JPH0720035B2

JPH0720035B2 - 自動利得制御用検波回路

Info

Publication number: JPH0720035B2
Application number: JP7168387A
Authority: JP
Inventors: 丞治前田; 和夫長谷川; 泰徳宮原
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-03-27
Filing date: 1987-03-27
Publication date: 1995-03-06
Anticipated expiration: 2010-03-06
Also published as: JPS62264709A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）この発明は自動利得制御用検波回路に関する。

（従来の技術）従来、自動利得制御用検波回路（以下、AGC検波回路と
いう）として、例えば第７図に示すような回路が知られ
ている。この従来AGC検波回路は周知の二重平衡型乗算
器によって構成されている。この二重平衡型乗算器は第
一、第二及び第三の差動アンプD₁，D₂，D₃から成るもの
である。第二及び第三差動アンプD₂，D₃はそれぞれ第一
差動アンプD₁の二つの電流路に直列に接続されている。
第一差動アンプD₁を構成するトランジスタQ₁及びQ₂のベ
ースは夫々入力端子11A,11Bに接続されている。第二差
動アンプD₂を構成するトランジスタQ₃及びQ₄のコレクタ
は夫々出力端子12A,12Bに接続されている。また、第三
差動アンプD₃を構成するトランジスタQ₅及びQ₆のコレク
タも夫々出力端子12A,12Bに接続されている。

第一基準電圧V₁が第一基準電圧源E₁から抵抗R₃を介して
トランジスタQ₄及びQ₅のベースに印加される。第二基準
電圧V₂は第二基準電圧源E₂から抵抗R₄を介してトランジ
スタQ₃及びQ₆のベースに印加される。また、駆動電圧V₃
が駆動電圧源E₃から抵抗R₁を介してトランジスタQ₃及び
Q₅のコレクタへ印加され、且つ抵抗R₂を介してトランジ
スタQ₄及びQ₆のコレクタへも印加される。トランジスタ
Q₁のベースはキャパシタC₁を介してトランジスタQ₃及び
Q₆のベースに接続され、他方トランジスタQ₂のベースは
キャパシタC₂を介してトランジスタQ₄及びQ₅のベースに
接続されている。

AGC検波出力VoutはトランジスタQ₃及びQ₅のコレクタ同
士の接続点とトランジスタQ₄及びQ₅のコレクタ同士の接
続点との間、即ち出力端子12A及び12B間から得られる。
トランジスタQ₁及びQ₂のエミッタ同士の接続点は電流源
13に接続されている。

上記の回路において、各トランジスタQ₁〜Q₆のコレクタ
電流I_C1〜C_C6は、入力信号電圧をVin、電流源13の電流
をI_eeとおくと、以下のようにあらわされる。（Vtはト
ランジスタのサーマル電圧）（１）〜（６）式から、 AGC出力電圧Voutは、出力端子12A,12B間に接続される負
荷回路12の負荷抵抗をR₁とすると、次のようにあらわせ
る。

Vout＝RI・Iout＝RI・〔（I_C3＋I_C5）−（I_C6＋I_C4）〕＝RI・〔（I_C3−I_C6）−（I_C4＋I_C5）〕＝RI・I_ee・〔tanh（Vin/2 Vt）〕² ……（11）ここで、Vin＜Ttならば Vout＝RI・I_ee・（Vin/2 Vt）〕² ……（12）となる。

ここで、入力信号電圧Vinをその瞬時値Vo sinωｔにお
きかえると、このAGC出力電圧Voutを低域通過フィルタ（図示せず）
を介して取出すものとすると、以下のようになる。

上記のように、従来のAGC検波器は、入力信号振幅値V_o
の２乗に比例し、且つトランジスタのサーマル電圧Vtの
２乗に反比例した直流のAGC出力電圧Voutを得ることが
理解できる。

（発明が解決しょうとする問題点）上記した如く従来のAGC検波器は、1/Vt²に比例したAGC
出力電圧Voutを得る。トランジスタのサーマル電圧Vt
は、Vt＝KT/q（K;ボルツマン定数、q;電子電荷、T;絶対
温度）で与えられる。従って、AGC出力電圧Voutは、絶
対温度Ｔの２乗に反比例し、温度変動によって大幅な変
動を受けることになる。しかもAGC出力電圧VoutのDC電
位は高くなり、出力振幅が容易にその最大値で飽和す
る。

このような問題を解決する手段として、例えば電流源13
の電流I_eeが絶対温度Ｔに比例するようにし、上記AGC出
力電圧Voutの変動を補償せんとする試ろみがなされてい
る。

絶対温度Ｔに比例した出力電流を持つ電流源の例として
は、たとえば第８図に示す回路がある。

第８図において、トランジスタQ₁₁，Q₁₃は、同一サイズ
のトランジスタであり、各々のエミッタは抵抗R₁₁，R₁₃
を介して接地される。また、トランジスタQ₁₂は、トラ
ンジスタQ₁₁，Q₁₃に比べてＮ倍のエミッタサイズを持つ
トランジスタである。トランジスタQ₁₂のエミッタは抵
抗R₁₂を介してトランジスタQ₁₁のエミッタに接続され
る。トランジスタQ₁₄，Q₁₅，Q₁₆及び抵抗R₁₄，R₁₅はカ
レントミラー回路を構成し、トランジスタQ₁₁，Q₁₂のコ
レクタに夫々等しい電流I_oを流す。また、トランジスタ
Q₁₇，Q₁₈，Q₁₉及び抵抗R₁₆〜R₂₀はスタータ回路を構成
している。

ここで、Vbe11,Vbe12及びVbe13をトランジスタQ₁₁，Q₁₂
及びQ₁₃のベース・エミッタ間電圧とし、I₂をトランジ
スタQ₁₁，Q₁₃の逆方向飽和電流値とすると、Vbe11,Vbe1
2及びVbe13は夫々、 V_be11＝V_be12＋Io R₁₂ ……（15） V_be11＝V_be13＝Vt・ln（Io/Is） ……（16） V_be12＝Vt・ln〔（Io/（N Is） ……（17）とあらわせる。

（15）〜（17）式からが得られる。（16）式から、R₁₁，R₁₃での電位降下は等
しく、また、β＞＞０であるからトランジスタQ₁₃を流
れる出力電流I_ee（ｔ）は次式で与えられる。

R₁₃・I_ee（ｔ）R₁₁・（２・Io）故に、 Vt＝kT/qを代入すると、となる。

よって、上記の回路により、絶対温度Ｔに比例した出力
電流I_ee（Ｔ）をトランジスタQ₁₃のコレクタに得られ
る。

上記の電流源を利用すると、AGC検波器は温度変動によ
る影響をＴに比例する次元にまで低減できる。しかし、
依然として温度変動に基因する変動は残ることになる。
つまり、上記の電流源では、T²に比例する電流出力を得
られないからである。

温度による影響を更に低減する方法として第７図の差動
回路D₂及びD₃をスイッチ動作させることが考えられる。
この場合は、（14）式は次のようにあらわせる。

このようにすると、温度変動の影響をAGC出力電圧Vout
がＴに比例するまでに低減できる。

しかしながら、差動回路D₂，D₃を完全にスイッチ動作さ
せるには、入力信号Vinに完全に周期した大振幅のスイ
ッチング信号を作る必要がある。そのために、例えば位
相ロックドループ（PLL）回路が必要となり、全体の回
路を複雑化することになる。比較的簡単に上記スイッチ
ング信号を得る手段の例として、別回路を付加して入力
信号を増幅することが考えられる。しかし、スイッチン
グ信号と入力信号Vin間で位相ずれを生じやすく、従っ
てAGC出力電圧Voutに誤りが生じる。この場合は、特に
高周波域でその誤りが増大する。また、入力信号Vinと
スイッチング信号との直流レベルを適切に維持するため
に、多くのレベルシフト回路が必要となるが、これらレ
ベルシフト回路でかえって温度変動の影響を受ける結果
となる。

その他に温度変動の影響を低減する手段として、トラン
ジスタQ₁〜Q₆の各エミッタにサーマル電圧Vtを充分無視
できるようになる程度の大きさの抵抗を接続する方法も
ある。

それらの抵抗値をReとすると、 Re＞＞2Vt/I_eeのときに、AGC出力電圧Voutは、となる。この式を満たすためには、上記条件Re＞＞2Vt/
I_eeが必要である。例えば、I_ee＝1mA、Vt＝26mV（Ｔ＝3
00°Ｋ）の場合に2Vt/I_ee≦0.01ReがVtを無視できる条
件と仮定する。この場合は、Re≧5.2kΩの条件が必要と
なる。しかしながら入力信号Vin＝0.5Vにおいて、Vout
＝0.1Vを得るためには、第７図の回路ではRI＝4.32kΩ
でよいのに対し、Re＝5.2kΩを加えた場合では、RI＝8
6.5kΩが必要となってしまう。また、この場合、I_ee＝1
mAの値で考えて、第７図の回路では各抵抗R₁，R₂の電圧
降下が2.16Vにしかすぎないのに、Re＝5.2kΩを付加し
た場合では、それが47Vにも達する。さらまた、トラン
ジスタの飽和条件等を加味すると、必要な電源電圧は第
７図の回路ではせいぜい8V程度でよいの対して、Re＝5.
2kΩを付加した場合には55Vもの電源電圧を必要とす
る。従って、トランジスタのエミッタに抵抗を接続する
手段は温度変動の影響を低減する手段として実用的では
ない。

以上説明したように、従来のAGC検波器においては、温
度変動による悪影響を回避する充分な対策が得られず、
高精度で使用範囲の広いものが得られていない。また、
温度変動による悪影響を回避する対策は部分的には可能
であるが、かえって回路の複雑化、消費電力の増大、必
要電源電圧の増加等の問題が生じ、かえって使用範囲を
せばめる結果となっている。

この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、入出力
信号の振幅値に関する制限が少なく、入力信号の周波数
が高くても十分動作し、高精度で温度変動による出力信
号の変動を簡単に補償し、消費電力も少なく、低電圧動
作も可能であり、IC化に適した簡単な構成の自動利得制
御用検波回路を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）この発明は、例えば第１図に示すようにトランジスタQ
₂₁，Q₂₂のグループとQ₂₃，Q₂₄のグループとを差動形式
で電流源13に接続し、一方のグループのトランジスタQ
₂₁，Q₂₂のベースには共通に直流電圧V₂を供給し、他方
のグループのトランジスタQ₂₃，Q₂₄の各ベースには第６
図に示すような入力信号処理回路によって互いに逆位相
の絶対温度Ｔに比例した振幅を持つ入力信号を供給し、
且つ第８図に示すような電流源13によって絶対温度に比
例した電流を前記各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄のエミッタに
供給する構成として、コレクタから出力を得るようにし
たものである。

（作用）上記構成において、入力信号Vinと電流源13の電流I_eeと
が共に絶対温度Ｔに比例し、互いに相殺する結果、各ト
ランジスタQ₂₁〜Q₂₄の相互コンダクタンスgm1〜gm4が温
度係数を持たなくなって温度変動の影響を受けないAGC
出力電圧を得ることができる。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面第１図乃至第６図を参照し
て説明する。なお、説明を簡単にするため、各図面を通
じて同一あるいは同等な回路要素には同一の符号や記号
を用いている。

第１図はこの発明の一実施例であり、駆動電力源E₃は、
抵抗R₂₁を介してトランジスタQ₂₁，Q₂₂のコレクタに接
続され、また抵抗R₂₂を介してトランジスタQ₂₃，Q₂₄の
コレクタに接続され各トランジスタQ₂₁乃至Q₂₄に駆動電
圧V₃を印加する。トランジスタQ₂₁，Q₂₂のベースには、
基準電圧源E₂が接続され、電圧V₂が印加される。トラン
ジスタQ₂₃及びQ₂₄のベースは夫々、入力信号源に接続さ
れる入力端子11A及び11Bに接続される。また、トランジ
スタQ₂₁，Q₂₂，Q₂₃，Q₂₄の各エミッタは共通接続され、
且つ定電流源13を介して接地電位源Ｇに接続される。す
なわち、トランジスタQ₂₁及びQ₂₂の各コレクタ・エミッ
タ通路が互いに並列に接続され、トランジスタQ₂₃及びQ
₂₄の各コレクタ・エミッタ通路が互いに並列に接続され
る。また、トランジスタQ₂₁及びQ₂₂の各ベースは共に基
準電圧源E₂に接続され、トランジスタQ₂₃及びQ₂₄の各ベ
ースは入力信号源11の両端に接続される。そしてAGC出
力電圧VoutはトランジスタQ₂₁及びQ₂₂のコレクタ同士の
接続点とトランジスタQ₂₃及びQ₂₄のコレクタ同士の接続
点との間から得られる。

実際の回路設計では、トランジスタQ₂₁及びQ₂₂が一個の
マルチベース・トランジスタQ_m1の形ちで作成され、ト
ランジスタQ₂₃及びQ₂₄も他の一個のマルチベース・トラ
ンジスタQ_m2の形ちで作成される。そして一方のマルベ
ース・トランジスタQ_m1の両ベースは基準電圧源E₂に接
続され、他方のマルチベース・トランジスタQ_m2の両ベ
ースは夫々入力端子11A,11Bに接続される。

基準電圧V₂が基準電圧E₂からトランジスタQ₂₁及びQ₂₂の
ベースに共通に印加され、入力信号Vinが入力信号源11
からトランジスタQ₂₃及びQ₂₄のベース間に印加される。
入力信号源11は、夫々位相が互いに逆で、絶対温度Ｔに
比例する同振幅の入力信号Vin1及びVin2を発生する。な
お説明の便宜上、以降においてはVinをVin1及びVin2の
双方を表わすものとして使用する。更にまた、入力端子
11A及び11B間には入力信号Vinに重畳に重畳して直流バ
イアスVdが印加される。この直流バイアスVdは各トラン
ジスタQ₂₁乃至Q₂₄のバイアス状態を互いに調和させるた
め、基準電圧V₂と同等値を持つようにされる。従って、
入力信号源11は等価的に入力信号Vin1及びVin2を与える
二つの信号源及び直流電圧Vdを与える直流バイアス源Ed
を持つものとして表わされている。従って、各入力端子
11A及び11Bにおいて直流バイアスVdが入力信号Vinに重
畳される。つまり、 Vin-a＝Vd＋Vin＝Vd＋Vo sinωｔ ……（23）但し、Vin-aは入力端子11A,11Bの電位であり、Voは前述
の如く入力信号Vinの振幅である。

本回路における入力信号Vin及びAGC出力電圧Vout間の直
流（DC）伝達特性は、次のようになる。ここで定電流源
13の電流をI_ee、トランジスタQ₂₁〜Q₂₄のエミッタ電位
をVe、各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄のコレクタ電流をI_C21〜
I_C24とおく。また、各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄は同一特性
を持持つものとする。すると、各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄
の逆方向飽和電流I_S21〜I_S24と、電流増幅率α₂₁〜α₂₄
は、互いに等しいものとして与えられる。つまり、 I_S21＝I_S22＝I_S23＝I_S24＝Is ……（24） α₂₁＝α₂₂＝α₂₄＝α ……（25）とおける。次に各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄のコレクタ電流
の関係は次のようにあらわせる。

（26），（27）式より I_C21＝I_C22 ……（31）が得られる。従って（30）式は（28），（29）及び（3
1）式を用いて次のように表わされる。

ここで、 I_C21（Vin＝０）＝I_C22（Vin＝０）＝I_C23（Vin＝０）
＝I_C24（Vin＝０）＝I_ee/4 ……（35） I_C21（Vin＝±∞）＝I_C24（Vin＝±∞）＝０……（36） I_C23（Vin＝±∞）＝I_C24（Vin＝−∞）＝I_ee ……（3
7） I_C23（Vin＝−∞）＝I_C24（Vin＝＋∞）＝０……（38）各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄の相互コンダクタンスgm1〜gm4
は、式を簡素化するために、とすると、gm3は、（39）〜（41）式より gm1（Vin＝０）＝gm2（Vin＝０）＝０ ……（42） gm3（Vin＝０）＝io/（4 Vt） ……（43） gm4（Vin＝０）＝io/（4 Vt） ……（44）ここで、ioはAGC出力電流の直流成分である。

（32）〜（44）式よりDC伝達特性は、第２図に示すよう
になる。そして、抵抗Ｒ₂₁,R₂₂を通過する電流I_r21，I
_r22は、 I_r21＝I_C21＋I_C22 ……（45） I_r22＝I_C23＋I_C24 ……（46）であるので、入力信号Vinと、I_r21，I_r22の関係は、第
３図に示すようになる。

ここで、第３図に示すI_r21，I_r22とVinの関係は、以下
に示す近似が十分可能である。

（47），（48）式により、本発明の回路の入力信号Vin,
AGC出力電圧Vout間の関係は、第４図に示すようにな
る。そして、次式が得られる。

Vout＝Rl・（I_r22−I_r21） ……（49）但し、Rlは抵抗R₁₁，R₁₂の抵抗値である。

したがって、AGC出力電圧Voutは、第４図に示すように
整流された信号として得られる。最終的に低減通過フィ
ルタを介してして得られるAGC出力電圧Voutは、次のよ
うにあらわされる。

ここで、（50）式について検討を進める。入力信号Vin
の振幅（従来のAGC検波回路では、入力信号Vinはその振
幅を比較的低いレベルに制限される）に関しては、第１
図に示す実施例のAGC検波回路は、第７図に示す従来AGC
検波回路に関連して述べたいくつかの回路設計技術を適
用することにより、比較的大振幅の入力信号Vinを取扱
うことが可能である。即ち、通常の差動増幅器の場合と
同様に、電流源13の電流I_eeを変える、負荷抵抗R1を変
える、各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄のエミッタと電流源13と
の間に夫々抵抗Reを接続する、などの対策を行なって、
回路の利得、ダイナミックレンジを調整することにより
対応可能である。実施例によるAGC検波回路は、差動増
幅回路形式をとっているので、出力振幅を大きく設定で
き比較的高い入力周波数で動作可能である。また本実施
例によるAGC検波回路は構成が簡単で素子数が少なく、
低消費電力で、低電圧動作も可能であり、IC化にも適し
ている。

更に本実施例によるAGC検波回路のAGC出力電圧Voutは、
（50）式から解るように絶対温度Ｔに比例しているの
で、本回路にその電流源13として第８図に示すような公
知のバンドギャップ型電流源を適用することにより、温
度変動による影響が容易に補償される。

温度変動によるAGC出力電圧Voutの特性変動に関して
は、第１図の回路中の各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄の相互コ
ンダクタンスgm1〜gm4は（39）〜（41）式で決定され
る。（39）〜（41）式から解るように、第１図の回路中
の電流源13の電流I_ee及び入力信号Vinが絶対温度Ｔに比
例するようになされるとき、それら入力信号Vin及び電
流源13の電流I_eeの特性変動は互いに相殺する。従って
各トランジスタQ₂₁〜Q₂₄の相互コンダクタンスは温度変
動による影響を受けなくなる。従ってAGC出力電圧Vout
も温度変動による影響を受けなくなる。電流I_eeが絶対
温度Ｔに比例する特性を有する電流源の例としては第８
図に示すものが有り、先に説明した通りである。

第６図を参照して、入力信号Vinを絶対温度Ｔに比例し
て変化させる信号入力回路11の例を説明する。この第６
図の回路は基本的に差動アンプD₄と電流源14とによって
構成されている。

差動アンプD₄は、各トランジスタQ₃₁及びQ₃₂の各エミッ
タが電流源14に共通に接続されている。また、各トラン
ジスタQ₃₁，Q₃₂のコレクタは抵抗R₃₁及びR₃₂を介して電
圧V₄を有する駆動電圧源E₄に夫々接続されている。更に
それらのエミッタは上記電流源14に共通に接続されてい
る。入力信号Vinは各トランジスタQ₃₁，Q₃₂のベース間
に印加され、各トランジスタQ₃₁，Q₃₂のコレクタは第１
図の回路中のトランジスタQ₂₃及びQ₂₄のベースへ前述し
た入力信号Vin1（ｔ）及びVin2（ｔ）を供給するように
接続される。なお、これら入力信号Vin1（ｔ）及びVin2
（ｔ）は位相が互いに逆相で同一の振幅を有する。説明
の便宜上、以降の説明においてVin（ｔ）をVin1（ｔ）
及びVin2（ｔ）を表わすものとして使用する。このVin
（ｔ）は以下に述べる如く絶対温度Ｔに比例するものと
なる。

電流源14はトランジスタQ₃₃〜Q₃₈で構成される。トラン
ジスタQ₃₃はそのベース及びコレクタを電圧V₅を持つ駆
動電力源E₅に接続され、そのエミッタが定電流I₃₃の電
流源S₃₃を介して接地電位端子Ｇに接続されている。ト
ランジスタQ₃₄は、そのコレクタが駆動電力源E₅に、そ
のベースがトランジスタQ₃₃のエミッタに、且つそのエ
ミッタが定電流I₃₄の電流源S₃₄を介して接地電位端Ｇに
夫々接続されている。トランジスタQ₃₅は、そのコレク
タが駆動電力源E₄に接続され、そのエミッタが定電流I
₃₄の電流源S₃₅を介して接地電位端Ｇに接続されてい
る。トランジスタQ₃₆は、そのコレクタ及びベースが駆
動電力源E₅に接続され、そのエミッタがトランジスタQ
₃₅のベースに接続されている。トランジスタQ₃₇及びQ₃₈
は、それらのエミッタが共通接続され且つ定電流I_d5の
電流源E_d5を介して接地電位端Ｇに接続されている。即
ち、トランジスタQ₃₇及びQ₃₈は差動アンプD₅を構成して
いる。トランジスタQ₃₅のコレクタはトランジスタQ₃₅の
ベースに接続され、そのベースがトランジスタQ₃₄のエ
ミッタに接続されている。他方、トランジスタQ₃₈のコ
レクタは差動アンプD₄中のトランジスタQ₃₁及びQ₃₂のエ
ミッタに接続され、そのベースがトランジスタQ₃₅のエ
ミッタに接続されている。

次に、第６図に示される信号入力回路の動作を説明す
る。差動アンプD₄の出力、即ち第１図のAGC検波回路に
対する入力信号Vin（ｔ）はその振幅に関して次式で与
えられる。

Vin（ｔ）＝Vin・gm・Rl＝Vin・（I₁₄/Vt）・R₃₁ ……
（51）ここで、I₁₄は電流14から差動アンプD₄へ与えられる電
流である。

各トランジスタQ₃₃〜Q₃₈が同一サイズであるとすると、
これらトランジスタQ₃₃〜Q₃₈の逆方向飽和電流I_S33〜I
_S38は次式で与えられる。

I_S33＝I_S34＝I_S35＝I_S36＝I_S37＝I_S38 ……（52）この場合、トランジスタQ₃₇及びQ₃₈のエミッタ電位V_e37
及びV_e38は同一であり、電流源S_d5の端子電位V_d5として
表わすことができる。各トランジスタQ₃₃〜Q₃₈のベース
・エミッタ間電圧をV_be33〜V_be38とすると、次式が成立
する。

V₅−V_d5＝V_be33＋V_be34＋V_be37 ＝V_be36＋V_be35＋V_be38 ここでV_d4は差動アンプD₄中の各トランジスタQ₃₁及びQ
₃₂の互いに同値を示すエミッタ電位V_be31及びV_be32を表
わす。

各ベース・エミッタ間電圧V_be33〜V_be38を各電流源
S₃₃，S₃₄，S₃₅及びS_d5の定電流I₃₃，I₃₄，I₃₅及びI_d5を
使って表わすと、次式となる。

（52）式からは次式の関係が得られる。

I₃₃・I₃₄・（I_d5−I₁₄）＝I₁₄・I₃₅・（I_d5−I₁₄）I₁₄
＝（I₃₄・I₃₃）／I₃₅ ……（53）（53）式を（51）式に代入すると、次式となる。

ここで電流源S₃₃及びS₃₄を第８図に示すようなバンドギ
ャップ型定電流源を用いて構成することとすると、次式
が得られる。

従って定電流S₃₅として温度係数の要因に影響されない
電流源を使用すれば、第６図に示す信号入力回路の出
力、即ち第１図に示すAGC検波回路への入力信号Vin
（ｔ）はサーマル電圧Vtに比例するようになる。

以上の如く第６図に示す信号入力回路から出力される信
号Vin（ｔ）を接続して入力信号Vinを絶対温度Ｔに比例
させ、更に電流源13の電流I_eeを絶対温度Ｔに比例させ
ることによって、AGC検波回路のトランジスタQ₂₁〜Q₂₄
の相互コンダクタンスgm1〜gm4が温度係数を持たなくな
って温度変動に影響されない安定な動作を得ることがで
きる。

本発明による実施例によれば第１図に示すAGC検波回路
は単に４個のトランジスタで構成される。温度変動に対
する安定性のために必要な特性を満足するには、各トラ
ンジスタQ₂₁〜Q₂₄を流れるコレクタ電流I_C21〜I_C24が、
入力信号が零のとき同一であればよい。

つまり、が成立する。こでI_cは、同一値を示す各コレクタ電流I
_C21〜I_C24を表わす。従って次式が成立する。

I_S1＋I_S2＝２I_S3＝２I_S4 上式より解るように、信号入力回路11に接続された差動
アンプ中の２つのトランジスタQ₂₃及びQ₂₄の各逆方向飽
和電流I_S23及びI_S24が同一で、且つ基準電圧源E₂に接続
された差動アンプあるいはマルチベース・トランジスタ
Q_m1中の２つのトランジスタQ₂₁及びQ₂₂の各逆方向飽和
電流I_S21及びI_S22の和がトランジスタQ₂₃あるいはQ₂₄の
各逆方向飽和電流I_S23あるいはI_S24の２倍であればよい
こととなる。トランジスタの逆方向飽和電流I_Sは、トラ
ンジスタのエミッタ面積に依存する。よって、各逆方向
飽和電流I_S21〜I_S24の間に上式の関係が満足されるなら
ば、トランジスタの他の特性は特に限定されない。

さらに、第１図のAGC検波回路のAGC出力電圧Voutは、互
いに差動関係を持つ２つの出力として出力端子12A,12B
に取出されるように示しているが、シングル出力であっ
てもよい。また、AGC検波出力は、電圧出力としてとり
だす方法を示しているが、第１図に示す回路の特性が電
流関係から解析されてもいるように、電流出力として取
出すこともできる。

この発明は上記の実施例に限定されるものではない。第
１図の回路において、定電圧源の電圧あるいは入力信号
の振幅設定を変更することにより、異なった型式のAGC
出力を得ることができる。

説明を簡単にするために、今、回路接続、抵抗R₁₁，R₁₂
の抵抗値、定電流源13の電流I_ee、定電圧源E₃の電圧
V₃、信号入力源11の入力信号Vinには変更がないものと
する。

信号入力源11の電位Vin-aは、（23）式で示したように Vin-a＝Vd＋Vin＝Vd＋Vo・sinωｔ ……（23）である。これに対して、基準電圧源E₂の基準電位V₂を以
下のように設定するものとする。

V2＝Vd＋Vx ……（56）つまり、各マルチベース・トランジスタQ_m1及びQ_m2に対
するバイアス電圧を互いに電圧Vxだけ異なるよにする。
電圧Vxはベースバイアスのシフト電圧として働く。

さらに説明を簡単のために、Vx＝4Vt（Vt;サーマル電
圧）とすると、（47），（48）式のDC伝達特性から、こ
の実施例の場合の入出力関係は第５図に示すようにな
る。但し、図の横軸は、各マルチベース・トランジスタ
Q_m1及びQ_m2間のベース電位差を示す。

AGC検波回路出力電圧Voutは、第５図に示すように、入
力信号Vinを半波整流したものとして得られる。この半
波整流出力を低域通過フィルタを介して、最終的に得ら
れるAGC検波回路Vout′は、次のようになる。

入力信号の変化に対する出力の変化を（57）式からみる
と、右辺のRl・I_eeの項は一定であるので無視できる。
この状態で入力をVin-bとすると以下のようになる。

（58）式と（50）式を比べると、（50）式中の右辺の項
の２πが（58）式では４πに置き換わっている他は、全
く同じである。よってこの実施例においても、前記した
AGC検波器と同じ特性、効果が得られる。なお、上記の
説明では、ベースバイアス・シフト電圧がVx＝4Vtの場
合で説明したが、これ以外のベースバイアス・シフト電
圧Vxの場合には、直流オフセットの量が異なるだけで、
基本的な動作に変りはない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によると、従来のものに
比べて、出力振幅や信号入力条件が広く、高精度で、温
度変動による出力変動を簡単に補償でき、回路構成が簡
単で、消費電力が少なく、低電圧動作も可能で、IC化に
も適した自動利得制御用検波回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の入力電圧対コレクタ電流特性図、第３図は
第１図の回路の入力電圧対出力電流特性図、第４図は第
１図の回路の直流伝達特性図、第５図はこの発明の他の
実施例における直流伝達特性図、第６図は電流源回路の
例を示す回路、第７図は従来の自動利得制御用検波回路
を示す回路図、第８図は温度補償用差動増幅回路を示す
回路図である。 Q₂₁〜Q₂₄……トランジスタ、R₁₁，R₁₂……抵抗、Il……
定電流源。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】エミッタが共通に電流源に接続された第１
乃至第４の互いに特性がほゞ同一で同極性のトランジス
タと、前記第１及び第２のトランジスタのコレクタ同士
の共通接続点と駆動電力源との間に接続された第１のコ
レクタ負荷装置と、前記第３及び第４のトランジスタの
コレクタ同士の共通接続点と前記駆動電力源との間に接
続された第２のコレクタ負荷装置と、前記第１及び第２
のトランジスタのベース同士が共通に接続された基準電
圧源と、前記第３及び第４のトランジスタのベースがそ
の両端に接続された入力信号処理回路とを具備し、前記
入力信号処理回路は絶対温度に比例する入力信号を前記
第３及び第４のトランジスタの各ベースに印加し、前記
電流源は絶対温度に比例した電流を前記第１乃至第４の
トランジスタの各エミッタに印加し、且つ前記各コレク
タ共通接続点から出力端が夫々引出されることを特徴と
する自動利得制御用検波回路。