式によシ、出力が絶対温度
に比例しているので、更に、本回路に対して、Ｔに比例
した電流出力を得る電流源を適用することによシ、十分
な補償が得られる。

この電流源は、バンドギヤ、プ型定電圧源を利用して作
れる。この例としては、第７図に示した回路がある。

第１図の回路の場合、トランジスタの個数は４個である
が、本回路に求められる特性を満足するには、嶋、〜（
，４が交流入力零のとき同一であればよい。つまシ、よシ、ｉ８、＋ｔ。＝　２’８３＝”８４であればよい
。

交流入力側の２つの差動トランジスタのｉｌｌが同一で
、基準側のらの合計がそれの２倍であればよいことにな
る。トランジスタのｉ、は、トランジスタのエミッタ面
積に依存する。よりて、上記の＜、の関係が満足される
ならば、トランジスタの特性限定はない。

さらに、第１図の回路の出力は、差動出力で示している
が、シングル出力であってもよい。

また、出力のとシ出し方法は、電圧でとｂｉｔ＝す方法
を示しているが、本回路の特性が電流関係から解析され
ているように、電流モードの出力でも良い。

この発明は上記の実施例に限定されるものではない。第
１図の回路を用りて、定電圧源の入力ないしは入力信号
の電位設定を変更することによシ、異なった凰式の出力
を得ることができる。

説明を簡単にするために、今、回路の接続、抵抗Ｒ１１
，Ｒ１２の抵抗値、定電流源１１の電流、定電圧源ｖｌ
の電位、信号入力源の信号形式には、変更がないものと
する。

信号入力源の電位Ｖ、は、に）式で示したようにｖａ　
＝ＶＤ　＋ｖｉｎ　＝　ＶＤ　＋　Ｖｆｎ　ｔｔｌｎ　
ωｔ　　　−＠である。これに対して、定電圧源Ｖ！の
電位Ｖ！を以下のように設定するものとする。

ｖｘ　＝　ｖＤ＋　ｖｘ−（５ｉ）つまり、２つの入力の動作点をｖｘだけ異なるようにす
る。

さらに説明の簡単のために％　Ｖｘ＝　４Ｖ？（ＶＴ：
サーマル電圧）として、ｖ）＠４式、ＤＣ伝達特性から
、この実施例の場合の入出力関係は第５図に示すように
なる。但し、図の横軸は、トランジスタＱ２１．Ｑ２２
と、トランジスタＱ２３．Ｑ２４とのベース電位差であ
る。

出力Ｖｏｕｔは、第５図に示すようＫ、入力を半波整流
したものとなる。この出力を低域フィルタに通過させる
ので、最終的に得られるＡＧＣ検波出力は、次のように
なる。

入力信号の変化に対する出力の変化を（５２）式からみ
ると、右辺のＲ，ｊｌの項は固定であるので無視され、
ｖｃをｖｃ′として以下のようになる。

（５３）弐−と（ト）式を比べると、右辺の項の２πが
４πになっている他は、全く同じである。よってこの実
施例においても、先のＡＧＣ検波器と同じ特性、効果を
持つ。なお、上記の説明では、Ｖｘ＝４ＶＴの場合で説
明したが、これ以外のｖＸの場合には、直流オフセット
の量が異なるだけで、基本的な動作に変シはない。

〔発明の効果〕以上説明したように、この発明によると、従来のものに
比べて、信号入力条件が広く、高精度で、温度による出
力変動を簡単に補償でき、回路構成が簡単で、消費電力
が少なく、低電圧動作も可能で、ＩＣ化にも適した自動
利得制御用検波回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の入力電圧対コ°レクタ電流特性図、第３図
は第１図の回路の入力電圧対出力電流特性図、第４図は
第１図の回路の直流伝達特性図、第５図はこの発明の他
の実施例における直流伝達特性図、第６図は従来の自動
利得制御用検波回路を示す回路図、第７図は電流源回路
の例を示す図である。Ｑ２１〜Ｑ２４・・・トランジスタ、Ｒ１１，Ｒ１２・
・・抵抗、１１・・・定電流源。出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第５図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）特性および極性の等しい第１乃至第４のトランジ
スタのエミッタが共通に電流源に接続され、前記第１、
第２のトランジスタのベースには第１の直流電位が供給
され、前記第３、第４のトランジスタのベース間に入力
信号が供給され、前記第１、第２のトランジスタの共通
コレクタと前記第３、第４のトランジスタの共通コレク
タとにはそれぞれ第１、第２の抵抗を介して第２の直流
電位が供給される構成であることを特徴とする自動利得
制御用検波回路。
（２）前記第３、第４のトランジスタのベースの直流電
位は前記第１の直流電位に等しく設定されていることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動利得制御用
検波回路。
（３）前記第３、第４のトランジスタのベースの直流電
位は前記第１の直流電位と電位差を持つように設定され
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自
動利得制御用検波回路。