JPS5989010A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変調された信号（以下ＦＭ価号と略す）
から変ｌ＃信号成分を取り出すＦＭ復調器に係り１％に
ＩＣ化に好適なＦＭ’４真器に関する。

従来、ＩＣ化され工いるＦＭ復調（ロ）路としては遅延
回路を用いた位相検波域がさかんに用いられている。位
相検波’ＩＨＦＭｔＩＨ回路は回路のＩＣ化という点で
他方式に比べて多くの有利な点を有しているが。

（１）遅延回路として用いるマルチバイブレータの容量
をＩＣの外付けにしているためにビンを２個必要とする
。さらに最大復調周波数ｆｍａｘのバラツキを抑えるた
めに１個で合計３個のビンを必要とする。

（２）　　再生出力レベル調整の為にＩＣの外に大容量
のコンデンサを含む調整回路が必要。

という問題がありた。

第１図に従来のＦＭ復調回路を、第２図に各部の動作波
形を示す。

纂１図において１，２はリミタ回路出力伯゛号を直接入
力するＦＭｉ号入力端子、３，４は；ンデンサをＩＣ内
部と接続するＩＣのピン端子、５は復１４電圧を出力す
る出力電圧端子、６はＩＣ内部の電流源のベース電位を
設定するビン端子、。

７〜ｌ　、　５５〜５７　、４１　、４１！すべて抵抗
、　Ｑ１〜Ｑ２５はすべてトランジスタ、　Ｃ１は外付
けのコンデンサ、　Ｄ１〜Ｄ４はすべ℃ダイオード、４
５はり、Ｐ、Ｆ、、　５Ｂは可変抵抗、Ｑ４０は外付け
のトランジスタ、　Ｃ２は外付けの大容量コンテｙ？、
３９１’！ビデオ端子である。第２図（α）〜（＆）に
おいて５１〜６１は第１図における各部の動作波形を示
すものである。

以下、第１図（ＤＦＭ復ｌ！ｌ１１１回路について説明
する。

第１図のＦＭ便号入力端子１，２からは第２Ｖ　ＣＧ）
　、　（りの５１　、５２に示されるようなリミタ出力
が入力される。ｌ【お５１　、５２は互いに逆相の関係
になっている。ここでトランジスタｑ１５のベース電位
をｒＡ、　Ｑ２４　、　Ｑ２５のベース電位ヲＶ１、ト
ランジスタのペースエミッタ間電圧をＶｊｘ　（！：　
ｊ　；ｂ。ｔｆ、Ｑｌ　＃　Ｑ５−ｆｉＯＦＦ％Ｑ２　
。

Ｑ４７ｆｒＥＯＮで、コンデンサＣ，１は充電されて定
常状態であるとする。この時トランジスタ５はＯＦＦで
そのコレクタ電位はＦＪ　　ＶＩＥとなるので、　Ｑ４
のエミッタ（Ｑｌのコレクタ）ｉＩ位は糾２図（ｄ）の
５４に示すように、ルー５Ｖｎｚとなる。また、　Ｑ５
のエミッタ（Ｑｌのコレクタ）を位は、　（Ｊ５がＯＦ
Ｆし工いるのでＱ４のエミッタ電位から決まり、コンデ
ンサＣ１の両端電圧をΔｒとすれば第２図（Ｃ）の５３
に示すようにＶｉ　　５Ｖｓｘ＋Δｒとなる。

次に１　＝　１１の時、５１　、５２が反転すると、Ｑ
ｌがＯＮ、ＱｌがＯＦＦとなり、′１流（゛棗Ｑ１　、
　Ｃ１、Ｑ４を流れ、　Ｑ５のエミッタ電位５３は第２
図（ｃ）に示ずように直剥的に減少ず心。この時、Ｑ４
のコレクタ電位はＱ２４によっ又フラングされておりｒ
□−らＥであり、　Ｑ５のベース電位はＶｌｌ−２ＶＢ
、である。したがって放電が続けられＱ３のエミッタ電
ｇ、５５カＦｅ　−５Ｖｂｔｔ　１ｃ４ｚ　ｂト、　Ｑ
ＢカＯＮ　Ｌ、　、ニア　ン７’ンサＣ１の放電は終了
する。このときをｔ−らと１−る。１　＝　１．の時、
　Ｑ５がＯＮする瞬間Ｑ４のベース電位はＶｌ−２ｒＩ
Ｅに低下しＱ４はＯＦＦする。第１図に示す回路は完全
な対称回路であるので、Ｑ’ｔｑ３がＯＮ、Ｑｌ　、　
Ｑ４がＯＦノ″の時の状態はホ２図ＣＣ）、　（ｄ）の
５３　、５４の波形のｔ≦ｔ、の状態を５３と５４とで
入れ替えることと同じになる。つまり、　Ｑ５のエミッ
タ電位は７−３Ｐ′Ｚ＋、　、　Ｑ４のエミッタ電位ヲ
コ：リー３Ｐ’Ｂ、十ΔＶとなる。

さらｌＣ１：＝　１．で粛２図（α）、（りのｂｌ　、
　５２が再び反転し、　ＱｌがＯＦＦ、ＱｌがＯＮすれ
ば。

電流はＱｌ、Ｃ１，Ｑ５を流れて放電する。

以上のよ’ＨＣ第１図に示すＦＭ復詞回路は。

各周期ごとに上記した動作を繰り返し、第２図（す、（
す、　Ｃｃ）　、　Ｃｄ＞のような動作波形を示す。

ところで定常状態のコンデンサＣ１の両端電圧ΔＶはト
ランジスタＱｓ　ｔ　Ｑ４が１　＝　１．で切り替わる
直前の両トランジスタのエミッタ電位差であるから。

ΔＶ＝Ｖ１−５Ｖ１１ｘ　−（Ｖｓ　　５Ｖａｘ　）　
＝ＶＪ　　Ｖｎとなる。したがりてコンデンサの放電開
始前と放電終了時点の電位差は ７−５７．十ΔＶ　　（Ｖｘ　　５Ｆａｘ　）　＝　２
ｊｊＶとなる。

次にトランジスタＱ５　、　Ｑ６のエミッタ電位はＱ’
　＊　Ｑ４の状態に注目すれは良＜、ｇ２図（ｅ）。

（ｆ）　Ｋ示ｊ　ｓｓ　、　５６のような信号波形にた
り。

これは入力信号５１．５２に対して遅延したことになる
。遅延された値！は次段の掛算回路で入力信号と掛算さ
れ、Ｑ７　、　Ｑｓ　、　Ｑ９　、　ＱＩＯ（Ｄ：Ｉ　
ｖクタ電位は第２図の（ｙ）＊（す、Ｃｉ）、Ｃｄ゛）
Ｋ示す５７〜６０のよ５な信号波形になる。さらに出方
端子５に負荷抵抗４ｏを接続すれば、端子５にはＱｌ２
もしくを裏Ｑ１５がＯＮした時にだけ電流が流れ。

第２図（りに示す６１の信号が出方される。すなわち、
Ｑｌｌ　〜Ｑ１４　Ｏヘ−スミ位（Ｑ７〜Ｑ１０　（Ｄ
　＝ｒレクタ電位）の５ちＱｌ２あるいはＱｌＢが最も
高電位に保たれる時九のみ、端子５に接続された負荷抵
抗４０に電流が流れ電圧降下が生じ、他のＭ　１１！ｊ
は富に電源電圧に保たれている。つまり電流を’Ｏｓ負
荷抵抗なＲＬとすれば、放電期間（遅延期間）はＶＣ，
−Ｒ，Ｉ、に低下し、他の期間ではＶＣＣの状態となる
ような６１の波形をくり返す。

ところで放電が第２図に示すように直線的に変化するの
で放電時間つまり連結時間τｄ（τ＝１、−１．）は、
コンデンサｃ１の容量をｃ１定電流源の電流な１．とす
れば次式の様になる。

２Ｃ−Δｒ 、、　　　　　−（１） さらに端子５の出力電圧６１の平均値は、入方ＦＭ信号
の周期をＴとすると Ｖｎｃ＝Ｖｃｃ　　””””Ｘ−”　　−［２１ＴＩｌ
） となり、第２項はＦＭ信号の周波数１＝３ｙ、ＶＣ比例
する。第７図に端子５の出方電圧平均値とＦＭ信号の周
波数との関係を示す。第７囚に示すよ５に出力電圧はＦ
ＣＣからＶＣＣｌ０Ｒｒ、まで直線的に変化し、最大復
調周波数ｊ’ｍ（２２０時に最小になる。

以上のように纂１囚で示す回路構成によってＦ　Ｊｉ復
詞回路を冥現できるが、 （１）　　外付コンデンサを用いる為の端子として２ピ
ン必要とし、さらＶｃＩＣ内抵抗のバラツキが及ばず復
調特性のバラツキの影響を抑制するために１ビン必要と
し合計５ピン必要となる。

（２）再生出方レベル＾整をＩＣ外の調整（ロ）路で行
なう必要があり、大容量コンデンサを含む回路構成とな
ること、および大容量コンデンサにより１整がすはやく
行なえない。

という問題がありた。これらの問題はＩＣの多機能化、
高集積化さらにＶ工低価化の中にあって大きな問題であ
る。

本発明の目的は１以上のよ５な従来の欠点をなくシ、ビ
ン数を１ビン減少させ、ＩＣ内のバラツキの影響を抑圧
でき、回路の小形化さらには低価格、低消費電力も達成
できるＦＭ後後回回路提供することにある。

本発明では、マルチバイブレータの容量をＩＣ内部に組
み込むことによってビン数を削減する。さらにＩＣＣ低
抵抗使った′ｉＪ！調感度Ｎｍおよび復調出力レベル調
整を各々独立に行なうことによって、ＩＣ内の容量およ
び抵抗のバラツキの影響を抑圧する。

以下、本発明の一実施例を尾６図により説明する。

第３図において第１図と異なるのは、ＭＩ図において外
付けにし工いたコンデンサｃ１をＩＣ内部に取り込んだ
こと、他の１１Ｌ流源と同一にしていた電流源トランジ
スタＱ１７のベース電位をトランジスタＱ２７、抵抗３
５およびピン端子４０に接続される外付は可変抵抗４４
とで構成される回路から供給するよう圧したこと、さら
に電流源トランジスタＱ２０のベース電位をトランジス
タＱ２６、抵抗３２およびビン端子４１に接続される外
信は可変抵抗３５とで構成される回路から供給するよう
にしたことである。

第３図の回路動作は比１図での説明と同様である６第１
図で説明したように遅延回路による遅延時間τｄはコン
デンサＣ１の容量をＣとし、トランジスタＱ１７および
抵抗２１よりなる定電流源の電流を１．、コンデンサの
充ｗ、を圧をΔＶとすれば、 となる。また、端子５の出力電圧の平均値は。

端子５に接続される負荷抵抗なＲＬとし、トランジスタ
Ｑ２０　、抵抗２８から成る定−流源の電流をＩＯ１入
力ＦＭ信号の周期をＴとするととなる。

コンデンサをＩＣ内部に取り込むことによってピン数を
削減することができるが、内蔵コンデンサにはバラツキ
の問題力；ある。ブなわちコンデンサＣ１の容量は内蔵
することによって±６０チ程度という大きなバラツキな
許さなければならない。容量のバラツキは（１１、（２
１式から分るように復調電圧のバラツキに直接係わっ゛
〔くる。

帛１図においてコンデンサ（、’１７内蔵゛するだけで
は、コンデンサＣ１のバラツキ±３印が復Ｖｔ＆圧のバ
ラツキとなり、これを抑ｉｉ；ＩＪ　’″Ｊ−るために
はめ１図に示すＩＣ外の太容ＸＣ２を含む回路で調整し
なければならず非常に困−である。

そこで、復調電圧のバラツキを抑１Ｕｕするために、遅
延時間τｄを外付抵抗で調整できるようにする。すなわ
ち容量Ｃのバラツキを定′ｙＬ泥源電流ＩＤの調整によ
って吸収するものである。本発明の具体的笑施例はル３
図において遅延回路の定電流源トランジスタＱ１７のベ
ースをトランジスタＱ２７．抵抗３３およびビン端子４
ｏに接続された負荷抵抗より構成される回路から供給す
ることである。ここで外付けの負荷抵抗を用いることは
調整によって容量Ｃのバラツキを吸収できるだけでなく
抵抗精度を＋５チにでき抵抗によるバラツキも抑制でき
る効果がある。以上、本発明によれは容量ＣＯバラツキ
を吸収し、なおかつ内部抵抗のバラツキを外付は抵抗と
の調整で吸収し、遅延時間τｄをバラツキに関係なく設
定できる。

また、復調電圧のバラツキを抑制するための他の方法と
して復調出力ピン端子５に流れる電流を外付抵抗で調整
できるようにすることもできる。すなわち（２）式よ、
り分るように容量Ｃのバラツキを定電流源電流？、（２
）ｉｌｌ整によりて吸収するものである。本発明の具体
的実施例は第６図における掛算回路出力段の定電流源ト
ランジスタＱ２０のベース電位をトランジスタＱ２６、
抵抗５２およびピン端子４１に接続される負荷抵抗より
構成される回路から供給することである。本発明によれ
は上記したＶ＠整と同様に、バラツキな抑制し再生出力
レベルを安定にする効果がある。

勿論（２）式から分るように４およびＩ、は容量のバラ
ツキを吸収するだけでなく、抵抗のバラツキによるそれ
ぞれの電流のバラツキをお互いに吸収するようにも［１
４整できる。ここでｖ４整につい″Ｃ篤７図を用いて説
明する。まずＩＤの調整は（１）式よりτを調整するこ
とになる。τを調整するコトハ第７図においてｆｍａｘ
時の電圧をＶＣＣｌ０ＲＬにしたままでｆｍｃｔｔの周
波数だけを変えることになる。したがって第７図の点線
２０１で示した復肖特性となり、復調感度を変化でき復
ｇ＃ｉＩｔ圧のバラツキを抑制するようＫｉ整すること
ができる。

次にＩＯの調整は（２）式より第７図において最大復調
周波数ｆｒｎａｘを変えずにｆｍａ−Ｑの出力電圧だけ
を変えることになる。したがって第７図の一点鎖線２０
２で示した復調特性となり、やはり復調感度を変化でき
、復ｉＩｌ！圧のバラツキを抑制するように８Ａ整でき
る。

上記した本実施例をまとめると５次のような特徴がある
。

（１）　　従来やピン数（外付は各社の為の２ビン、電
流源電流調整用１ビン）３ビンに対して本発明によるビ
ン数（最大復調周波数ｉ！１４整用１ビン、最大復調電
圧！！１１整用１ビン）２ピンと１ビン削減できる。

（２）再生出力レベルの調整がＩＣ内電流１０　ｓ　Ｉ
Ｉ）を変えることによって実現でき、従来用いていた大
容量コンデンサを含む調整回路を必要としない。

上記特徴のうち（１）のピン数削減（工ＩＣｇ）ｉ！６
集積化および多ａ＃ａ化において最も有効なものである
。また（２）のＩＣピンと直結された抵抗を調整するこ
とによる再生出力レベルの調整は復調回路のバラツキを
短時間で最小限に抑制でき、コンデンサ内蔵形におい′
Ｃ最も有効な回覧である。（２）の特徴をさらに有効に
活用できる例を第４図に示す。第４図はシステム内に２
個の復調回路を弔したいわゆるライン相関回路およびビ
デオドロップアウト補償回路のブロック図である。第４
図において５１は再生ＦＭ信号入力端子、５２は１Ｍド
ロップアウト補償スイッチ、５３は遅延線、５４はすき
夕、５５は蕗１の復８１１ｉｌＬｉａＪ路、５６は加算
器、５７はビデオドａッグアウト補償スイッチ、５８は
ＩＪ　ｔり、５９は第２の復調回路、６０は減算器、６
１は＋７　ミタ、６２はビデオ信号出力端子、６５はド
ロップアウト信号入力端子、６４はパルス遅延回路であ
る。篤４図の回路構成は公知であるので説明は省略する
。本発明において問題にするのはａ！１の＆Ｎ回路と第
２の復調回路の特性についてである。つまり、ｔｇＡ図
の２個の復調回路に要求されるのは個々の十分な復調特
性ばかりでなく、２個の間の対称性である。

２個の復ｗ４特性のバラツキは第４図に示すシステムに
大きな影譬を及ばず。したがりて復′ｖ＠特性の対称性
をとるために篤６図の本発明の実施例で示した最大復調
周波数調整用抵抗４４．最大復調電圧ｗ４整用抵抗５５
によって調整を行なう。

藁４図に示すようなシステムで２個の復調回路の調整を
行なうためには、まず１両方の最大復胸周波数を合わせ
た後に最大復調電圧が合うように調整する方法、それと
は逆に最大復調電圧を合わせた後に最大復調周波数で調
整する方法がある。しかし調整能率の向上の為には上記
方法は手間がかかり実際的でない。したがって、まず最
大後ｌｌｌ電圧をバラツキの範囲内で許容しておき、最
大復調電圧調整用抵抗４４Ａ　、　４４Ｂのみで調整す
る方法、あるいは逆に最大復調周波数を許容しておき最
大復調電圧調整用抵抗３２Ｍ　、　５５Ｂで調整する方
法が最も効率の良い調整方法といえる。さらに４４Ａ　
、　４４Ｂをまとめ１１個の調整ピンから調整する方法
、および３５Ａ。

５５Ｂをまとめることも可能である。勿論、上記の様な
２個使いでなく通常の１個使いの場合も、最大後脚周波
数、最大復調電圧の両方の調整を行なう事は能率向上の
点で問題である。したがって、上記方法と同様に、最大
復調周波数のみで調整する方法、逆に最大復調電圧のみ
で調整する方法が効率の良い・方法といえる。

第５図に本発明の別の実施例を示す。第５図の第３図と
異なるのは、トランジスタＱ１５を削除し、Ｑ２４　、
　Ｑ２５によりＱ５．　Ｑ６のエミッタをフラングし、
さらにＱ５　、　Ｑ４のコレクタにＶｃｃからダイオー
ド（１？３１　、　Ｑ５２を設けたことである。

これはＦＣＣを第３図の実施例よりも下けて使えるよう
にｅｔ成し、低消費電力化を実現できろものであり１本
質的には第１図の回路動作と同一である。第５図におい
てもコンデンサＣ１をＩＣに内航し、バラツキ！ｌ１４
整用のピン４０　、４１をＩＣ外に出し再生出力レベル
を一定にしている。

不笑施例において、入力端子１，２０゛１位、抵抗８の
両端電圧をそれぞれＶｌ、４とすると、′ＲＬｗＸ圧Ｆ
ＣＣは Ｖｃ　ｃ　＝　Ｖｌ　＋　２Ｖｎ　ｘ　＋Ｖｔとなり、
Ｖ、　＝　２Ｖ、　Ｖ、、　＝注７Ｖ、　Ｖ、　＝　０
．７メとすると。

Ｖｃｃ　＝　４．１Ｖとなり、全格をみ又、′亀源亀圧
を４．５Ｖにすることができる。

第６図に本発明の別の実施例を示す。第６図において１
０１　、１０２はＦＭ信号入力端子、１０５は復ｌ出力
端子、１０４は再生出力レベル調整端子、１１０〜１１
９はすべて抵抗、１２０〜１２２は定電流源、Ｑ１３１
〜Ｑ１４７はトランジスタ、　Ｄ１４８゜Ｄ１４９はダ
イオード、Ｃ１はコンデンサである。

第３図、′ｍ５図、　纂６　図ＣＤ（１１ＳＭ　ＯＳ　
容量？’構成される。ＭＯ５容量には特願昭５６−９８
２４４に述べるようメタルｇ＆ｌ１１！極とサブストレ
ート側電極がめりサグストレート電極とアースの間に大
きな浮遊容量を持つ２．たとえば纂６図のＱ３の工はツ
タとアース間にだけ上記浮遊容量がつくとキャリアリー
ク特性が劣化するので、これを防りタめＱ４のエミッタ
とアース間にも上記浮遊容量がつくよう工夫する必要が
ある。たとえばあ６図においてはＣ１を２個のＭＯ５谷
量容量成し、第１のＭＯ５答童０メタルｌｌ１１電極を
Ｑ１４２のコレクタに、サブストレー）１ＫＪ１ｉＬ極
をＱ１４６のコレクタに夫々接続し、論２のＭＯ５容量
のメタル側％憾をＱ１４５のコレクタに、サブストレー
ト９１１１１ｉＬ極をＱ１４２のコレクタに夫々接続す
れはよい。

第６図は第３図、纂５図とは異なる構成な゛しているが
、本質的な（ロ）路動作は同じである。ここでコンデン
サの接置をＣ、コンデンサの両端に加わる電圧をΔＶ、
定電流源の電流をＩとすれば遅延時間τｄは となる。また、端子１０３の出力負荷抵抗なＲとすれは
、端子１１２の出力電圧の平均１１　ＶｏはＶ、　＝　
ＩＲ−ａＡＶ−ＲＣ／１’　　　−（４１となる。した
がって（４１式から分るように第６図の回路構成におい
又も内部コンデンサによるバラツキは調整端子１０４を
使つ”Ｃ調整しバラツキを抑制することによって再生出
力レベルを一定にする。

本発明によれは、従来の外付はコンデンサをＩＣ内部に
組み込むことによって、従来のビン数から１ビン削減で
きる。同時に最大復調周波数−整用ビン、最大復′ｖ４
電圧調整用ビンを設けろことができＩＣの小形化、多機
能化および低価格化の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来例Ｏｎ？成を示す図、第２図は従来例の
動作信号波形を示す図、＃８３図は本発明の一実施例を
示す図、第４図は本発明をライン相関回路、ビデオ１）
ＱＣ＠路に応用する例を１．２・・・再生Ｆ　Ｍ　４７
５号入力端子５・・・復調出力端子 Ｃ１・・・コンデンサ ４０・・・最大復調周波数ｖＩ４姫ビン４１・・・最大
復鉤篭圧詞擬ビン

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力１１号を遅延する遅延回路と、上記入カイａ号と上
   記遅延回路の出力を入力とする。かけ算器とで構成する
   ＦＭ復−回路において、遅延回路として用いるエミッタ
   容量結合マルチバイブレータの容量をＩＣ内圧内蔵する
   とともに、上記遅延回路に流れる電流、および上記かけ
   算器に流れる電流を各々独立Ｋ１１４１整するように構
   成されていることを特徴とするＦＭ復１ｌｉ１回路。