FR2834088A1 - Procede et dispositif de polarisation d'un transistor d'un etage amplificateur radiofrequence - Google Patents
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Abstract
Le dispositif de polarisation comprend des moyens d'asservissement à transconductance en boucle fermée, aptes à asservir la moyenne temporelle de la tension base/ émetteur ou grille/ source du transistor amplificateur (Q1) à une tension de référence correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor. Par ailleurs vue de la base ou grille du transistor amplificateur (Q1), l'impédance de la maille base/ émetteur ou grille/ source est faible à basse fréquence, et grande par rapport à l'impédance de la source radiofréquence dans la plage radiofréquence du signal.
Description
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Procédé et dispositif de polarisation d'un transistor d'un étage amplificateur radiofréquence.
L'invention concerne des étages d'amplification radiofréquence, et notamment la polarisation de ces étages.
Les étages d'amplification radiofréquence ont des contraintes spécifiques suivant leurs fonctions.
Ainsi, les étages traitant des faibles signaux en réception requièrent une faible consommation, un faible niveau de bruit, un point de compression élevé, une faible intermodulation petit signal, et une dérive du courant de repos en température maîtrisée.
Les étages d'amplification d'émission requièrent quant à eux une consommation stabilisée en fonction du process, un faible niveau de bruit, un point de compression élevé, une faible intermodulation grand signal, et une dérive du courant de repos en température maîtrisée.
On rappelle ici que le point de compression d'un étage amplificateur est la puissance d'entrée au-delà de laquelle la puissance de sortie correspondante s'écarte de 1 dB de la puissance de sortie théorique correspondant à un fonctionnement linéaire de l'étage.
Ainsi plus le point de compression est élevé plus la plage de puissances d'entrée correspondant à une zone de fonctionnement linéaire est importante.
Par ailleurs, l'intermodulation se traduit par l'apparition de raies d'intermodulation dans un canal de communication, provoquant une dégradation du rapport signal/bruit, ou bien une erreur de trajectoire de phase, et dans le cas particulier de l'émission, une pollution des canaux adjacents.
Cette intermodulation peut se traduire en réception par la valeur en dBm, d'un point d'interception d'ordre 3 (IIP3) selon une
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dénomination bien connue de l'homme du métier. Plus la valeur de ce point est élevée, plus l'intermodulation est faible et par conséquent meilleure est la réception.
Cette intermodulation peut se traduire en émission par la valeur du rapport de puissance du canal adjacent (ACPR : Adjacent Channel Power Ratio ) selon une dénomination également bien connue de l'homme du métier.
Et plus ce rapport est faible, plus l'intermodulation est faible.
On peut montrer que la plupart des performances requises pour l'étage amplificateur dépendent beaucoup du bloc de polarisation adopté pour cet étage amplificateur.
Actuellement, les techniques de conception à base de composants discrets, issues de la technologie AsGa, sont largement utilisées, par exemple dans des circuits de polarisation du type de celui que l'on peut trouver dans l'amplificateur de puissance de la Société RFMD, référencée RF2138, et utilisé par exemple dans les systèmes de communication sans fil basés sur la norme GSM.
Cependant, ce type de circuit de polarisation souffre de deux inconvénients majeurs, à savoir un mauvais contrôle du courant, entraînant une erreur absolue et une dérive en température, et une impédance statique et dynamique présentée sur la base du transistor amplificateur radiofréquence, qui est équivalente à une résistance statique. Or, le fait de présenter une résistance statique sur la base du transistor radiofréquence entraîne une limitation du point de compression, ainsi qu'une dégradation du bruit de l'étage amplificateur et une réduction des performances de linéarité de l'étage.
Plus récemment, un article de Stephen L. Wong, intitulé A 2,7-5, 5 V, 0,2-1 W BiCMOS RF Driver Amplifier IC with Closed-Loop
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Power Control and Biasing Functions , IEEE, Journal of Solid-State
Circuits, Vol. 33, NO 12, Décembre 1998, ainsi que le brevet américain correspondant n 5 760 651, ont décrit un circuit de polarisation basé sur la simulation active d'une inductance et utilisant un amplificateur de tension opérationnel pour recopier la tension de référence d'une diode sur la base du transistor de puissance. Cette diode de référence est connectée à une masse indépendante du circuit radiofréquence, ce qui limite grandement les bénéfices que l'on peut tirer de ce type de polarisation.
Circuits, Vol. 33, NO 12, Décembre 1998, ainsi que le brevet américain correspondant n 5 760 651, ont décrit un circuit de polarisation basé sur la simulation active d'une inductance et utilisant un amplificateur de tension opérationnel pour recopier la tension de référence d'une diode sur la base du transistor de puissance. Cette diode de référence est connectée à une masse indépendante du circuit radiofréquence, ce qui limite grandement les bénéfices que l'on peut tirer de ce type de polarisation.
Par ailleurs, lors d'une utilisation en mode émission, cette configuration limite également les caractéristiques du rapport de puissance du canal adjacent (ACPR) que l'on peut obtenir.
Enfin, ce type de réalisation est sujet à de sérieuses dispersions de courant de repos à cause, d'une part, de la tension de décalage (offset) de l'amplificateur de polarisation, et, d'autre part, de l'imprécision du rapport de géométrie entre la diode de référence et le transistor amplificateur radiofréquence.
L'article de Sifen Luo, intitulé A Monolithic SI PCS-CDMA Power Amplifier with an Impedance-Controllable Biasing Scheme , 2001, IEEE, International Microwave Symposium, décrit un schéma de polarisation plus complexe, à base de miroirs de courant avec deux courants de contrôle. Ainsi, un des courants est censé contrôler le courant de repos dans l'étage de puissance finale, tandis qu'un deuxième courant contrôle séparément l'impédance présentée par la sortie de l'étage de polarisation.
Or, le contrôle des courants de repos dans le transistor de l'étage de puissance final reste très imprécis, à la fois en valeur absolue, mais aussi en température. En outre, le système de contrôle de l'impédance de sortie par le deuxième courant, influe sensiblement sur
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le courant de polarisation final de l'étage de puissance, ce qui est non CD négligeable lorsqu'on sait qu'il s'agit de l'étage le plus consommant d'un téléphone mobile.
En outre, ce montage ne permet pas d'atteindre des points de compression élevés, en raison, notamment, de la résistance de base qui tend à dépolariser le transistor quand son courant de base augmente.
Un article de Eiji Taniguchi, intitulé Dual Bias Feed SiGe HBT Low Noise Linear Amplifier , 2001, IEEE, International Microwave Symposium, présente à nouveau le problème de la limitation de compression inhérente aux étages de polarisation avec miroirs de courant possédant une résistance d'accès à la base du transistor radiofréquence, qui est généralement de valeur élevée pour des considérations de bruit.
La solution préconisée dans cet article consiste à courtcircuiter cet étage de polarisation, par un réseau de trois diodes. Cependant, une telle solution souffre de l'inconvénient de présenter un point de déclenchement des transistors de court-circuit qui dépend de l'appariement des transistors radiofréquence et de la chaîne de ces trois transistors de court-circuit. La reproductibilité de la performance peut donc être mise en cause. Par ailleurs, ce type de solution n'apporte pas d'amélioration quant à l'intermodulation.
Enfin, un article de Keng Leong Fong, intitulé HighFrequency Analysis of Linearity Improvement Technique of CommonEmitter Transconductance Stage Using a Low-Frequency-Trap Network , IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. 35, ? 8, Août 2000, décrit la présence d'un filtre trappe accordé à la fréquence d'écartement des tons utilisés pour un test d'intermodulation. Ce filtre, qui est placé en parallèle du circuit de polarisation, augmente le
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point d'interception d'ordre 3, mais ne change le point de compression.
En outre, la réalisation obligatoire à l'extérieur du circuit intégré de ce réseau résistif-inductif-capacitif de filtrage trappe , accordé à des fréquences comprises entre 100 KHz et 10 MHe suivant les normes de transmission utilisées, représente un inconvénient majeur pour cette technique.
L'invention vise à apporter une solution radicalement différente à tous ces problèmes.
Un but de l'invention est de proposer une amélioration en terme de compression, aussi bien sur les étages de puissance que les étages de réception.
L'invention a encore pour but d'apporter une amélioration en terme de linéarité au sens du point d'interception d'ordre 3 pour les étages de réception, et au sens de l'ACPR pour les étages de puissance.
L'invention a encore pour but d'offrir une très bonne précision absolue du courant de sortie, ainsi qu'une dérive très faible en température.
L'invention a encore pour but de proposer une amélioration très sensible de l'intermodulation d'ordre 3, sans nécessiter l'utilisation de composants inductifs-capacitifs externes de forte valeur, ni intégration de composants passifs encombrants.
L'invention propose donc un procédé de polarisation d'un transistor d'un étage amplificateur radiofréquence, destiné à traiter un signal de radiofréquence modulé issu d'une source radiofréquence.
Selon une caractéristique générale de l'invention, on asservit par un asservissement à transconductance à boucle fermée, la moyenne temporelle de la tension base/émetteur, ou grille/source du transistor
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amplificateur, à une tension de référence correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor amplificateur.
On choisit, par ailleurs, une impédance de la maille
base/émetteur ou grille/source, qui, vue de la base ou grille du ZD transistor amplificateur, soit faible à basse fréquence, c'est à dire par exemple dans une première plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle (dans le cas d'un transistor bipolaire) jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, par exemple dans un rapport de 2 à 5.
base/émetteur ou grille/source, qui, vue de la base ou grille du ZD transistor amplificateur, soit faible à basse fréquence, c'est à dire par exemple dans une première plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle (dans le cas d'un transistor bipolaire) jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, par exemple dans un rapport de 2 à 5.
Le fait de choisir une impédance de maille faible, en particulier à la fréquence nulle, permet une amélioration très sensible de la compression de l'étage radiofréquence par rapport à une polarisation de base classique résistive.
Le fait de choisir pour la limite supérieure de la première plage de fréquence, une fréquence supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, permet d'englober une fréquence égale à celle de l'écartement des tons lors d'une réponse à des test d'intermodulation à deux tons. Ceci permet également d'englober une fréquence égale à celle de la modulation d'enveloppe dans le cas de modulation à enveloppe non constante, comme par exemple pour les systèmes de communication sans fil régis par la norme WCDMA.
A titre indicatif, la fréquence d'écartement des tons dans le cas d'une réponse à des tests d'intermodulation à deux tons utilisés pour un système de transmission régi par la norme GSM, se situe aux alentours de 800 KHz, ce qui correspond à quatre fois la bande passante de la modulation du signal (largeur du canal) égale en l'espèce à 200 KHz.
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Dans le cas d'un système de communication utilisant une modulation régie par la norme WCDMA, la bande passante de la modulation du signal est égale à 3,84 MHz, et la fréquence d'écartement des tons dans le cas d'un test d'intermodulation, est de l'ordre de 10 MHz.
Lorsque le transistor amplificateur est un transistor bipolaire, une façon d'obtenir une impédance de maille très faible dans la première plage de fréquences, peut consister à choisir cette impédance de maille, de sorte que son produit par le courant de base maximum du transistor amplificateur soit inférieur à la tension thermodynamique dans un rapport de l'ordre de la dizaine.
A titre indicatif, on choisira par exemple une impédance de maille de sorte que son produit par le courant de base maximum de ce transistor soit inférieur à 1 mVolt.
Par ailleurs, on choisit cette impédance de maille de façon à ce que, vue de la base ou grille du transistor amplificateur, celle-ci soit grande par rapport à l'impédance de la source radiofréquence dans la plage radiofréquence du signal.
Ceci garantit la transmission d'un maximum de signaux radiofréquence depuis la borne d'entrée de l'étage amplificateur vers le transistor amplificateur.
L'homme du métier saura par conséquent ajuster cette impédance pour obtenir ce résultat, compte tenu de l'application envisagée.
Néanmoins, à titre indicatif, on pourra choisir ladite impédance de maille, de sorte que dans la plage radiofréquence, cette impédance soit supérieure à ladite impédance de source vue de la base du transistor amplificateur dans un rapport de l'ordre de la dizaine, par exemple compris entre 10 et 20.
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Par ailleurs, l'utilisation d'un asservissement à transconductance permet d'obtenir une dégradation négligeable du bruit de l'étage.
Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, la tension de référence est définie au moins par la tension base/émetteur ou grille/source d'un transistor de référence faisant partie de la boucle d'asservissement, et de même type que le transistor amplificateur (les deux transistors sont par exemple tous deux des transistors MOS, ou tous deux des transistors bipolaires). Par ailleurs ladite impédance de maille comporte une résistance principale connectée entre la base ou grille du transistor amplificateur et la base ou grille du transistor de référence.
Il est particulièrement avantageux que l'intensité du courant de polarisation soit de l'ordre de quelques pourcents du courant de l'étage amplificateur, par exemple de l'ordre de 5%. Or, ceci implique, a priori, un rapport de surface important entre le transistor amplificateur et le transistor de référence, et donc une relative imprécision du courant de sortie. Aussi pour remédier à cet inconvénient que l'on rencontre dans l'art antérieur, l'invention prévoit-elle, dans un mode de mise en oeuvre, que le transistor amplificateur et le transistor de référence présentent un rapport de surface au plus égal à quelques unités, c'est à dire que les deux surfaces (d'émetteur dans le cas d'un transistor bipolaire) peuvent être identiques, ou bien la surface du transistor amplificateur peut être supérieure dans un rapport de quelques unités à celle du transistor de référence. En pratique, on choisira par exemple deux transistors identiques lorsque ces transistors sont des transistors bipolaires, ou
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bien un ratio de quelques unités si le transistor amplificateur est un transistor de puissance (transistor MOS).
Et, afin d'obtenir à la fois un courant de polarisation faible et un fort courant de sortie de l'étage amplificateur, on injecte un courant de contrôle dans la résistance principale. Lorsque le transistor amplificateur est un transistor bipolaire, on peut par exemple relier la résistance principale à une source de courant du type proportionnelle à la température absolue (source PTAT proportional to absolute temperature ). La résistance principale présente ainsi également une fonction de levier (fonction exponentielle) vis-à-vis de l'intensité du courant de l'étage amplificateur.
Lorsque le transistor amplificateur est un transistor bipolaire, on annule de préférence le courant de base du transistor de référence. On garantit ainsi une bonne précision pour le montage. En effet, la chute de tension développée dans la résistance principale ne dépend alors pas de ce courant de base, qui n'est pas parfaitement contrôlé, mais ne serait alors que strictement proportionnelle à un éventuel courant de contrôle qui circulerait dans la résistance principale et qui proviendrait par exemple d'une source de courant contrôlée en température.
L'annulation du courant de base du transistor de référence, peut s'effectuer en injectant un courant de compensation dans la base de ce transistor de référence.
De ce fait, et lorsqu'une source de courant du type PTAT est utilisée le courant de collecteur du transistor amplificateur dépend alors de façon exponentielle de la valeur de la résistance principale.
Il est également particulièrement avantageux de connecter un condensateur entre la base ou grille et l'émetteur ou source du transistor de référence. En effet, l'espace base/émetteur du transistor
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de référence est alors shunté par ce condensateur valant courtcircuit pour la radiofréquence, ce qui permet de réduire l'injection de signal radiofréquence dans le transistor de référence, et évite ainsi de dégrader la linéarité du montage.
L'invention a également pour objet un dispositif de polarisation d'un transistor d'un étage amplificateur radiofréquence, destiné à traiter un signal radiofréquence modulé et issu d'une source radiofréquence.
Selon une caractéristique générale de l'invention, il comprend des moyens d'asservissement à transconductance en boucle fermée, aptes à asservir la moyenne temporelle de la tension base/émetteur ou grille/source du transistor amplificateur à une tension de référence correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor. Par ailleurs, vue de la base ou grille du transistor amplificateur, l'impédance de la maille base/émetteur ou grille/source est faible à basse fréquence, c'est à dire par exemple dans une première plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle (dans le cas d'un transistor bipolaire) jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, et grande par rapport à l'impédance de la source radiofréquence dans la plage radiofréquence du signal.
Dans ladite plage radiofréquence, ladite impédance de maille est par exemple supérieure à ladite impédance de source vue de la base ou grille du transistor amplificateur, dans un rapport de l'ordre de la dizaine, par exemple compris entre 10 et 20.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens d'asservissement comportent un transistor de référence, de même type que le transistor amplificateur, dont l'émetteur ou la source est directement connecté à l'émetteur ou la source du transistor
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amplificateur, dont la base ou la grille est connectée à la base ou la grille du transistor amplificateur par une résistance principale, et dont le collecteur ou le drain est connecté à la base ou la grille du transistor amplificateur par l'intermédiaire d'un amplificateur à transconductance.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens d'asservissement comportent une source de tension auxiliaire connectée à l'une des entrées de l'amplificateur à transconductance, l'autre entrée de l'amplificateur à transconductance étant connectée au collecteur ou au drain du transistor de référence. La tension auxiliaire délivrée par la source auxiliaire est fixée à une tension de mode commun choisie de façon à éviter une saturation du transistor de référence.
L'amplificateur à transconductance comporte, par exemple, un transistor d'entrée dont la source est reliée à la masse, et dont la grille est reliée au collecteur ou drain du transistor de référence, ainsi qu'un miroir de courant connecté entre le drain du transistor d'entrée et la base ou grille du transistor amplificateur. Ladite tension auxiliaire de mode commun dépend alors de la tension grille/source du transistor d'entrée.
Le transistor amplificateur peut être bipolaire.
Dans ce cas, dans ladite première plage de fréquences, le produit de ladite impédance de maille par le courant de base maximum du transistor amplificateur est choisi par exemple inférieur à la tension thermodynamique dans un facteur de l'ordre de la dizaine.
Le dispositif comporte par ailleurs, avantageusement, des moyens d'annulation aptes à annuler le courant de base du transistor de référence.
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Les moyens d'annulation peuvent par exemple comporter un circuit de compensation apte à injecter un courant de compensation sur la base du transistor de référence.
Le collecteur du transistor de référence est polarisé par une source de polarisation.
Et, selon un mode de réalisation de l'invention, le circuit de compensation comporte - un transistor de compensation analogue au transistor de référence quant à la surface d'émetteur, et quant au point de polarisation, - un miroir de courant connecté d'une part aux collecteurs respectifs du transistor de référence et du transistor de compensation, et d'autre part à la source de polarisation, - un amplificateur auxiliaire à transconductance, du même type que l'amplificateur à transconductance des moyens d'asservissement, connecté entre le collecteur et la base du transistor de compensation.
Selon un mode de réalisation de l'invention, le dispositif comporte en outre un générateur du type proportionnel à la température absolue, connecté à ladite résistance principale, et apte à injecter un courant de contrôle dans ladite résistance principale.
Dans ce cas, et selon un mode de réalisation de l'invention, le générateur du type proportionnel à la température absolue comporte deux transistors bipolaires reliés par leur base, ayant les émetteurs reliés par une résistance auxiliaire, et les collecteurs reliés par un miroir de courant. Ces deux transistors sont contre-réactionnés en courant entre collecteur et émetteur de sorte que le courant injecté dans la résistance principale soit proportionnelle à la température, inversement proportionnelle à la résistance auxiliaire, et dépende du rapport de surface d'émetteur entre les deux transistors.
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L'étage amplificateur peut être du type émetteur commun ou bien du type base commune. Dans ce dernier cas, un condensateur de découplage à la fréquence RF (radiofréquence) est connecté entre la base du transistor amplificateur et la masse.
Le transistor amplificateur peut être aussi un transistor MOS.
Quel que soit le type du transistor amplificateur (MOS ou bipolaire), les moyens d'asservissement comportent avantageusement un condensateur formant un court-circuit radiofréquence, connecté entre la base ou grille et l'émetteur ou source du transistor de référence.
Quel que soit le type du transistor amplificateur (MOS ou bipolaire), les moyens d'asservissement comportent avantageusement un condensateur formant un court-circuit radiofréquence, connecté entre la base ou grille et l'émetteur ou source du transistor de référence.
Quelle que soit la variante utilisée, le dispositif est avantageusement réalisé sous forme d'un circuit intégré.
L'invention a également pour objet un terminal distant, par exemple un téléphone mobile cellulaire, d'un système de communication sans fil, incorporant un dispositif de polarisation tel que défini ci-avant.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mises en oeuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 illustre très schématiquement un transistor amplificateur d'un étage d'amplification équipé d'un dispositif de polarisation, selon l'invention ; - la figure 2 illustre toujours schématiquement mais plus en détail, un mode de réalisation d'un dispositif de polarisation, selon l'invention ; - la figure 3 illustre schématiquement mais plus en détail, un' asservissement en boucle fermée à transconductance du dispositif de polarisation de la figure 2 ;
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- la figure 4 illustre plus en détail mais toujours schématiquement, un mode de réalisation d'un circuit de compensation d'un dispositif de polarisation selon l'invention ; - la figure 5 illustre schématiquement mais plus en détail un mode de réalisation d'un générateur d'une tension contrôlée proportionnelle à la température absolue, selon l'invention ; et - la figure 6 illustre schématiquement un autre mode de réalisation d'un dispositif de polarisation selon l'invention, du type montage en base commune.
Sur la figure 1, la référence ETRF désigne un étage amplificateur radiofréquence, comportant un transistor amplificateur Ql, ici un transistor bipolaire, dont le collecteur est relié à la tension d'alimentation par l'intermédiaire d'une charge radiofréquence CRF.
Par ailleurs, l'émetteur du transistor amplificateur QI est relié à la masse par une impédance CRE, généralement inductive et résistive, qu'elle soit réelle ou parasite.
Bien que l'invention n'y soit pas limitée, le transistor amplificateur QI est destiné à fonctionner ici en classe A, c'est à dire en régime linéaire.
Le signal radiofréquence à amplifier est reçu sur une entrée radiofréquence et est délivré sur la base du transistor Ql par l'intermédiaire d'un condensateur Cl.
D'une façon générale, l'étage radiofréquence selon l'invention peut fonctionner aussi bien dans une chaîne d'émission que dans une chaîne de réception, et en particulier dans les chaînes d'émission et/ou de réception des terminaux distants, tels qu'un téléphone mobile cellulaire TP, appartenant à un système de communication sans fil, et ce, quelle que soit la norme de transmission utilisée, par exemple la norme GSM ou bien la norme WCDMA.
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Ainsi, à titre indicatif, un tel étage ETRF peut être incorporé au sein d'un amplificateur faible bruit, présent en tête d'une chaîne de réception. En émission, il peut faire partie d'un préamplificateur de puissance ou d'un amplificateur de puissance, le transistor bipolaire Ql pouvant être alors un transistor MOS (comme représenté en tiretés sur la figure 1).
A ce transistor amplificateur Ql, est associé un dispositif de polarisation DPL, dont on va maintenant décrire plus en détail la structure en se référant plus particulièrement aux figures 2 à 5 qui se rapportent plus particulièrement à un montage en émetteur commun.
Comme illustré sur la figure 2, le dispositif de polarisation DPL comporte un miroir de courant constitué du transistor amplificateur Ql et d'un transistor de référence bipolaire Q2, ces deux transistors ayant ici la même surface d'émetteur.
Il convient d'ores et déjà de remarquer que ce miroir de courant se distingue des miroirs de courant classiques, car ce miroir de courant est en fait ici déséquilibré puisqu'il n'est prévu qu'une seule résistance principale RI connectée entre les bases respectives des transistors Ql et Q2.
Le miroir de courant Ql et Q2 est bouclé par un amplificateur ATRC, à transconductance, de valeur gm, qui fixe le potentiel de collecteur du transistor de référence Q2 à une valeur arbitraire de mode commun égal à celui d'une source de tension auxiliaire VMC, don la valeur est choisie de telle sorte que le transistor Q2 ne sature pas.
Par ailleurs, l'émetteur du transistor de référence Q2 est directement connecté à l'émetteur du transistor amplificateur Ql. En d'autres termes, l'émetteur du transistor Q2 est ramené au potentiel de celui du transistor Ql, et non pas à la masse, ce qui permet ainsi un
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contrôle de la moyenne temporelle de la tension base/émetteur du transistor QI, et non pas d'une tension qui serait égale à la somme de cette tension base/émetteur et d'une chute de tension dans la charge d'émetteur CRE, ce qui conduirait à dégrader encore la compression de l'étage ETRF. Aussi, le montage selon l'invention permet, par cette connexion directe entre les deux émetteurs des transistors Ql et Q2, une amélioration du point de compression d'étage ainsi qu'une amélioration de la linéarité.
En d'autres termes, on a réalisé ici des moyens d'asservissement à transconductance en boucle fermée, aptes à asservir la moyenne temporelle de la tension base/émetteur du transistor amplificateur QI à une tension de référence, définie ici par la tension base/émetteur du transistor de référence Q2, et correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor amplificateur QI.
Le choix d'un l'amplificateur à transconductance permet de minimiser le bruit ramené par le dispositif de polarisation DPL sur l'étage radiofréquence ETRF.
Vue de la base du transistor QI, l'impédance de maille base/émetteur doit être forte dans la plage radiofréquence du signal, par rapport à l'impédance de la source radiofréquence qui est à l'origine du signal radiofréquence. En général, cette impédance de la source radiofréquence est définie par un dispositif d'adaptation d'impédance et confère en général une valeur de l'ordre de 50 Ohm à cette impédance de source. Cependant, cette impédance de source peut varier entre 25 et 200 Ohm.
Aussi, on choisira une résistance RI dix à vingt fois supérieure à l'impédance de source, c'est-à-dire une résistance RI ayant une valeur comprise entre 250 et 4000 Ohm.
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Le fait de présenter une impédance forte dans la plage radiofréquence garantit la transmission d'un maximum de signal d'entrée radiofréquence depuis la borne d'entrée radiofréquence vers le transistor Ql.
Par ailleurs, vue de la base du transistor Ql, l'impédance de la maille base/émetteur est choisie de façon à être faible dans une plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle (courant continu) jusqu'à une fréquence prédéterminée qui soit supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, par exemple de l'ordre de deux à cinq fois la bande passante de la modulation du signal.
Le fait de présenter une impédance faible en courant continu et à basse fréquence, améliore le point de compression de l'étage ainsi que les performances de linéarité de cet étage.
On choisira par exemple l'impédance de maille base/émetteur de telle sorte que dans ladite première plage de fréquences, le produit de cette impédance de maille par le courant maximum de base du transistor amplificateur Ql soit inférieur à la tension thermodynamique Ut dans un facteur de l'ordre de la dizaine. On rappelle ici que la tension thermodynamique est égale à 26 mV à 300 K. A titre d'exemple, on choisira, pour un transistor bipolaire, une impédance de maille, de telle sorte que son produit par le courant de base maximum du transistor Ql soit inférieur à 1 mV.
Dans le domaine radiofréquence, l'impédance de maille base/émetteur est essentiellement déterminée par la valeur de la résistance principale RI, puisque dans cette plage de fréquences l'amplificateur à transconductance ne réagit plus. Par contre en basse fréquence, l'asservissement fonctionne et l'impédance de la maille base/émetteur est alors égale à la somme de la résistance RI et de
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l'impédance d'entrée du transistor de référence Q2 divisée par le gain de boucle qui peut être de l'ordre de 10.000.
On obtient donc bien ici une impédance de la maille base/émetteur, vue de la base du transistor QI, très faible en basse fréquence.
Outre ces moyens d'asservissement, le dispositif de polarisation comporte par ailleurs un circuit de compensation SCOMP destiné à injecter dans la base du transistor Q2 un courant de compensation ICOMP, de façon à annuler le courant de base du transistor Q2. Ainsi, la chute de tension développée dans la résistance RI est alors seulement proportionnelle à un courant de contrôle ICTRL délivré par une source de courant SCTRL, et non pas à un courant qui résulterait de la combinaison du courant ICTRL et du courant de base du transistor Q2. Ceci augmente par conséquent la précision du montage.
Par ailleurs, l'espace base/émetteur du transistor de référence Q2 est shunté par un condensateur de découplage C2 valant courtcircuit pour la radiofréquence, ce qui permet de réduire l'injection de signal radiofréquence dans le transistor de référence Q2 et évite ainsi de dégrader la linéarité du montage.
On montre par ailleurs aisément que la chute de tension aux bornes de la résistance RI a un effet exponentiel sur le courant de collecteur du transistor Ql. Plus précisément, si le courant de contrôle ICTRL injecté dans la résistance RI est issu d'une source de courant proportionnelle à la température absolue, on montre alors que le courant de collecteur du transistor QI s'écrit selon la formule (I) cidessous : IC1=. IPOL (I) dans laquelle :
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X est une constante,
R2 est une résistance auxiliaire appartenant à la source de courant STRL, et IPOL est le courant de polarisation du transistor Q2 délivré par une source de polarisation SPOL.
R2 est une résistance auxiliaire appartenant à la source de courant STRL, et IPOL est le courant de polarisation du transistor Q2 délivré par une source de polarisation SPOL.
L'homme du métier aura par conséquent remarqué que la résistance RI a un effet de levier sur la valeur du courant de collecteur du transistor Ql (courant de sortie de l'étage ETRF).
Et, on peut ainsi obtenir de forts courants de collecteur avec un faible courant de polarisation IPOL, ce qui a un impact important sur la consommation du dispositif de polarisation DPL, et permet de réaliser des transistors Ql et Q2 ayant une même surface d'émetteur, ce qui a également un impact positif sur la précision du courant de sortie.
On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 3, pour décrire un mode de réalisation préférentiel de l'amplificateur à transconductance ATRC des moyens d'asservissement.
Dans ce mode de réalisation, l'amplificateur à transconductance ATRC est réalisé par un transistor MOS référencé Ml et par un miroir de courant formé de deux transistors MOS référencés M2 et M3.
La source du transistor Ml est reliée à la masse, tandis que la grille du transistor Ml est reliée au collecteur du transistor Q2. La tension auxiliaire VMC (figure 1) est donc ici la masse.
Un réseau de compensation formé d'un condensateur C3 et d'une résistance R3, connecté entre le collecteur et la base du transistor Q2, permet de créer le pôle dominant de la boucle et a également pour fonctions une stabilisation de cette boucle ainsi qu'un filtrage du signal.
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Cette topologie d'amplificateur à transconductance à un seul transistor d'entrée (transistor Ml) a l'avantage de fixer simplement le potentiel de mode commun du transistor Q2 par la valeur de la tension grille/source du transistor Ml (éventuellement la tension grille/source augmentée d'une tension série dans la source). De cette manière, on peut s'arranger pour faire fonctionner le transistor Q2 avec une tension collecteur/base quasi nulle, ce qui laisse davantage de marge de manoeuvre pour synthétiser la source de polarisation SPOL, et ce notamment dans le cas d'un montage base commune (qui sera explicité plus en détail sur la figure 6), sur des applications fonctionnant avec des tensions d'alimentation faibles (2,7 volts ou moins).
Par ailleurs, le courant de bruit radiofréquence injecté par cet amplificateur à transconductance dans l'étage ETRF est limité, car il est réduit principalement au bruit de la pente du transistor M3 qui peut être minimisé.
La contribution en bruit d'une telle polarisation sur un amplificateur faible bruit (tel que ceux qui équipent les téléphones mobiles cellulaires) ayant un facteur de bruit de l'ordre de 1,5 dB, a pu être rendue négligeable, c'est-à-dire inférieure à 0,1 dB, toutes dérives confondues.
On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 4 pour décrire un mode de réalisation préférentiel du circuit de compensation SCOMP, qui permet par injection d'un courant de compensation ICOMP dans la base du transistor Q2, d'annuler ce courant de base de manière que la chute de tension développée dans la résistance RI soit strictement proportionnelle au seul courant de contrôle ICTRL.
Ce circuit de compensation SCOMP comporte un transistor de compensation Q3, analogue au transistor de référence Q2, c'est-à-dire
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présentant notamment une surface d'émetteur égale à celle du transistor de référence Q2, ainsi qu'un point de polarisation identique.
Le circuit de compensation comporte par ailleurs un miroir de courant formé de trois transistors MOS référencés M5, M6, M7, connectés d'une part aux collecteurs respectifs du transistor de référence Q2 et du transistor de compensation Q3, et d'autre part à la source de polarisation SPOL, qui permet une polarisation identique de Q2 et Q3.
Le circuit de compensation comporte également un amplificateur auxiliaire à transconductance, formé des trois transistors MOS référencés M1C, M2C et M3C, cet amplificateur auxiliaire à transconductance étant du même type que l'amplificateur à transconductance ATRC des moyens d'asservissement. Il est connecté entre le collecteur et la base du transistor de compensation Q3.
Le transistor de compensation Q3 est ainsi polarisé par le même courant IPOL que le transistor Ql, et le courant de base du transistor de compensation Q3 fait office de courant de compensation ICOMP.
Par ailleurs, comme le transistor Ml C et son homologue Ml (figure 3) ne sont pas polarisés à des niveaux de courant semblables, il conviendra de choisir la géométrie du transistor M1C de telle sorte que sa tension grille-source soit sensiblement égale à la tension grillesource du transistor Ml, la source du transistor M1C étant connectée au même potentiel que celle du transistor Ml.
De plus, les transistors M3C et M4C doivent être de préférence très bien appairés, de même que les transistors M5 et M7.
On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 5 pour décrire un mode de réalisation préférentiel de la source de courant STRL, qui est en l'espèce proportionnelle à la température absolue.
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Cette source de courant SCTRL comporte deux transistors bipolaires Q4 et Q5, reliés par leur base. Les émetteurs de ces deux transistors sont également reliés par l'intermédiaire d'une résistance auxiliaire R2, et leurs collecteurs respectifs sont reliés par un miroir de courant M12, M13.
Ces deux transistors Q4 et Q5 sont contre-réactionnés en courant entre collecteurs et émetteurs par l'intermédiaire des transistors M9, MIO et Mil, de sorte que le courant de contrôle ICTRL est égal à la somme des courants d'émetteurs des transistors Q4 et Q5. Par ailleurs ce courant ICTRL, qui est aussi égal au courant circulant dans les transistors M8 et M9 (à l'appariement des transistors M8 et M9 près), est défini par la formule (II) ci-dessous :
ICTRL = 2Ut. Ln (X)/R2 (II) dans laquelle :
Ut désigne la tension thermodynamique, Ln la fonction logarithme népérien, À le rapport des densités de courant, c'est-à-dire le rapport des géométries des transistors (À=AS/A4, où A5 et A4 désignent respectivement les surfaces d'émetteur des transistors Q5 et Q4).
ICTRL = 2Ut. Ln (X)/R2 (II) dans laquelle :
Ut désigne la tension thermodynamique, Ln la fonction logarithme népérien, À le rapport des densités de courant, c'est-à-dire le rapport des géométries des transistors (À=AS/A4, où A5 et A4 désignent respectivement les surfaces d'émetteur des transistors Q5 et Q4).
On notera ici que le courant ICTRL ne dépend pas (au premier ordre) des gains en courants continus des transistors Q4 et Q5. De ce fait, les dérives en température des courants de repos radiofréquence engendrées de cette manière respectent très bien (à 1% près) les dérives en température du courant de repos incident IPOL.
L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation et de mise en oeuvre qui viennent d'être décrits, mais en embrasse toutes les variantes.
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Ainsi, l'invention s'applique également à un étage ETRF de type base commune, comme illustré sur la figure 6. Dans ce montage, un condensateur C5, connecté entre la base du transistor Ql et la masse, permet le découplage effectif de cette base.
Le transistor Ql peut être également un transistor MOS, moyennant quelques modifications du dispositif de polarisation DPL, à la portée de l'homme du métier. Ainsi, par exemple, le circuit de compensation SCOMP n'est plus nécessaire puisque le transistor de référence Q2, qui devient alors un transistor MOS, ne présente pas de courant de grille statique.
De même, le caractère faible de l'impédance de maille grille/source du transistor Ql à basse fréquence, c'est à dire dans la première plage de fréquences évoquée ci-avant à l'exception de la fréquence nulle, peut alors se traduire par exemple par le fait que le produit de cette impédance de maille par le courant de grille maximum du transistor est inférieur à VGSo-Vt dans un facteur de l'ordre de la dizaine (VGSo et Vt désignant respectivement la tension grille/source de repos, et la tension de seuil du transistor).
Par ailleurs, à fréquence nulle (courant continu), la valeur de cette impédance de maille est sans importance puisque le transistor MOS ne présente pas de courant de grille statique. On peut donc en théorie choisir à fréquence nulle une impédance faible ou forte. En pratique, le critère de décision pour la valeur de cette impédance de maille sera celui utilisé pour les basses fréquences. Ainsi on peut choisir la même impédance de maille à la fréquence nulle et dans ladite première plage de fréquences.
Enfin, bien entendu dans le cas d'un transistor MOS, le terme de surface s'entend comme étant relatif au rapport W/L (W : largeur du canal et L : longueur du canal).
Claims (35)
1. Procédé de polarisation d'un transistor d'un étage amplificateur radiofréquence destiné à traiter un signal radiofréquence modulé issu d'une source radiofréquence, caractérisé par le fait qu'on asservit par un asservissement à transconductance en boucle fermée, la moyenne temporelle de la tension base/émetteur ou grille/source du transistor amplificateur (Ql) à une tension de référence correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor amplificateur, et on choisit une impédance de la maille base/émetteur ou grille/source qui, vue de la base ou grille du transistor amplificateur (Ql), soit faible à basse fréquence, et grande par rapport à l'impédance de la source radiofréquence dans la plage radiofréquence du signal.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'on choisit ladite impédance de maille de sorte que dans ladite plage radiofréquence, cette impédance vue de la base ou grille du transistor amplificateur (Ql), soit supérieure à ladite impédance de source dans un rapport de l'ordre de la dizaine, par exemple compris entre 10 et 20.
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la tension de référence est définie au moins par la tension
base/émetteur ou grille/source d'un transistor de référence (Q2), de même type que le transistor amplificateur (l), faisant partie de la boucle d'asservissement, par le fait que ladite impédance de maille comporte une résistance (RI) connectée entre la base ou grille du transistor amplificateur (QI) et la base ou grille du transistor de référence (Q2).
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé par le fait que le rapport de surface entre le transistor amplificateur (Ql) et le transistor de référence (Q2) peut varier de une à quelques unités.
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5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le transistor amplificateur (Ql) est un transistor bipolaire.
6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé par le fait qu'on choisit ladite impédance de maille de sorte que dans une première plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, le produit de cette impédance par le courant de base maximum du transistor amplificateur (QI) soit inférieur à la tension thermodynamique (Ut) dans un facteur de l'ordre de la dizaine.
7. Procédé selon la revendication 5 ou 6, caractérisé par le fait qu'on annule le courant de base du transistor de référence (Q2).
8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé par le fait qu'on annule le courant de base du transistor de référence en injectant un courant de compensation (ICOMP) dans la base de ce transistor de référence (Q2).
9. Procédé selon l'une des revendications 5 à 8, caractérisé par le fait qu'on injecte un courant de contrôle (ICTRL) dans ladite résistance (RI) en la reliant à une source de courant du type proportionnelle à la température absolue.
10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que le transistor amplificateur (Ql) est un transistor MOS.
11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé par le fait qu'on choisit ladite impédance de maille grille/source de sorte que dans une première plage de fréquences excluant la fréquence nulle et s'étendant jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, le produit de cette impédance par le courant de grille maximum du transistor amplificateur (Ql) soit inférieur à VGSo-Vt dans un facteur
<Desc/Clms Page number 26>
de l'ordre de la dizaine, VGSo et Vt désignant respectivement la tension grille/source de repos, et la tension de seuil du transistor.
12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé par le fait qu'on choisit la même impédance de maille à la fréquence nulle et dans ladite première plage de fréquences.
13. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'on connecte un condensateur (C2) entre la base ou grille et l'émetteur ou source du transistor de référence (Q2).
14. Dispositif de polarisation d'un transistor d'un étage amplificateur radiofréquence, destiné à traiter un signal radiofréquence modulé issu d'une source radiofréquence, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens d'asservissement à transconductance en boucle fermée, aptes à asservir la moyenne temporelle de la tension
base/émetteur ou grille/source du transistor amplificateur (QI) à une CD tension de référence correspondant à un courant de repos souhaité pour le transistor, et par le fait que, vue de la base ou grille du transistor amplificateur (l), l'impédance de la maille base/émetteur ou grille/source est faible à basse fréquence, et grande par rapport à l'impédance de la source radiofréquence dans la plage radiofréquence du signal.
15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé par le fait que dans ladite plage radiofréquence, ladite impédance de maille est supérieure à ladite impédance de source vue de la base du transistor amplificateur (Ql) dans un rapport de l'ordre de la dizaine, par exemple compris entre 10 et 20.
16. Dispositif selon la revendication 14 ou 15, caractérisé par le fait que les moyens d'asservissement comportent un transistor de référence (Q2), de même type que le transistor amplificateur (QI), dont l'émetteur ou la source est directement connecté à l'émetteur ou la source du transistor amplificateur, dont la base ou la grille est connectée
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à la base ou la grille du transistor amplificateur par une résistance principale (RI), et dont le collecteur ou le drain est connecté à la base ou la grille du transistor amplificateur par l'intermédiaire d'un amplificateur à transconductance.
17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé par le fait que les moyens d'asservissement comportent une source de tension auxiliaire (VMC) connectée à l'une des entrées de l'amplificateur à transconductance, l'autre entrée de l'amplificateur à transconductance étant connectée au collecteur ou au drain du transistor de référence (Q2), et par le fait que la tension auxiliaire délivrée par la source auxiliaire est fixée à une tension de mode commun choisie de façon à éviter une saturation du transistor de référence (Q2).
18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé par le
fait que l'amplificateur à transconductance comporte un transistor t d'entrée (Ml) dont la source est reliée à la masse, et dont la grille est reliée au collecteur ou drain du transistor de référence (Q2), ainsi qu'un miroir de courant (M2, M3) connecté entre le drain du transistor d'entrée (Ml) et la base ou grille du transistor amplificateur (QI), et par le fait que ladite tension auxiliaire de mode commun dépend de la tension grille/source du transistor d'entrée (Ml).
19. Dispositif selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé par le fait que le rapport de surface entre le transistor amplificateur (QI) et le transistor de référence (Q2) peut varier de une à quelques unités.
20. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 19, caractérisé par le fait que le transistor amplificateur (Ql) est bipolaire.
21. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé par le fait que dans une première plage de fréquences s'étendant depuis la fréquence nulle jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques
<Desc/Clms Page number 28>
unités, le produit de ladite impédance de maille par le courant de base ou de grille du transistor amplificateur (Ql) est inférieur à la tension thermodynamique (Ut) dans un facteur de l'ordre de la dizaine.
22. Dispositif selon la revendication 20 ou 21, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens d'annulation aptes à annuler le courant de base du transistor de référence (Q2).
23. Dispositif selon la revendication 22, caractérisé par le fait que les moyens d'annulation comportent un circuit de compensation apte à injecter un courant de compensation (ICOMP) sur la base du transistor de référence (Q2).
24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé par le fait que le collecteur transistor de référence (Q2) est polarisé par une source de polarisation, et par le fait que le circuit de compensation comporte un transistor de compensation (Q3) analogue au transistor de référence (Q2) quant à la surface d'émetteur, et quant au point de polarisation, un miroir de courant (M5, M6, M7) connecté d'une part aux collecteurs respectifs du transistor de référence (Q2) et du transistor de compensation (Q3), et d'autre part à la source de polarisation, un amplificateur auxiliaire à transconductance (M1C, M2C, M3C), du même type que l'amplificateur à transconductance des moyens d'asservissement, connecté entre le collecteur et la base du transistor de compensation (Q3).
25. Dispositif selon l'une des revendications 20 à 24, caractérisé par le fait que le dispositif comporte en outre un générateur du type proportionnel à la température absolue, connecté à ladite résistance principale (RI), et apte à injecter un courant de contrôle dans ladite résistance principale.
<Desc/Clms Page number 29>
26. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé par le fait que ledit générateur comporte deux transistors bipolaires (Q4, Q5) reliés par leur base, ayant les émetteurs reliés par une résistance auxiliaire (R2), et les collecteurs reliés par un miroir de courant, et par le fait que ces deux transistors sont contre-réactionnés en courant entre collecteur et émetteur de sorte que le courant injecté dans la résistance principale (RI) soit proportionnelle à la température, inversement proportionnelle à la résistance auxiliaire (R2), et dépende du rapport de surface d'émetteur entre les deux transistors (Q4, Q5).
27. Dispositif selon l'une des revendications 20 à 26, caractérisé par le fait que l'étage amplificateur est du type émetteur commun.
28. Dispositif selon l'une des revendications 20 à 26, caractérisé par le fait que l'étage amplificateur est du type base commune, et par le fait qu'un condensateur de découplage radiofréquence est connecté entre la base du transistor amplificateur (QI) et la masse.
29. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 19, caractérisé par le fait que le transistor amplificateur (QI) est un transistor MOS.
30. Dispositif selon la revendication 29, caractérisé par le fait que dans une première plage de fréquences excluant la fréquence nulle et s'étendant jusqu'à une fréquence prédéterminée supérieure à la bande passante de la modulation du signal dans un rapport de quelques unités, le produit de l'impédance de maille grille/source par le courant de grille maximum du transistor amplificateur (Ql) est inférieur à VGSo-Vt dans un facteur de l'ordre de la dizaine, VGSo et Vt désignant respectivement la tension grille/source de repos, et la tension de seuil du transistor.
<Desc/Clms Page number 30>
31. Dispositif selon la revendication 30, caractérisé par le fait que l'impédance de maille est identique à la fréquence nulle et dans ladite première plage de fréquences.
32. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 31, caractérisé par le fait que les moyens d'asservissement comportent un condensateur (C2) formant un court-circuit radiofréquence connecté entre la base ou grille et l'émetteur ou source du transistor de référence (Q2).
33. Dispositif selon l'une des revendications 14 à 32, caractérisé par le fait qu'il est réalisé sous forme d'un circuit intégré.
34. Terminal distant d'un système de communication sans fil, caractérisé par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 14 à 33.
35. Terminal selon la revendication 34, caractérisé par le fait qu'il est un téléphone mobile cellulaire.
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Effective date: 20190905 |