JP2007288533A

JP2007288533A - レベル検波回路、集積回路および通信機器

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Publication number: JP2007288533A
Application number: JP2006113752A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Nakano; 佳明中野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2006-04-17
Filing date: 2006-04-17
Publication date: 2007-11-01

Abstract

【課題】特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できるレベル検波回路を提供する。
【解決手段】ＡＣ信号を増幅する増幅器１０と、上記増幅器１０により増幅された信号を二乗する二乗演算回路２０とを備え、上記増幅器１０は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、上記二乗演算回路２０は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線受信装置などに用いられるレベル検波回路、上記レベル検波回路を集積化した集積回路、および上記レベル検波回路を備えた通信機器に関するものである。

従来、通信機能を備えて通信を行う無線装置が、広く使用されている。無線装置には、例えば、テレビ、ラジオ、携帯電話、およびコードレスホンなどの、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置がある。

上記のような無線受信装置では、入力信号の強度を判定するために、レベル検波回路が必要不可欠なものとなっている。

ここで、上記レベル検波回路が用いられている装置の中でも、特に、ＡＧＣ（オートマチックゲインコントローラ）回路を用いている装置に、レベル検波回路は好適に用いられている。

レベル検波回路が、上記ＡＧＣ回路を用いている装置に備えられている場合の、信号が入力されてから、出力されるまでの動作について、図６を参照しながら以下に説明する。

図６は、レベル検波回路２０４を備えたＡＧＣ回路２００の回路図である。

最初に、信号が入力端子２０１に入力される。

次いで、上記入力信号は、ＶＧＡ（利得可変増幅器）２０２に入力されて、増幅される。

上記ＶＧＡ２０２から出力された信号は、出力端子２０３とレベル検波回路２０４とに入力される。

レベル検波回路２０４では、入力された信号に応じたＤＣ電圧が出力される。なお、上記出力されるＤＣ電圧の詳細については、後述する。

次いで、上記レベル検波回路２０４から出力されたＤＣ電圧は、オペアンプ２０５によって基準電源２０６の電圧と比較される。

上記比較した結果、レベル検波回路２０４から出力されたＤＣ電圧が基準電源２０６の電圧よりも小さければ、レベル検波回路２０４への入力信号レベルを変更することによって、レベル検波回路２０４から出力されるＤＣ電圧が大きくなるように、ＶＧＡ２０２のゲインが大きく設定される。

逆に、レベル検波回路２０４から出力されたＤＣ電圧が基準電源２０６の電圧よりも大きければ、レベル検波回路２０４への入力信号レベルを変更することによって、レベル検波回路２０４から出力されるＤＣ電圧が小さくなるように、ＶＧＡ２０２のゲインが小さく設定される。

このように負帰還を行わせているので、安定状態においては、「基準電源２０６の電圧＝レベル検波回路２０４の出力ＤＣ電圧」となるように、ＡＧＣ回路２００は制御されている。

また、入力信号が変動した場合においても上記負帰還のメカニズムが働いている限り、出力端子２０３の出力信号レベル、すなわちレベル検波回路２０４の出力ＤＣ電圧は、基準電源２０６の電圧に一致するような信号レベルに固定される。

次に、上記レベル検波回路２０４から出力されるＤＣ電圧について詳細に説明する。

上記レベル検波回路２０４に入力される信号をＤｓｉｎωｔとすると、出力されるＤＣ電圧Ｖ_ＯＵＴは、

となる。

よって、電流Ｉ_Ｚは温度依存性が無いので、レベル検波回路２０４の出力ＤＣ電圧Ｖ_ＯＵＴは、温度の二乗に反比例する。

したがって、レベル検波回路２０４から出力されるＤＣ電圧は、温度依存性を有していることがわかる。

ところで、無線受信装置は様々な環境下で使用される。例えば、携帯電話などでは、冬はマイナス２０℃の環境で使用されることが想定されるし、夏場に暑い車内に放置された場合、９０℃を超える環境に置かれることも想定される。

したがって、レベル検波回路から出力されるＤＣ電圧は、温度の二乗に反比例するという温度依存性を有しているので、様々な環境における周囲温度の影響を受けることによって、出力ＤＣ電圧が変動するという問題が生じる。

そこで、例えば、特許文献１には、自乗検波を行うレベル検出回路の信号検出過程において、温度補償ができる技術が開示されている。この技術では、対数増幅器の後段に、サーミスタを有する増幅器を備えることによって、サーミスタの抵抗値の変化が増幅器の増幅率を変化させるので、温度補償がなされた出力信号を得ることができる。
特開２０００−２８６６５６号公報（平成１２年１０月１３日公開）

しかしながら、上述した特許文献１に記載の技術では、サーミスタは、対数増幅器から出力された温度影響を受けた信号を検出する。そして、検出値に応じたサーミスタの抵抗値の変化が増幅器の増幅率を変化させる。つまりは、温度影響を受けた出力信号を調整していることになる。

また、温度影響を受けた出力信号を検出するために、対数増幅器と略同一の温度特性を有する補償素子を備える特殊なデバイスが必要である。さらに、温度補償を行うために、複雑な変換回路を備えなければならない。

結局、出力信号が温度依存性を有するために、出力信号を検出する特殊なデバイスが必要となったり、出力信号を調整するための複雑な変換回路を追加しなければならないという問題点がある。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できるレベル検波回路を提供することにある。

本発明のレベル検波回路は、上記課題を解決するために、入力されたＡＣ信号に応じたＤＣ信号を出力するレベル検波回路であって、上記ＡＣ信号を増幅する増幅器と、上記増幅器により増幅された信号を二乗する二乗演算回路とを備え、上記増幅器は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有することを特徴としている。

上記の構成によれば、増幅器は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有するので、該増幅器から出力される信号が、該二乗演算回路に入力されることで、該二乗演算回路から出力される信号の温度特性が相殺され、該二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がなくなる。

したがって、二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がないので、レベル検波回路から出力される信号においても温度依存性が抑制されていることになり、温度影響を受けずに安定したレベル検波を行うことが可能となる。

しかも、レベル検波回路は、増幅器の出力信号の温度特性、二乗演算回路の出力信号の温度特性を規定しているだけであるので、レベル検波回路の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要としない。

したがって、特殊なデバイスを必要としないので、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できる。

また、上記増幅器の利得はＢＴ、且つ、上記二乗演算回路の出力信号は、Ｃ（（Ｖ_ＩＮ）^２／Ｔ^２）、（Ｔ：絶対温度、Ｖ_ＩＮ：二乗演算回路に入力される信号、Ｂ＝（ｑＲＩ_０）／（２Ｋ）、Ｃ＝（Ｒｑ^２Ｉ_１ ^２）／（８Ｋ^２）、Ｋ：ボルツマン定数、ｑ：クーロン量、Ｒ：抵抗、Ｉ_０，Ｉ_１：定電流）で示されていることが好ましい。

上記の構成によれば、増幅器に入力されるＡＣ信号をＡｓｉｎωｔとし、増幅器の利得をＢＴとすると、増幅器によって増幅され、出力される信号は、ＡＢＴｓｉｎωｔとなる。

二乗演算回路では、

の演算が行われるとすると、二乗演算回路から出力される信号は、

となり、温度特性が相殺される。よって、二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がなくなる。

上記の増幅器としては、以下のような構成が可能である。

上記増幅器は、エミッタを共通とした一対のトランジスタにより構成されている差動増幅アンプにより構成されており、該差動増幅アンプに使用されている定電流源が温度の二乗に比例する特性を有することが好ましい。

上記の二乗演算回路としては、以下のような構成が可能である。

上記二乗演算回路は、ギルバートセルにより構成されており、該ギルバートセルの定電流源が温度依存性の無いことが好ましい。

上記の差動増幅アンプに使用されている定電流源としては、以下のような構成が可能である。

上記差動増幅アンプに使用されている定電流源は、絶対温度に比例する特性を有する電流源と、温度依存性の無い電流源とを備える２乗除算回路により構成されており、上記２乗除算回路は、上記絶対温度に比例する特性を有する電流源からの供給電流を２乗し、該二乗した供給電流を、上記温度依存性の無い電流源からの供給電流で除算することが好ましい。

また、本発明の集積回路は、上記課題を解決するために、上記レベル検波回路を集積化した集積回路である。

上記レベル検波回路は、増幅器の出力信号の温度特性、二乗演算回路の出力信号の温度特性を規定するだけで実現できる。

したがって、上記の構成によれば、増幅器の出力信号の温度特性、二乗演算回路の出力信号の温度特性は、トランジスタ、抵抗、およびコンデンサなどの集積回路で使用される一般的な素子を組み合わせることで実現することができるので、レベル検波回路の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要とせず、レベル検波回路を集積回路上で簡単に実現することが可能となる。

また、本発明の通信機器は、上記課題を解決するために、上記レベル検波回路を備えることを特徴としている。

通信機器は様々な環境下で使用されるので、レベル検波回路から出力される信号は、温度影響を受け不安定になる。

しかしながら、上記の構成によれば、出力信号の温度依存性を抑制することが可能なレベル検波回路を備えているので、様々な温度環境下で使用しても、安定した出力信号を得ることが可能となる。

本発明のレベル検波回路は、以上のように、ＡＣ信号を増幅する増幅器と、上記増幅器により増幅された信号を二乗する二乗演算回路とを備え、上記増幅器は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有するので、該増幅器から出力される信号が、該二乗演算回路に入力されることで、該二乗演算回路から出力される信号の温度特性が相殺され、該二乗演算回路からの出力信号に温度依存性がなくなり、その結果、特殊なデバイスを必要とせず、簡単な構成で出力信号の温度依存性を抑制できるという効果を奏する。

（１−１）レベル検波回路の概要
本発明の一実施形態について説明すれば、以下の通りである。

図１は、本実施の形態のレベル検波回路１００を示すブロック図である。

本実施の形態のレベル検波回路１００は、図１に示すように、ＡＣ信号を増幅する増幅器１０、上記増幅器１０から出力されるＡＣ信号を二乗する二乗演算回路２０、および、
上記二乗演算回路２０から出力される信号のＡＣ成分を減衰させ、ＤＣ成分を通過させるＬＰＦ（ローパスフィルタ）４０を備えている。

最初に、本実施の形態のレベル検波回路１００の全体的な動作について、図１を参照しながら説明する。その後、各部分構成について詳細に説明する。

まず、入力端子１にＡＣ信号が入力され、該ＡＣ信号が増幅器１０に入力される。

上記増幅器１０に入力されるＡＣ信号をＡｓｉｎωｔとし、増幅器１０の利得をＢＴ（Ｔ＝絶対温度）とすると、増幅器１０によって増幅され、出力される信号は、ＡＢＴｓｉｎωｔとなる。

二乗演算回路２０では、

の演算が行われるとすると、二乗演算回路２０から出力される信号は、

となり、温度特性が相殺される。よって、二乗演算回路２０から出力される信号は、温度依存性がなくなる。

また、式（１）は、以下の式（２）のように書き直すことができる。

ＬＰＦ４０では、式（２）に示す二乗演算回路２０から出力された信号のうち、ＡＣ成分であるｓｉｎ２ωｔのみを除去し、Ａ^２Ｂ^２Ｃ／２を通過させる。

よって、出力端子２から出力される電圧は、Ａ^２Ｂ^２Ｃ／２という温度依存性の無いＤＣ成分のみの電圧となる。

したがって、レベル検波回路１００から出力されるＤＣ電圧は、温度依存性を抑制している。

また、本実施の形態のレベル検波回路１００の実施例を図２に示す。

図２は、本実施の形態のレベル検波回路１００の実施例を示す回路図である。

図２に示すように、上記レベル検波回路１００は、上記構成に加え、定電流源５０を備えている。

上記定電流源５０は、上記増幅器１０に使用されている定電流源であり、絶対温度の二乗に比例する特性を有している。

以下に、各部分構成について詳細に説明する。

（１−２）増幅器
増幅器１０について、図３を参照しながら詳細に説明する。

図３は、増幅器１０が、差動増幅アンプにより構成される一例を示す回路図である。

増幅器１０は、エミッタを共通とした一対のトランジスタＱ１１・Ｑ１２により構成されている差動増幅アンプにより構成されており、抵抗Ｒ１３・Ｒ１４をさらに備えている。

上記差動増幅アンプは、定電流源５０を備えており、該定電流源５０は、絶対温度の二乗に比例する特性を有している。なお、定電流源５０の構成については後述する。

上記差動増幅アンプの利得Ａｖは、
Ａｖ＝（ＲＩ_Ａ）／２Ｖ_Ｔ
で表される。また、
Ｖ_Ｔ＝（ＫＴ）／ｑ
（Ｋ＝ボルツマン定数、Ｔ＝絶対温度、ｑ＝クーロン量）
である。

ここで、定電流源５０は絶対温度の二乗に比例する特性を有しているので、定電流源５０の出力電流Ｉ_Ａを、Ｉ_Ａ＝Ｉ_０Ｔ^２（Ｉ_０＝定電流）とすると、差動増幅アンプの利得Ａｖは、

となる。

したがって、差動増幅アンプの利得Ａｖは、絶対温度に比例する。

（１−３）二乗演算回路
次に、二乗演算回路２０について、図４を参照しながら詳細に説明する。

図４は、二乗演算回路２０が、ギルバートセルにより構成される一例を示す回路図である。

二乗演算回路２０は、ギルバートセルにより構成されており、電流源２１・２２、トランジスタＱ２４・Ｑ２５、およびコンデンサＣ３３をさらに備えている。

上記ギルバートセルは、定電流源２３、トランジスタＱ２６〜Ｑ３１、および抵抗Ｒ３２で構成される部分である。

上記定電流源２３は、温度依存性が無い
上記トランジスタＱ２４・Ｑ２５は、上述した差動増幅アンプの利得のバッファアンプとして機能する。

上記コンデンサＣ３３は、ＬＰＦ４０で二乗演算回路２０から出力される信号のＡＣ成分の減衰に使用するための、ＬＰＦ４０用のコンデンサである。

上記二乗演算回路２０に入力される信号をＤｓｉｎωｔとすると、出力されるＤＣ電圧Ｖ_ＯＵＴは、

となる。

したがって、定電流源２３は温度依存性が無いことより、定電流源２３の出力電流Ｉ_Ｂは温度依存性が無いので、二乗演算回路２０の出力ＤＣ電圧Ｖ_ＯＵＴは、温度の二乗に反比例する。

（１−４）定電流源
次に、定電流源５０について、図５を参照しながら詳細に説明する。

図５は、定電流源５０の一例を示す回路図である。

定電流源５０は、絶対温度に比例する特性を有する電流源５１、温度依存性の無い電流源５２、および、特性の揃ったトランジスタＱ５３〜Ｑ５８を備える２乗除算回路により構成されている。

上記定電流源５０の電流Ｉ_ＩＮ（１０）は、増幅器１０に入力される電流である。

上記定電流源５０の電流Ｉ_ＯＵＴ（１０）は、図３に示す定電流源５０の出力電流Ｉ_Ａとして使用される。すなわち、Ｉ_ＯＵＴ（１０）＝Ｉ_Ａである。

特性の揃ったトランジスタでは、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥの和が等しければ，コレクタ電流Ｉ_Ｃの積が等しいので、
Ｖ_ＢＥ（Ｑ５３）＋Ｖ_ＢＥ（Ｑ５４）＝Ｖ_ＢＥ（Ｑ５５）＋Ｖ_ＢＥ（Ｑ５７）
により、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５３）Ｉ_Ｃ（Ｑ５４）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５５）Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）
となる。

ここで、トランジスタＱ５３・Ｑ５４に流れる電流は、絶対温度に比例する特性を有する電流源５１から発生する電流Ｉ_Ｄであるので、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５３）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５４）＝Ｉ_Ｄ
となる。

また、トランジスタＱ５７・Ｑ５８は、ベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥが等しいので、コレクタ電流Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）・Ｉ_Ｃ（Ｑ５８）は等しい。トランジスタＱ５７・Ｑ５８に流れる電流は、温度依存性の無い電流源５２から発生する電流Ｉ_Ｅであるので、
Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５８）＝Ｉ_Ｅ
となる。

よって、定電流源５０の電流Ｉ_ＯＵＴ（１０）は、
Ｉ_ＯＵＴ（１０）＝Ｉ_Ｃ（Ｑ５５）＝（Ｉ_Ｃ（Ｑ５３）Ｉ_Ｃ（Ｑ５４））／Ｉ_Ｃ（Ｑ５７）＝Ｉ_Ｄ ^２／Ｉ_Ｅ
となる。

したがって、電流Ｉ_Ｄは絶対温度に比例する特性を有する電流源５１から発生する電流であり、電流Ｉ_Ｅは温度依存性の無い電流源５２から発生する電流であるので、定電流源５０の電流Ｉ_ＯＵＴ（１０）は絶対温度の二乗に比例する。

なお、本実施の形態では、絶対温度に比例する特性を有する電流源と温度依存性の無い電流源との２種類の電流源を備える場合について説明したが、これに限らず、３種類の電流源を備えてもよい。

例えば、定電流源が、３種類の電流源を備える乗除算回路により構成されている場合を、以下に説明する。

上記乗除算回路は、絶対温度に比例する特性を有し、且つ電流値が固定である電流源、絶対温度に比例する特性を有し、且つ電流値が可変である電流源、および、温度依存性の無い電流源を備えている。

上記乗除算回路は、（α×β）／γの乗除算を行う回路であり、αが上記絶対温度に比例する特性を有し、且つ電流値が固定である電流源からの供給電流であり、βが上記絶対温度に比例する特性を有し、且つ電流値が可変である電流源からの供給電流であり、γが温度依存性の無い電流源からの供給電流であるので、乗除算回路の電流は、絶対温度の二乗に比例する。

このように、電流源が、温度特性に加え、電流特性（例えば、電流値が固定、電流値が可変、または電源電圧依存性の有無など）を有すると、３種類の電流源を備えても、本実施の形態の定電流源を構成することが可能となり、本実施の形態と略同様の効果が得られる。

また、絶対温度に比例する特性を有する電流源および温度依存性の無い電流源は、集積回路ではよく使用される。

以上のように、本実施の形態のレベル検波回路１００では、増幅器１０は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、二乗演算回路２０は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有するので、該増幅器１０から出力される信号が、該二乗演算回路２０に入力されることで、該二乗演算回路２０から出力される信号の温度特性が相殺され、該二乗演算回路２０からの出力信号に温度依存性がなくなる。

よって、上記レベル検波回路１００は、増幅器１０の出力信号の温度特性、二乗演算回路２０の出力信号の温度特性を規定するだけで実現できる。

したがって、増幅器１０の出力信号の温度特性、二乗演算回路２０の出力信号の温度特性は、トランジスタ、抵抗、およびコンデンサなどの集積回路で使用される一般的な素子を組み合わせることで実現することができるので、レベル検波回路１００の出力信号の温度を補償するための特殊なデバイスを必要とせず、レベル検波回路１００を集積回路上で簡単に実現することが可能となる。

また、レベル検波回路は、テレビ、ラジオ、携帯電話、およびコードレスホンなどの、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置などの通信機器に、好適に用いてもよい。

上記通信機器がＡＧＣ（オートマチックゲインコントローラ）回路を用いている場合、図６に示すレベル検波回路２０４を、本実施の形態のレベル検波回路１００に置き換える。

信号が入力されてから、出力されるまでの動作は、上述した図６を用いた説明において、上記レベル検波回路２０４の説明部分を、本実施の形態のレベル検波回路１００の説明部分に置き換えればよい。

上記の構成によれば、上記レベル検波回路２０４から出力されるＤＣ電圧は温度依存性を有していたが、本実施の形態のレベル検波回路１００から出力されるＤＣ電圧は温度依存性を抑制している。それゆえ、より安定した出力信号を得ることが可能となる。

また、上記無線受信装置が本実施の形態のレベル検波回路１００を備える場合、例えば、無線受信装置が受信圏外にあるか否かを判定するために、レベル検波回路１００は用いられる。

上記無線受信装置が受信圏外にあるか否かを示すインジケータとして、携帯電話のアンテナ表示の棒グラフ（圏外表示）、テレビやビデオなどでノイズが大きい場合のブルーバック表示（画面を青くする）、ラジオなどのミュート機能（ノイズが大きければ音声を切る）、および、コードレスホンの親機と子機との距離が離れすぎたときの警告音発生がある。

また、例えば、無線受信装置のチャンネルサーチとして、レベル検波回路１００は用いられる。

上記チャンネルサーチとして、放送チャンネルサーチ（テレビなどでその地域の受信チャンネルをサーチする機能）、並びに、コードレスホン、携帯電話、および無線ＬＡＮの空きチャンネルサーチ（他人が使用している周波数を避け、空いている周波数で通信を行う）がある。

また、例えば、無線受信装置以外に、レベル検波回路１００はパワーメータなどの測定器に用いられる。

上記通信機器は様々な温度環境下で使用されるので、レベル検波回路から出力される信号は、温度影響を受け不安定になる。

しかしながら、出力信号の温度依存性を抑制することが可能なレベル検波回路を備えているので、様々な環境下で使用しても、安定した出力信号を得ることが可能となる。

なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更が可能である。

本発明のレベル検波回路は、受信する信号の大きさが決まっていない無線受信装置のような通信機器に好適に利用することができる。

本発明におけるレベル検波回路の実施の一形態を示すブロック図である。上記レベル検波回路の構成を示す回路図である。上記レベル検波回路における増幅器の構成を示す回路図である。上記レベル検波回路における二乗演算回路の構成を示す回路図である。上記レベル検波回路における定電流源の構成を示す回路図である。レベル検波回路を備えたＡＧＣ回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０増幅器
２０二乗演算回路
２３定電流源
４０ＬＰＦ
５０定電流源
５１電流源
５２電流源
１００レベル検波回路
２００ＡＧＣ回路
２０４レベル検波回路

Claims

入力されたＡＣ信号に応じたＤＣ信号を出力するレベル検波回路であって、
上記ＡＣ信号を増幅する増幅器と、
上記増幅器により増幅された信号を二乗する二乗演算回路とを備え、
上記増幅器は、利得が絶対温度に比例する特性を有し、且つ、上記二乗演算回路は、出力信号が温度の二乗に反比例する特性を有することを特徴とするレベル検波回路。
上記増幅器の利得は、ＢＴ、且つ、
上記二乗演算回路の出力信号は、Ｃ（（Ｖ_ＩＮ）^２／Ｔ^２）、
（Ｔ：絶対温度、Ｖ_ＩＮ：二乗演算回路に入力される信号、Ｂ＝（ｑＲＩ_０）／（２Ｋ）、Ｃ＝（Ｒｑ^２Ｉ_１ ^２）／（８Ｋ^２）、Ｋ：ボルツマン定数、ｑ：クーロン量、Ｒ：抵抗、Ｉ_０，Ｉ_１：定電流）、
で示されていることを特徴とする請求項１に記載のレベル検波回路。
上記増幅器は、
エミッタを共通とした一対のトランジスタにより構成されている差動増幅アンプにより構成されており、該差動増幅アンプに使用されている定電流源が温度の二乗に比例する特性を有することを特徴とする請求項１または２に記載のレベル検波回路。
上記二乗演算回路は、
ギルバートセルにより構成されており、該ギルバートセルの定電流源が温度依存性の無いことを特徴とする請求項１または２に記載のレベル検波回路。
上記差動増幅アンプに使用されている定電流源は、
絶対温度に比例する特性を有する電流源と、温度依存性の無い電流源とを備える２乗除算回路により構成されており、
上記２乗除算回路は、上記絶対温度に比例する特性を有する電流源からの供給電流を２乗し、該二乗した供給電流を、上記温度依存性の無い電流源からの供給電流で除算することを特徴とする請求項３に記載のレベル検波回路。
請求項１〜５のいずれか１項に記載のレベル検波回路を集積化した集積回路。
受信した信号の強度を判定するレベル検波回路を備えた通信機器において、
上記レベル検波回路は、請求項１〜５のいずれか１項に記載のレベル検波回路であることを特徴とする通信機器。