FR2563954A1 - Amplificateur ayant un produit gain-largeur de bande tres eleve - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES AMPLIFICATEURS A LARGE BANDE. UN AMPLIFICATEUR AYANT UN PRODUIT GAIN-LARGEUR DE BANDE TRES ELEVE COMPREND NOTAMMENT UN PREMIER AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL 2, UN TRANSISTOR 6 CONNECTE A LA SORTIE DU PREMIER AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL, UN SECOND AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL 3 ATTAQUE PAR LE TRANSISTOR, UN CONDENSATEUR 11 DESTINE A LA COMPENSATION DE LA REPONSE EN FREQUENCE, UNE RESISTANCE DE REACTION 13 BRANCHEE ENTRE LA SORTIE DU SECOND AMPLIFICATEUR ET L'EMETTEUR DU TRANSISTOR, ET UNE RESISTANCE DE REGLAGE DU GAIN 7 CONNECTEE ENTRE L'EMETTEUR DU TRANSISTOR ET LA MASSE. LA TRANSCONDUCTANCE DE L'AMPLIFICATEUR EST PROPROTIONNELLE A SON GAIN EN BOUCLE FERMEE POUR TOUTES LES VALEURS DE CE GAIN. APPLICATION AUX AMPLIFICATEURS D'INSTRUMENTATION.

Description

La présente invention concerne les amplifica-

teurs, plus spécialement les amplificateurs en circuit intégré monolithique, et plus particulièrement de tels amplificateurs ayant des produits gain-largeur de bande très élevés, et encore plus particulièrement des amplifi- cateurs d'instrumentation ayant des produits gain-largeur

de bande très élevés.

Un amplificateur opérationnel à un seul pôle de type "classique", a un gain donné par la relation: Vo gm

(1) A V

AV =VZ= 5-

1 s Dans cette relation, Vi est la tension d'entrée en alternatif ou pour des "petits signaux", et V0 est la tension de sortie en alternatif. Csest la capacité du condensateur de compensation et gm est la transconductance de l'amplificateur. L'homme de l'art sait que le produit

gain-largeur de bande pour ce type de circuit est fondamen-

talement constant. Ceci signifie que lorsqu'on augmente le gain en boucle fermée de l'amplificateur, sa largeur de bande diminue proportionnellement, ce qui fait qu'il est très difficile d'obtenir un gain élevé à des fréquences élevées.

On utilise couramment des amplificateurs d'ins-

trumentation pour amplifier de petits signaux d'entrée

différentiels afin de produire des signaux de sortie dif-

férentiels ou dissymétriques. De tels amplificateurs d'ins-

trumentation utilisent couramment deux amplificateurs dissy-

métriques connectés ensemble par une résistance commune de

réglage de gain, plus un convertisseur différentiel-dissy-

métrique ou un amplificateur de différence.

Un progrès récent et important dans l'améliora-

tion du produit gain-largeur de bande d'amplificateurs et d'amplificateurs d'instrumentation est décrit en détail dans l'article intitulé "A Programmable Instrumentation Amplifier for 12-Bit Resolution Systems", par Wurcer et Counts, pages 1102-1111 du IEEE Journal of Solid State

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Circuits, Vol. SC-17 N 6, décembre 1982. La figure i de

cet article montre un amplificateur d'instrumentation sim-

plifié et la figure 2 montre un schéma complet d'un ampli-

ficateur d'instrumentation. Le fonctionnement en alterna-

tif des amplificateurs individuels qui forment les étages d'entrée de l'amplificateur d'instrumentation est décrit en détail aux pages 1109 et 1110. Cet article présente et décrit un circuit amplificateur à réaction perfectiomnné ayant un produit gain-largeur de bande qui n'est fortement

amélioré qu'aux valeurs faibles du gain en boucle fermée.

Dans le circuit décrit, le signal d'entrée est appliqué

à la base d'un transistor NPN dont l'émetteur est connec-

té à un noeud de sommation. Une résistance de réglage de gain RG est connectée entre le noeud de sommation et la masse. Le collecteur du transistor NPN est connecté à une

charge résistive (telle qu'une source de courant consis-

tant en un transistor PNP), et également à l'entrée néga-

tive d'un amplificateur opérationnel ayant un gain A. La sortie de l'amplificateur opérationnel est rétrocouplée à l'entrée négative de l'amplificateur opérationnel par

un condensateur C et elle est rétrocouplée par une résis-

tance RF au noeud de sommation. Le paramètre gm effectif pour ce circuit est donné par la relation: (2) gm 'r e+ R. (Il signifie en parallèle) (2) gm(eff) -,re+R4I RF

On peut montrer qu'on peut récrire cette ex-

pression sous la forme: (3) gm(eff) R re + F CL

dans laquelle ACL est le gain en boucle fermée de l'ampli-

ficateur et re est la résistance dynamique d'émetteur du transistor d'entrée NPN, qui a une valeur caractéristique

de 500 ohms. La résistance de réaction RF a de façon caracté-

3 2563954

ristique une valeur d'environ 20 kiloohms. On peut donc voir que pour des valeurs faibles inférieures à environ du gain en boucle fermée ACL, r est négligeable et

le gain effectif de l'amplificateur à réaction perfection-

né est donc donné par la relation: ACL (4) gm (gain faible) RF RF Cependant, pour des valeurs élevées de ACL' le terme r

est prédominant et la transconductance effective est don-

née par l'expression: (5) gm (gain élevé) - r1 e

On peut ainsi voir que pour des gains en bou-

cle fermée de valeur faible, la transconductance de l'am-

plificateur n'est pas constantes comme dans le cas "clas-

sique", mais est au contraire proportionnelle au gain en boucle fermée de l'amplificateur. Lorsqu'on augmente le gain, la largeur de bande est également augmentée, et le

produit gain-largeur de bande augmente également. La fré-

quence pour laquelle le gain est égal à l'unité est égale-

ment augmentée. L'homme de l'art notera que la significa-

tion réelle de ceci est que la largeur de bande reste cons-

tante lorsque le gain en boucle fermée augmente, aussi

longtemps que le terme re est négligeable. Cependant, lors-

que le gain en courant en boucle fermée ACL augmente au-delà

d'environ 40, ce qui fait que le terme re n'est plus négli-

geable, le circuit se comporte à partir de ce point comme

le circuit "classique", dans la mesure o le produit gain-

largeur de bande est constant. De nouvelles augmentations

du gain ACL sont obtenues au prix d'une diminution de la lar-

geur de barde, et à des fréquences très élevées le gain dis-

ponible de l'amplificateur est très faible en comparaison

des valeurs de gain disponibles à des fréquences basses.

Le circuit décrit dans l'article de Wurcer-Counts

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précité a néanmoins obtenu un grand succès commercial et dans un grand nombre de ses applications, il n'a pas été nécessaire de sacrifier le gain au profit de la largeur de

bande. Lorsqu'un gain accru a été nécessaire, il a été pos-

sible d'étendre la plage de ACL dans laquelle la relation (4) ci-dessus est vérifiée, en augmentant le courant

d'émetteur du transistor NPN, ce qui a pour effet de rédui-

re re. Il existe cependant une limite déterminée jusqu'à laquelle ceci est réalisable en pratique, du fait que

l'augmentation des courants d'émetteur augmente la dissi-

pation de puissance et augmente les courants de base des transistors d'entrée, ce qui réduit l'impédance d'entrée

de l'amplificateur et entraîne l'amplification de composan-

tes de bruit des courants de base, en particulier lorsque des transducteurs ayant une impédance de sortie élevée sont connectés à la base des transistors d'entrée. En outre,

des discordances dans les courants de base accrus entraî-

neraient des tensions de décalage accrues entre les entrées

de l'amplificateur.

Il demeure ainsi de nombreuses applications dans

lesquelles il serait souhaitable de disposer d'un amplifi-

cateur à réaction qui élimine le problm ci-dessus du ccmromis gainlargeur de bande "classique", non seulement pour des gains en boucle fermée faibles, mais également pour des

gains en boucle fermée élevés.

Un but de l'invention est de procurer un amplifi-

cateur ayant un produit gain-largeur de bande très élevé.

Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur d'instrumentation ayant un produit gain-largeur

de bande extrêmement élevé, même pour des gains très élevés.

Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur à réaction ayant un produit gain-largeur de

bande très élevé, sans augmenter de façon excessive la com-

plexité et le coût des amplificateurs de l'art antérieur les

plus voisins.

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Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur ayant une impédance d'entrée élevée et un produit gain-largeur de bande très élevé, aussi bien pour des valeurs faibles que pour des valeurs très élevées du gain en boucle fermée de l'amplificateur. Un autre but de l'invention est de procurer un

amplificateur d'instrumentation ayant une largeur de ban-

de très élevée et ayant une impédance d'entrée suffisamment élevée pour éviter les effets de dégradation du signal et/

ou de courants de bruit, lorsque l'amplificateur est con-

necté aux sorties de transducteurs à très haute impédance

de sortie.

Un autre but de l'invention est de procurer un

circuit amplificateur qui permette une plus grande souples-

se dans la conception de ses parties d'amplification et de

transconductance, et qui ait une largeur de bande pratique-

ment indépendante du gain en boucle fermée.

Brièvement, et conformément à l'un de ses modes

de réalisation, l'invention procure un circuit amplifica-

teur perfectionné comprenant un premier étage d'amplifica-

tion qui comporte un amplificateur opérationnel avec réac-

tion capacitive vers une entrée, un circuit du type à trans-

conductance ayant une borne de sortie connectée à une en-

trée du premier étage d'amplification et ayant également une sortie connectée par une résistance de réaction à une sortie du premier étage d'amplification, une résistance de réglage de gain connectée à la seconde borne de sortie de

l'étage à transconductance, et un second étage d'amplifica-

tion ayant une première entrée destinée à recevoir le signal

de tension à amplifier, et une réaction négative d'une sor-

tie du second étage d'amplification vers une entrée de celui-

ci, la sortie du second étage d'amplification étant connectée à une entrée de commande de l'étage à transconductance. Le

circuit amplificateur perfectionné fonctionne avec une lar-

geur de bande élevée aux valeurs faibles comme aux valeurs

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élevées du gain de boucle fermée. Dans un mnde d réalisation de l'invention qui est décrit, les premier et second étages

d'amplification comprennent des amplificateurs opération-

nels. Le circuit à transcornductance comprend un transis-

tor NPN dont la base est connectée à la sortie de l'am-

plificateur opérationnel-qui fait partie de l'étage d'am-

plification d'entrée, et dont l'émetteur est connecté à

l'entrée négative de cet amplificateur opérationnel. L'en-

trée positive du premier amplificateur opérationnel est connectée de façon à recevoir un signal d'entrée Vi. Le collecteur du transistor NPN est connecté à une résistance de charge et à l'entrée négative d'un second amplificateur

opérationnel qui fait partie du second étage d'amplifica-

tion. La sortie du second amplificateur opérationnel est

connectée à la sortie du circuit amplificateur et est ré-

trocouplée de manière capacitive à l'entrée négative du

second amplificateur opérationnel. La sortie du second cir-

cuit amplificateur opérationnel est également rétrocouplée

au moyen d'une résistance de réaction à l'émetteur du tran-

sistor NPN. L'émetteur du transistor NPN est connecté à un

conducteur de masse par une résistance de réglage du gain.

Dans un mode de réalisation de l'invention, deux de ces circuits amplificateurs sont connectés ensemble pour donner un amplificateur d'instrumentation. La fonction du premier amplificateur opérationnel est de diviser effectivement la

résistance d'émetteur-du transistor NPN par le gain du pre-

mier amplificateur opérationnel, ce qui-donne une valeur

négligeable à la résistance d'émetteur "effective" du tran-

sistor NPN, même à des valeurs très élevées du gain en bou-

cle fermée. La transconductance effective du circuit ampli-

ficateur devient ainsi proportionnelle au gain en boucle fermée à des valeurs élevées du gain en boucle-fermée, aussi

bien qu'à des valeurs faibles, de la manière qui est détermi-

née par la valeur de la réaction.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de

7 2563954

la description qui va suivre de modes de réalisation, et

en se référant aux dessins annexés sur lesquels:

la figure 1 est un schéma.de circuit d'un am-

plificateur à transconductance perfectionné conforme a l'invention;

la figure 2 est un schéma de circuit d'un am-

plificateur d'instrumentation utilisant deux amplificateurs

à transconductance perfectionnés similaires à ceux repré-

sentés sur la figure 1; la figure 3 est un diagramme de Bode utile à

l'explication du fonctionnement de l'amplificateur à trans-

conductance perfectionné de la figure 1; et la figure 4 est un diagramme logarithmique qu'on

utilisera pour comparer l'amplificateur à transconduc-

tance perfectionné de la figure 1 avec les amplificateurs

de l'art antérieur les plus voisins.

On va maintenant considérer la figure 1 sur-

laquelle on voit un amplificateur 1 qui comprend un ampli-

ficateur opérationnel 2, ayant un gain égal à Ai, et un am-

plificateur opérationnel 3, qui a un gain égal à A2. L'en-

trée positive de l'amplificateur opérationnel 2 est connec-

tée à un conducteur 4 auquel est appliquée une tension d'en-

trée Vi. L'entrée négative de l'amplificateur opérationnel

2 est connectée au conducteur 5. La sortie de l'amplifica-

teur opérationnel 2 est connectée à la base d'un transistor NPN 6. L'émetteur du transistor 6 est connecté au conducteur de sommation 5. Le conducteur 5 est connecté à un conducteur

de masse 8 par une résistance de réglage du gain, 7. Le col-

lecteur du transistor 6 est connecté à une charge résistive,

qui est représentée sous la forme d'une source de courant 9.

Le collecteur du transistor 6 est également connecté par un

conducteur 10 à une entrée négative de l'amplificateur opé-

rationnel 3. Lentrée négative de l'amplificateur opération-

nel 3 est également connectée par un condensateur de réaction 11 à la sortie de l'amplificateur opérationnel 35- et cette

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sortie est également connectée à une borne de sortie 12.

L'amplificateur 3 produit une tension de sortie V sur la o borne de sortie 12. La borne 12 est également connectée au conducteur 5 par une résistance de réaction 13. Une source à courant constant 24 est connectée entre'le conduc- teur de sommation 5 et le conducteur de masse 8. La valeur du courant que fournit la source à courant constant 24 est égale à la valeur du courant de fonctionnement qui circule dans la charge résistive ou la source de courant 9, dans le but de polariser correctement en continu le transistor 6, pour le fonctionnement normal. L'entrée positive de l'amplificateur opérationnel 3 est connectée à une source de polarisation qui est représentée par une batterie ou

une source de tension 14.

Pour décrire le fonctionnement de l'amplifica-

teur 1, on supposera que la résistance de réglage du gain 7 a une valeur égale à RG, quela résistance de réaction 13

a une valeur désignée par RF et que la résistance du dispo-

sitif de charge 9 a une valeur RL. Pour un gain en boucle

fermée de 1000, RG pourraitavoir une valeur caractéristi-

quferme de 20 ohms, RG pourrait avoir une valeur caractéristi-

que de 20 kiloohms, et RF pourrait avoir une valeur caractéristi-

que de 20 kiloohms, et RL pourrait avoir une valeur caracte-

ristique de i mégohm. Ai et A2 pourraient avoir des valeurs

4 6

caractéristiques de 10 à 10.

Le paramètre g effectif du circuit amplificateur décrit ci-dessus est donné par la relation: (6) gm(eff) = re+ RF

A1 ACL

L'homme de l'art pourra établir aisément cette

relation et on n'indiquera donc pas, par commodité, la ma-

nière rigoureuse de l'établir. On peut cependant voir intui-

tivement que l'expression ci-dessus est identique à la rela-

tion(3)donnéeci-dessus pour l'amplificateur de l'art antérieur

le plus voisin, à l'exception du fait que la résistance dyna-

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mique d'émetteur re du transistor 6 est maintenant divi-

sée par le gain Ai de l'amplificateur opérationnel 2.

L'amplificateur opérationnel 2 a pour fonction d'augmen-

ter d'un facteur égal à A1 le paramètre gm effectif du transistor NPN 6.

Du fait que A1 peut avoir des valeurs dépas-

sant aisément un million, on peut voir que le terme re/Ai dans la relation (6) ci-dessus est négligeable pour des valeurs très élevées du gain en boucle fermée ACL, si bien que la transconductance effective dans la relation de gain pour l'amplificateur 1 est donnée par la relation: ACL (7) gm (eff) R F Cette relation est identique à la relation (4) cidessus, qui s'applique pour les gains en boucle fermée faibles dans le circuit d'entrée décrit dans l'article précité de Wurcer-Counts. Cependant, dans le circuit de l'invention, cette relation est applicable pour toutes les valeurs pratiques du gain en boucle fermée ACL, et non pas

seulement pour les valeurs faibles. Le circuit de l'inven-

tion ne présente donc pas les inconvénients mentionnés pré-

cédemment de l'amplificateur le plus voisin de l'art anté-

rieur. Pour la quasi-totalité des valeurs pratiques de A1 et A2, l'amplificateur i a un produit gain-largeur de bande

qui est proportionnel au gain en boucle fermée ACL. On ob-

tient approximativement la même largeur-de bande pour des valeurs très élevées du gain en boucle fermée que pour des valeurs très faibles, ce qui fait que le concepteur n'est pas tenu à faire des compromis indésirables entre le gain

et la largeur de bande dans l'amplificateur de l'invention.

Ceci représente un progrès important dans la conception d'amplificateurs de haute fréquence, en particulier dans

leurs applications aux amplificateurs d'instrumentation.

La figure 3 montre un diagramme de Bode caracté-

10. 2563954

ristique qui peut aider à illustrer le fonctionnement de

l'amplificateur de la figure 1. Sur la figure 3, la réfé-

rence 16 désigne la réponse en fréquence d'un amplifica-

teur opérationnel "classique", pour laquelle l'échelle verticale représente le logarithme du gain de l'amplifica-

teur, tandis que l'échelle horizontale représente le loga-

rithme de la fréquence. On peut voir aisément que des aug-

mentations du gain de l'amplificateur entraTnent des di-

minutions de la largeur de bande. La référence 17 désigne la réponse en fréquence correspondante de l'amplificateur de la figure 1. La courbe 17 fait apparaître des valeurs du gain de l'amplificateur qui sont beaucoup plus élevées

que celles de la courbe 16, à chaque fréquence. Cette amé-

lioration résulte de la combinaison du transistor NPN 6 et de l'amplificateur opérationnel 2, comme il est indiqué

sur la figure 1, qui sont adjoints à la structure d'ampli-

ficateur "classique" (dans laquelle le signal d'entrée est appliqué à l'entrée négative de l'amplificateur). Sur la

figure 3, la ligne verticale 18 désigne une fréquence par-

ticulière à laquelle on désire faire fonctionner l'amplifi-

cateur 1. Lorsqu'on augmente le gain de-l'amplificateur en réglant la valeur de R, le gain s'élève ie long de la ligne 18 jusqu'à la limite représentée par la ligne 17, mais la

largeur de bande de l'amplificateur 1 ne diminue pas.

La figure 4 illustre l'amélioration du produit gain-largeur de bande de l'amplificateur à transconductance perfectionné 1 de la figure 1, par rapport au circuit connu de l'art antérieur le plus voisin, qui est incorporé dans l'amplificateur d'instrumentation Analog Devices 524. Sur la

figure 4, la référence 25 désigne la représentation graphi-

que du produit gain-largeur de bande en fonction du gain en boucle fermée pour le circuit de l'invention. Les courbes

26, 27 et 28 sont des représentations graphiques correspon-

dantes pour les courants de collecteur (et d'émetteur) du transistor d'entrée NPN, de 25, 50 et 100 microampères,

11. 2563954

pour l'amplificateur d'instrumentation du type Analog Devices 524. Ces courbes mcntrent clairement que le produit gain-largeur de bande de l'amplificateur à transconductance perfectionné de l'invention n'est pas constant, même pour des valeurs tres élevées du gain en boucle fermée, tandis que pour l'amplificateur de l'art antérieur, à des gains supérieurs à une valeur ne dépassant pas 40, et même avec des courants d'émetteur notablement augmentés dans les transistors d'entrée NPN, il faut consentir un sacrifice important sur le gain pour parvenir à une grande largeur

de bande.

On va maintenant considérer la figure 2 qui montre un schéma de circuit simplifié d'un amplificateur d'instrumentation 20 qui utilise le principe matérialisé dans l'amplificateur 1 de la figure 1. L'amplificateur d'instrumentation 20 comprend deux étages amplificateurs, parmi lesquels celui qui est encadré par la ligne en trait

mixte 21, qui sont fondamentalement identiques à l'amplifi-

cateur 1. On utilise des références numériques similaires

sur la figure 2 pour désigner des composants qui correspon-

dent à ceux représentés sur la figure 1. L'amplificateur d'instrumentation 20 représenté sur la figure 2 comprend ainsi deux amplificateurs à réaction perfectionnés, comme celui portant la référence 1 sur la figure 15 dont les noeuds

de sommation 5-1 et 5-2 sont connectés ensemble par une ré-

sistance de réglage du gain 7A, et qui se partagent une source de polarisation commune 14A qui est connectée aux

* entrées positives de leurs amplificateurs 3 du second étage.

Une source de courant 24-1 ayant le même courant constant que la source de courant 9 est connectée entre le conducteur de masse 8 et le noeud de sommation 5-1. De façon similaire, une source de courant 24-2 est connectée entre le conducteur -2 et le conducteur de masse 8. L'homme de l'art peut dé-

terminer que la caractéristique de transfert de cet amplifi-

cateur d'instrumentation est donnée par la relation:

12. 2563954

V 2R

(8) V =1+ Favec - V i RG i il i2 Cet amplificateur d'instrumentation 20 aura un produit gain-largeur de bande similaire à celui de chacun

des deux amplificateurs à réaction qu'il contient. La lar-

geur de bande de l'amplificateur d'instrumentation sera

fondamentalement indépendante de son gain en boucle fer-

mée, pour des valeurs très élevées comme pour des valeurs

faibles du gain en boucle fermée.

Bien qu'on ait décrit l'invention en considé-

rant plusieurs modes de réalisation particuliers de celle-

ci, l'homme de l'art pourra apporter diverses modifica-

tions aux modes de réalisation décrits, sans sortir du ca-

dre de l'invention. A titre d'exemple, on pourrait avanta-

geusement utiliser un transistor à effet de champ, soit

du type MOS, soit du type à jonction, au lieu du transis-

tor NPN décrit, en particulier pour obtenir certains déca-

lages de niveau qui pourraient 8tre désirés. On pourrait avantageusement utiliser pour réaliser les amplificateurs

2 et 3 des circuits d'amplification autres que les ampli-

ficateurs opérationnels décrits.

A titre d'exemple, on peut réaliser l'amplifi-

cateur 2 de la figure 1 au moyen d'un amplificateur beau-

coup plus simple qu'un amplificateur opérationnel de type caractéristique. De façon similaire, on peut utiliser pour réaliser l'amplificateur 3 un circuit amplificateur moins

complexe qu'un amplificateur opérationnel de type caracté-

ristique. On peut utiliser d'autres types de réaction, comme par exemple une réaction en couraez, à la place des résistances RF qui sont représentées. On pourrait également prévoir pour la compensation du circuit de l'invention des moyens autres que ceux consistant à connecter précisément

le condensateur de compensation 11 représenté sur la figu-

re 1.

13,2563954

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Circuit amplificateur comprenant un conduc-

teur d'entrée (4) destiné à recevoir un signal de tension d'entrée (Vi) et un conducteur de sortie (12) sur lequel est produit un signal de tension de sortie (V o), caractéri-

sé en ce qu'il comprend, en combinaison: un premier ampli-

ficateur (2) ayant une première entrée connectée au conduc-

teur d'entrée (4), une seconde entrée et une sortie; un transistor (6) ayant des première, deuxième et troisième bornes, la première borne de ce transistor commandant le

courant dans lesdeuxième et troisième bornes du transis-

tor (6), et les première et deuxièe bornes du transistor étant respectivement connectées à la sortie et à la seconde

entrée du premier amplificateur (2); un second amplifica-

teur (3) ayant une première entrée, une seconde entrée connectée à la troisième borne du transistor (6) et une sortie; un élément de charge (9) connecté à la troisième borne du transistor (6); un condensateur de compensation (11) connecté entre la sortie du second amplificateur (3)

et la seconde entrée de ce second amplificateur; une ré-

sistance de réaction (13) connectée entre la sortie du se-

cond amplificateur et la deuxième borne du transistor; une résistance de réglage du gain (7) connectée à la deuxième

borne du transistor (6); et des moyens (14) destinés à po-

lariser la première entrée du second amplificateur (3) à

un niveau prédéterminé.

2. Circuit amplificateur selon la revendication

1, caractérisé en ce que chacun des premier et second am-

plificateurs (2, 3) comprend un circuit amplificateur opé-

rationnel.

3. Circuit amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor (6) est un transistor bipolaire, et les première, deuxième et troisième bornes de

ce transistor sont respectivement les bornes de base, d'émet-

teur et de collecteur de ce transistor bipolaire.

14 2563954

4. Circuit amplificateur selon la revendica-

tion 3, caractérisé en ce que le transistor (6) est un transistor NPN, les premier et second amplificateurs

(2, 3) sont des amplificateurs opérationnels, et la pre-

mière entrée de chacun des premier et second amplificateurs

(2, 3) est une entrée positive de cet amplificateur, tan-

dis que la seconde entrée de chacun des premier et second

amplificateurs (2, 3) est une entrée négative de cet am-

plificateur. 5. Circuit amplificateur selon la revendication

4, caractérisé en ce que l'élément de charge (9) a une ré-

sistance dans la plage d'environ 1000 ohms à i mégldmla résistance de réaction (13) a une valeur dans la plage d'environ 1000 ohms à 100 kiloohms, et la résistance de réglage du gain (7) a une valeur d'au moins environ 10 ohms. 6. Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le gain du premier amplificateur (2) a une valeur suffisamment grande pour que le rapport entre le gain en boucle fermée du circuit amplificateur

et la valeur de la résistance de réaction (13) soit nota-

blement inférieur au produit de la transconductance du transistor (6) ou dispositif à transconductance, par le

gain du premier amplificateur (2).

7. Circuit amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (24)

connectés à l'émetteur du transistor (6) pour faire circu-

ler un courant de polarisation dans le transistor, et ce cou-

rant de polarisation est approximativement égal au courant

qui circule dans l'élément de charge (9).

8. Circuit amplificateur ayant un produit gain-

largeur de bande amélioré, caractérisé en ce qu'il comprend,

en combinaison: (a) un premier étage d'amplification com-

prenant un amplificateur opérationnel (3) avec une réaction

capacitive (11) vers une entrée de cet étage; (b) un cir-

e2563954

cuit à transconductance (6) ayant une première borne con-

nectée à un dispositif de charge (9)etàl'entrée du premier étage d'amplification, et une seconde borne connectée par une résistance de réaction (13) à une sortie du premier étage d'amplification; (c) une résistance de réglage du gain (7) connectée à la résistance de réaction (13) pour

régler le gain du circuit amplificateur; et (d) un se-

cond étage d'amplification (2) ayant une première entrée connectée à une entrée (4) du circuit amplificateur, une

sortie connectée à une entrée du circuit à transconduc-

tance (6), et une seconde entrée connectée au point de connexion entre la résistance de réglage du gain (7) et la

résistance de réaction (13), grâce à quoi la transconduc-

tance effective du circuit à transconductance (6) est suf-

fisamment améliorée pour que la transconductance effective

du circuit amplificateur soit approximativement propor-

tionnelle au gain en boucle fermée du circuit amplifica-

teur, aussi bien pour des valeurs faibles que pour des va-

leurs très élevées du gain en boucle fermée.

9. Procédé d'utilisation d'un amplificateur pour augmenter sa largeur de bande à des valeurs élevées de son gain en boucle fermée, caractérisé en ce que: on applique

un signal d'entrée alternatif (Vi) à une entrée d'un pre-

mier amplificateur (2) pour que ce premier amplificateur produise un premier signal, on applique ce premier signal à une entrée de commande d'un circuit à transconductance

(6), pour produire une variation correspondante dans un cou-

rant qui circule dans ce circuit à transconductance, pour multiplier ainsi effectivement la transc:siductance du circuit a transconductance par le gain (A1) du premier amplificateur

(2); on produit un signal de réaction négative dans le cir-

cuit à transconductance (6), sous la dépendance du premier signal, et onr applique ce signal de réaction négative à une entrée (5 du premier amplificateur (2); et on applique a une entrée d'un second amplificateur (3) un signal de sortie que le circuit à

16 2563954

*transconductance (6) produit sous l'effet du premier si-

gnal, la sortie de ce second amplificateur (3) étant ré-

trocouplée de manière résistive vers le circuit à trans-

conductance (6), la transconductance effective accrue du circuit à transconductance qui résulte de l'amplification

par le premier amplificateur (2) donnant à la transconduc-

tance de l'amplificateur une valeur pratiquement propor-

tionnelle au gain en boucle fermée de l'amplificateur, à toutes les valeurs du gain en boucle fermée jusqu'à une

valeur à laquelle le rapport entre le gain en boucle fer-

mée de l'amplificateur et la valeur de la résistance de réaction (13) est notablement inférieur au produit de la transconductance du dispositif à transconductance par le

gain (A1) du premier amplificateur (2).

10. Amplificateur d'instrumentation,caractérisé

en ce qu'il comprend des premier et second circuits amplifi-

cateurs, ayant chacun un conducteur de noeud de sommation

(5-1, 5-2) et une résistance de réglage du gain (7A) con-

nectant ensemble les conducteurs de noeud de sommation (5-1, 5-2) des premier et second circuits amplificateurs, chacun de ces premier et second circuits amplificateurs comprenant: (a) un conducteur d'entrée (4- 1, 4-2) destiné à recevoir un signal de tension d'entrée (Vil, Vi2)et un

conducteur de sortie (12-1, 12-2) sur lequel apparaît un si-

gnal de sortie;(b) un premier amplificateur (2-1, 2-2) ayant une première entrée connectée au conducteur d'entrée

(4-1, 4-2), une seconde entrée et une sortie; (c) un transis-

tor (6-1, 6-2) ayant des première,deuxième ettroisième bor-

nes, la première borne de ce transistor commandant le courant

dans les deuxième et troisième bornes du transistor, les pre-

mière et deuxième bornes du transistor (6-1, 6-2) étant res-

pectivement connectées à la sortie et à la seconde entrée du premier amplificateur (2-1, 2-2) et la deuxièmne borne du

transistor (6-1, 6-2) étant également connectée au conduc-

teur de noeud de sommation (5-1, 5-2) du circuit amplifica-

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teur; (d) un second amplificateur (3-1, 3-2) ayant une

première entrée, une seconde entrée connectée à la troi-

sième borne du transistor (6-1, 6-2) et une sortie; (e) un élément de charge (9-1, 9-2) connecté à la troisième borne du transistor (6-1, 6,2); (f) un condensateur de

compensation connecté entre la sortie du second amplifi-

cateur (3-1, 3-2) et la seconde entrée du second amplifi-

cateur; (g) une résistance de réaction (13-1, 13-2) con-

nectée entre la sortie du.second amplificateur (3-1, 3-2) et le conducteur de noeud de sommation (5-1, 5-2); et (h) une source de courant (24-1, 24-2) connectée au conducteur de noeud de sommation (5-1, 5-2) du circuit amplificateur considéré, pour faire circuler un courant de polarisation

dans ledit transistor, le signal de sortie (V o) de l'am-

plificateur d'instrumentation consistant dans la différen-

ce de tension entre les sorties (12-1, 12-2) des premier

et second circuits amplificateurs.