EP0360887A1 - CMOS-Spannungsreferenz - Google Patents

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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement in complementary MOS technology according to the preamble of claim 1.
  • Bandgap resp. Bandgap circuits are known and are described, for example, in the book "Semiconductor Circuit Technology” by U. Tietze and Ch. Schenk, 7th edition, Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York 1985, pages 534 ff.
  • bandgap circuits can be used to generate reference voltages which, independently of the temperature coefficients of the components used in them, provide a temperature-independent reference voltage.
  • the principle of such circuits is to compensate for the negative temperature coefficient of the base-emitter diode voltage of a bipolar transistor by adding a voltage with a correspondingly positive temperature coefficient by using a second transistor with a different base-emitter voltage and an emitter resistor.
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • the different base-emitter voltages of the bipolar transistors are generated, for example, by different area ratios of the emitter zones.
  • the circuit relates to a p-well CMOS technology, as can be implemented, for example, on an n ⁇ -conductive substrate or a correspondingly conductive epitaxial layer.
  • N-channel field effect transistors are produced by introducing p+ zones for the source and drain into the substrate.
  • Bipolar transistors can be produced in this technique by introducing a p-type well on the n-type substrate and in turn a n-type connection zone. This creates a substrate-npn transistor, in which the n+-zone is the emitter, the p ⁇ -well is the base and the substrate is the collector. The collector or the substrate must be connected to the positive operating voltage in order to reliably block parasitic diodes between the p-wells and the substrate.
  • the CMOS bandgap circuit known from the aforementioned prior publication has the base connections of the two npn transistors as a reference point for the bandgap voltage. Usually this point is applied to the reference potential, i. H. to ground.
  • the output connection of the bandgap voltage is at the connection point of the drain connection of a MOS transistor with a resistor, both of which are arranged in the emitter circuit of a bipolar transistor.
  • the known CMOS bandgap circuit requires a positive and a negative supply voltage with respect to the reference potential.
  • bandgap circuits which manage with only an unipolar supply voltage, but which have to do without bipolar transistors.
  • these circuits do not achieve the temperature stability of bipolar bandgap circuits.
  • the invention has for its object to provide a CMOS voltage reference circuit that manages with an only unipolar supply voltage and achieves the temperature stability of bipolar bandgap circuits.
  • the circuit arrangement according to the invention has the advantage that it can be operated with a low and unipolar voltage with respect to the reference potential and that it can also be used to implement higher reference voltages than the bandgap voltage of the semiconductor material.
  • Embodiments of the invention are characterized in the subclaims.
  • the bandgap circuit contains two bipolar transistors T1 and T2 with different base-emitter voltages. Both collector connections are connected to the VDD terminal, which has a positive potential compared to the reference voltage.
  • a resistor R3 and in series the output circuit of a field effect transistor M1 is arranged in the emitter circuit of transistor T1, the source of which is connected to terminal VSS.
  • the VSS terminal is at reference potential, i. H. grounded.
  • the series circuit of two resistors R1 and R2 and the output circuit of another field effect transistor M2 is arranged in the output circuit of transistor T2.
  • the source connection of M2 is also at the VSS terminal.
  • the bandgap voltage UG must be tapped at the drain terminal of the transistor M2, to which the terminal VG1 corresponds, based on the base terminals of the bipolar transistors T1 and T2, to which the terminal VG2 corresponds.
  • the output of the bandgap circuit VG1 is now fed back to the reference point VG2.
  • the connection VG1 is connected to an input of a second operational amplifier OP2, the other input of which lies at the dividing point of an ohmic voltage divider consisting of the resistors R4 and R5.
  • the ohmic voltage divider is between the connection VG2 and the terminal VSS, i. H. Ground, switched.
  • the output of the operational amplifier OP2 is on the connection VG2, i. H. fed back to the base connections of the bipolar transistors T1 and T2.
  • the output of the second operational amplifier OP2 is connected to the terminal VR, at which the temperature-independent reference voltage UR can be tapped with respect to the reference potential at the terminal VSS.
  • the relationship between the temperature-independent reference voltage UR and the bandgap voltage UG is established by the ohmic voltage divider from the resistors R4 and R5.
  • the temperature-independent reference voltage UR is thus calculated from the product of the bandgap voltage UG on the one hand and the sum of the two resistors R4 and R5 in relation to the resistor R4 on the other hand.
  • An embodiment of the invention according to the figure contains a startup circuit IA, which is connected between the output terminal VR of the second operational amplifier OP2 and the terminal VDD with the relatively positive supply voltage potential.
  • This start-up circuit IA is drawn as a current source and can be implemented, for example, by a current source transistor or a resistor.
  • the starting circuit IA enables the reference voltage UR to be used as the operating voltage of the bandgap circuit, so that the actual reference voltage source can be operated from the two bipolar transistors T1 and T2 with the stabilized output reference voltage. This results in excellent suppression of input voltage fluctuations at the VDD terminal.
  • the start-up circuit IA is necessary since the operating voltage derived from the temperature-independent reference voltage UR must first be built up when a voltage is applied to the VDD terminal.
  • the circuit according to the embodiment of the figure makes it possible to dispense with a separate connection terminal VR, so that the CMOS voltage reference according to the invention has only the two connection terminals VDD and VSS to the outside.

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Abstract

Zur Erzeugung einer temperaturunabhängigen Referenzspannung (UR) mit Hilfe einer Schaltungsanordnung in komplementärer MOS-Technik, die eine nur unipolare Versorgungsspannung (VDD, VSS) besitzt, wird vorgeschlagen, den Ausgang der verwendeten Bandgap-Schaltung (VG1) auf ihren Bezugspunkt (VG2) rückzukoppeln. Vorzugsweise dient dazu ein Operationsverstärker (OP2). Mit Hilfe einer Anlaufschaltung (IA) läßt sich die Referenzspannung (UR) als Betriebsspannung der Schaltungsanordnung verwenden, so daß Speisespannungsänderungen wirksam unterdrückt werden.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung im komplementärer MOS-Technik nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
  • Bandgap-bzw. Bandabstands-Schaltungen sind bekannt und bei­spielsweise in dem Buch "Halbleiter-Schaltungstechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk, 7. Auflage, Springer-Verlag, Berlin, Heidelberg, New York 1985, Seiten 534 ff. beschrieben.
  • In der vorgenannten Veröffentlichung ist ausgeführt, daß mit derartigen Bandgap-Schaltungen Referenzspannungen erzeugt werden können, die unabhängig von Temperaturkoeffizienten der in ihr verwendeten Bauelemente eine temperaturunabhängige Re­ferenzspannung liefern. Das Prinzip derartiger Schaltungen be­steht darin, den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-­Emitter-Diodenspannung eines Bipolartransistors durch Addition einer Spannung mit entsprechend positivem Temperaturkoeffi­zienten zu kompensieren, indem ein zweiter Transistor mit an­derer Basis-Emitter-Spannung und einem Emitterwiderstand be­nutzt wird.
  • Aus der Veröffentlichung IEEE ISSC Vol.SC-20, No. 6, Dec. 1985, pp. 1151-1157 ist eine Bandgap-Schaltung in komplementärer CMOS-Technik gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 be­kannt. Die unterschiedlichen Basis-Emitter-Spannungen der Bipolartransistoren werden beispielsweise durch unterschied­liche Flächenverhältnisse der Emitterzonen erzeugt. Die Schaltung bezieht sich auf eine p-Wannen-CMOS-Technik, wie sie beispielsweise auf einem n⁻-leitenden Substrat oder einer ent­sprechend leitfähigen epitaktischen Schicht realisiert werden kann. n-Kanal-Feldeffekttransistoren werden erzeugt, indem p⁺-Zonen für Source und Drain in das Substrat eingebracht werden. Zur Herstellung von p-Kanal-Feldeffekttransistoren ist ist eine p⁻-leitende Wanne erforderlich, in die für die Source-­und Drainanschlüsse n⁺-leitende Zonen eingebracht werden. Bipo­lartransistoren lassen sich in dieser Technik erzeugen, indem auf dem n⁻-leitenden Substrat eine p⁻-leitende Wanne und in die­se wiederum eine n⁺-leitende Anschlußzone eingebracht wird. Auf diese Weise entsteht ein Substrat-npn-Transistor, bei dem die n⁺-Zone den Emitter, die p⁻-Wanne die Basis und das Substrat den Kollektor darstellt. Der Kollektor bzw. das Substrat müssen an die positive Betriebsspannung angeschlossen werden, um parasitä­re Dioden zwischen den p-Wannen und dem Substrat sicher zu sper­ren.
  • Die aus der genannten Vorveröffentlichung bekannte CMOS-Bandgap-­Schaltung hat als Bezugspunkt für die Bandgap-Spannung die Basis­anschlüsse der beiden npn-Transistoren. Üblicherweise legt man diesen Punkt an das Bezugspotential, d. h. an Masse. Der Ausgangs­anschluß der Bandgap-Spannung liegt am Verbindungspunkt des Drainanschlusses eines MOS-Transistors mit einem Widerstand, die beide im Emitterkreis eines Bipolartransistors angeordnet sind. In jedem Fall ist für die bekannte CMOS-Bandgap-Schaltung eine bezüglich des Bezugspotentials positive und eine negative Ver­sorgungsspannung erforderlich.
  • Andererseits sind Bandgap-Schaltungen bekannt, die mit einer nur unipolaren Versorgungsspannung auskommen, dafür jedoch auf bipolare Transistoren verzichten müssen. Diese Schaltungen erreichen jedoch nicht die Temperaturstabilität von bipolaren Bandgap-Schaltungen.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine CMOS-Spannungs-­Referenzschaltung anzugeben, die mit einer nur unipolaren Versorgungsspannung auskommt und die Temperaturstabilität bipolarer Bandgap-Schaltungen erreicht.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kenn­zeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
  • Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besitzt den Vorteil, daß sie sich mit einer niedrigen und dazu unipolaren Spannung bezüglich des Bezugspotentials betreiben läßt und daß sich mit ihr auch höhere Referenzspannungen als die Bandgap-Spannung des Halbleitermaterials realisieren läßt.
  • Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekenn­zeichnet.
  • Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in der Figur der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
  • Gemäß der Figur enthält die Bandgap-Schaltung zwei bipolare Transistoren T1 und T2 mit unterschiedlichen Basis-Emitter-­Spannungen. Beide Kollektoranschlüsse sind an die Klemme VDD angeschlossen, die gegenüber der Bezugsspannung ein positives Potential führt. Im Emitterkreis des Transistors T1 ist ein Widerstand R3 und in Reihe dazu der Ausgangskreis eines Feld­effekttransistors M1 angeordnet, dessen Source an der Klemme VSS liegt. Die Klemme VSS ist an Bezugspotential, d. h. an Masse gelegt. Im Ausgangskreis des Transistors T2 ist die Reihenschaltung zweier Widerstände R1 und R2 sowie des Aus­gangskreises eines anderen Feldeffekttransistors M2 ange­ordnet. Der Sourceanschluß von M2 liegt ebenfalls an der Klemme VSS. Die Verbindungspunkte des Emitters von T1 mit dem Wider­stand R3 einerseits und der beiden Widerstände R1 und R2 andererseits führen auf die Eingänge eines Operationsverstär­kers OP1, dessen Ausgang die Transistoren M1 und M2 steuert. Am Drainanschluß des Transistors M2, dem der Anschluß VG1 ent­spricht, ist bezogen auf die Basisanschlüsse der Bipolartran­sistoren T1 und T2, denen der Anschluß VG2 entspricht, die Bandgap-Spannung UG abzugreifen.
  • Erfindungsgemäß ist nun der Ausgang der Bandgap-Schaltung VG1 auf den Bezugspunkt VG2 rückgekoppelt. Dazu ist der Anschluß VG1 auf einen Eingang eines zweiten Operationsverstärkers OP2 geschaltet, dessen anderer Eingang am Teilerpunkt eines ohm­schen Spannungsteilers aus den Widerständen R4 und R5 liegt.
  • Der ohmsche Spannungsteiler ist zwischen den Anschluß VG2 und die Klemme VSS, d. h. Masse, geschaltet. Der Ausgang des Ope­rationsverstärkers OP2 ist auf den Anschluß VG2, d. h. auf die Basisanschlüsse der Bipolartransistoren T1 und T2 rückgeführt.
  • Gleichzeitig ist der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP2 an die Klemme VR gelegt, an der bezüglich des an der Klemme VSS liegenden Bezugspotentials die temperaturunabhängige Referenzspannung UR abgegriffen werden kann. Die Beziehung zwischen der temperaturunabhängigen Referenzspannung UR und der Bandgap-Spannung UG wird durch den ohmschen Spannungsteiler aus den Widerständen R4 und R5 hergestellt. So berechnet sich die temperaturunabhängige Referenzspannung UR aus dem Produkt der Bandgap-Spannung UG einerseits und der Summe der beiden Widerstände R4 und R5 bezogen auf den Widerstand R4 anderer­seits.
  • Eine Ausgestaltung der Erfindung gemäß der Figur enthält eine Anlaufschaltung IA, die zwischen dem Ausgangsanschluß VR des zweiten Operationsverstärkers OP2 und der Klemme VDD mit dem relativ positiven Versorgungsspannungspotential angeschlossen ist. Diese Anlaufschaltung IA ist als Stromquelle gezeichnet und kann beispielsweise durch einen Stromquellentransistor oder einen Widerstand realisiert werden. Die Anlaufschaltung IA er­möglicht es, daß die Referenzspannung UR als Betriebsspannung der Bandgap-Schaltung verwendet wird, so daß sich die eigentliche Referenzspannungsquelle aus den beiden Bipolartransistoren T1 und T2 mit der stabilisierten Ausgangsreferenzspannung betreiben läßt. Auf diese Weise ergibt sich eine ausgezeichnete Unter­drückung von Eingangsspannungsschwankungen an der Klemme VDD. Die Anlaufschaltung IA ist erforderlich, da sich bei Anlegen einer Spannung an die Klemme VDD die aus der temperaturunab­hängigen Referenzspannung UR abgeleitete Betriebsspannung erst aufbauen muß. Die Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel der Figur ermöglicht es, auf eine separate Anschlußklemme VR zu verzichten, so daß die erfindungsgemäße CMOS-Spannungsreferenz nach außen nur die beiden Anschlußklemmen VDD und VSS besitzt.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung in komplementärer MOS-Technik zur Erzeugung einer von der Temperatur unabhängigen Referenzspannung mit Hilfe einer Bandgap-Schaltung, bei der die Reihenschaltung aus dem Ausgangskreis eines ersten Bipolartransistors (T1) mit einer ersten Basis-Emitter-Schwellspannung, einem ersten Wider­stand (R3) und dem Ausgangskreis eines ersten Feldeffekttran­sistors (M1) zwischen den Klemmen (VDD, VSS) einer Versorgungs­spannungsquelle liegt und entsprechend parallel dazu die Reihen­schaltung aus dem Ausgangskreis eines zweiten Bipolartransistors (T2) mit einer zweiten Basis-Emitter-Schwellspannung, zwei in Reihe geschalteten Widerständen (R1, R2) und dem Ausgangskreis eines zweiten Feldeffekttransistors (M2) vorgesehen ist, und bei der die Basisanschlüsse der Bipolartransistoren (T1, T2) miteinander verbunden sind und die Verbindungspunkte des ersten Bipolartransistors (T1) mit dem ersten Widerstand (R3) einer­seits und der zwei in Reihe geschalteten Widerstände (R1, R2) andererseits an die Eingänge (-, +) eines ersten Operations­verstärkers (OP1) gelegt sind, dessen Ausgang die beiden Feldeffekttransistoren (M1, M2) steuert, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Bandgap-­Schaltung (VG1) am Drainanschluß des zweiten Feldeffekttran­sistors (M2) auf die Basisanschlüsse der Bipolartransistoren (T1, T2) rückgekoppelt ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­zeichnet, daß im Rückkoppelzweig ein zweiter Opera­tionsverstärker (OP2) eingangsseitig (-, +) einerseits am Ausgang der Bandgap-Schaltung (VG1) und andererseits am Teilerpunkt eines zwischen den Basisanschlüssen der Bipolar­transistoren (T1, T2) und der Klemme (VSS) mit relativ ne­gativem Versorgungsspannungspotential liegenden ohmschen Spannungsteilers (R3, R4) angeschlossen ist und ausgangs­seitig (VR) mit den Basisanschlüssen (VG2) der Bipolar­transistoren (T1, T2) verbunden ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zwischen dem Ausgangsanschluß (VR) des zweiten Operationsverstärkers (OP2) und der Klemme (VDD) mit relativ positivem Versorgungspotential eine Anlauf­schaltung (IA) angeschlossen ist.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekenn­zeichnet, daß die Anlaufschaltung (IA) aus einer Stromquelle besteht.
5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekenn­zeichnet, daß die Anlaufschaltung (IA) aus einem Widerstand besteht.
EP88115839A 1988-09-26 1988-09-26 CMOS-Spannungsreferenz Expired - Lifetime EP0360887B1 (de)

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