FR2749718A1

FR2749718A1 - Amplificateur a faible bruit

Info

Publication number: FR2749718A1
Application number: FR9706989A
Authority: FR
Inventors: Nikolay Tchamov; Petri Jarske
Original assignee: Micronas Oy
Current assignee: Micronas Oy
Priority date: 1996-06-11
Filing date: 1997-06-05
Publication date: 1997-12-12
Anticipated expiration: 2017-06-05
Also published as: JPH1075127A; GB9710690D0; DE19724485A1; GB2314223B; FI962420A0; FI962420A; GB2314223A; FI100751B; US5933057A; FR2749718B1

Abstract

L'invention concerne un amplificateur à faible bruit. Dans cet amplificateur comprenant un étage d'entrée et un étage de sortie, l'étage d'entrée comprend un composant amplificateur (Q1) monté en base commune et dont le collecteur est connecté à une tension de fonctionnement par l'intermédiaire d'un premier composant inductif (L1), et l'étage de sortie comporte un montage cascode de White (Q2, Q3), dans lequel un collecteur d'un composant amplificateur (Q2) est connecté à la tension de fonctionnement par l'intermédiaire d'un second composant inductif (L2). Application notamment aux amplificateurs à faible bruit, notamment dans la gamme des micro-ondes.

Description

L'invention concerne des amplificateurs à faible bruit, en particulier

dans la gamme des micro-ondes

(> 1 GHz).

De nouveaux systèmes de communication portables sans fil ont récemment conduit à un accroissement de la

demande de circuits électroniques, tels que des amplifica-

teurs HF, des mélangeurs et des oscillateurs locaux asso-

ciés à différents émetteurs et récepteurs. De façon

typique, ces éléments sont réalisés sous la forme de cir-

cuits intégrés. Un domaine important est celui des amplifi-

cateurs à faible bruit (LNA). Des circuits intégrés de l'art antérieur dans la gamme des hautes fréquences sont décrits par exemple dans: [1] Rober G. Meyer, "A 1-GHz BiCMOS RF Fron-End IC", IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 29, N 3,

Mars 1994, p. 350-355.

[2] Asad A. Abidi, "Low-Power Radio-Frequency IC's for Portable Communications, Proceedings of the IEEE,

Vol. 83, N 4, Avril 1995, p. 544-569.

Récemment, on a introduit différents types de

configurations de circuits à deux étages pour des amplifi-

cateurs à faible bruit LNA. Très fréquemment on préfère utiliser des topologies constituées par un branchement en cascade d'un étage amplificateur monté en émetteur commun

et d'un autre étage. Dans la plupart des cas, des branche-

ments en cascade sont basés sur le gain développé par l'étage monté en émetteur commun. D'autre part, on sait

parfaitement que le montage en émetteur commun est forte-

ment affecté par l'effet Miller. On réduit souvent l'effet Miller en chargeant l'étage monté en émetteur commun avec une faible impédance d'entrée d'un circuit monté en base

commune et utilisé comme second étage du montage en cas-

cade. Dans la pratique, ceci réduit fortement le gain

total. En résumé, de telles configurations posent le pro-

blème de l'adaptation d'impédance interne élevée d'entrée

et de sortie des différents étages du montage en cascade.

Un but de la présente invention est de fournir un nouvel amplificateur à faible bruit, qui peut fonctionner à des fréquences plus élevées, présente un gain plus élevé et une plus faible consommation de puissance que les configu-

rations d'amplificateurs de l'art antérieur.

L'invention a trait à un amplificateur comprenant un étage d'entrée et un étage de sortie. L'amplificateur est caractérisé en ce que

l'étage d'entrée comprend un composant amplifica-

teur monté en base commune et dont le collecteur est

connecté à une tension de fonctionnement par l'intermé-

diaire d'un premier composant inductif, l'étage de sortie comporte un montage cascode de

White, dans lequel un collecteur d'un composant amplifica-

teur est connecté à la tension de fonctionnement par

l'intermédiaire d'un second composant inductif.

Conformément à la présente invention, l'adaptation d'entrée et l'amplification de l'amplificateur sont obtenus en utilisant un étage amplificateur monté en

base commune, en tant que premier étage du montage en cas-

cade. Une autre amélioration consiste à utiliser un montage cascade de White possédant une faible impédance d'entrée,

en tant que second étage du montage en cascade pour réali-

ser l'adaptation de l'impédance élevée de sortie de l'étage monté en base commune. L'étage cascode de White possède également une impédance de sortie très faible et stable, qui sert très bien à réaliser l'adaptation de sortie. En outre les deux étages ont été modifiés conformément à l'invention de telle sorte que leurs collecteurs sont

connectés à la tension de fonctionnement au moyen de compo-

santes inductives et non de résistances. En raison de l'utilisation d'un composant inductif, telle qu'une bobine,

dans le circuit de collecteur, l'étage monté en base com-

mune possède un gain supérieur, une tension plus faible de l'alimentation ainsi que des caractéristiques sélectives du point de vue des fréquences. On obtient une capacité améliorée même dans le cas o l'on utilise des bobines sur puce possédant

un facteur Q relativement faible.

L'utilisation de composants inductifs dans un circuit de collecteur selon l'invention fournit aux concepteurs une plus grande souplesse pour la fixation d'un gain élevé. A nouveau ceci fournit indirectement une plus grande liberté de conception; une fois libéré de la nécessité de produire un gain suffisant, le concepteur est plus libre de choisir le courant d'émetteur pour l'adaptation au faible bruit. On obtient une stabilité élevée en température et un faible bruit indépendant de la fréquence centrale et du gain de l'amplificateur en sélectionnant une valeur de résistance d'émetteur réglable suffisamment élevée et en utilisant un diviseur à faible résistance pour produire le courant de polarisation de base. La valeur de la résistance de polarisation du circuit de base de l'étage de White suivant, résistance qui est connectée, en courant alternatif, en parallèle avec la composante inductive du collecteur du premier étage, peut fournir une capacité supplémentaire d'accord de la largeur de bande de l'amplificateur. L'utilisation d'une composante inductive avec un facteur Q élevé pour la polarisation de la base de l'étage de White ne fournit pas de meilleurs résultats. Au contraire, il réduit la bande de réglage d'accord, dans laquelle le gain

de tension reste presque constant.

Le fait d'utiliser une inductance avec un facteur Q faible dans le collecteur d'un transistor supérieur dans le montage cascode de White accroît le gain de la boucle et rapproche légèrement la performance du circuit d'une performance idéale comme s'il possédait une contre-réaction presque égale exactement à 100 %. A son tour ceci conduit à une impédance de sortie presque nulle en conférant à ce circuit le caractère d'un étage de sortie presque idéal. Le signal de sortie est par conséquent délivré à partir de

l'impédance caractéristique standard (en général la résis-

tance de 50 n). La polarisation utilisée suppose des valeurs résistives plus élevées et par conséquent, dans la

pratique, n'a aucun effet sur le facteur Q final du compo-

sant inductif. L'accord de fréquence peut être préréglé par exemple par modification d'un condensateur de blocage de la composante continue, qui est disposé entre l'étage monté en base commune et le montage cascode de White. Ceci a un effet sur le niveau d'interférence de l'impédance de sortie

du second étage, qui charge le premier étage, ce qui modi-

fie le gain total.

D'autre part il est possible d'accorder le gain

d'une manière indépendante en modifiant la capacité de rac-

cordement à la masse de l'étage monté en base commune de

manière à produire exactement le gain total requis.

D'autres caractéristiques et avantages de la pré-

sente invention ressortiront de la description donnée ci-

après prise en référence aux dessins annexés, sur les-

quels: - la figure 1 représente un circuit amplificateur à faible bruit selon l'invention; - la figure 2 représente un circuit équivalent à courant alternatif du premier étage de l'amplificateur selon la figure 1; - la figure 3 est un diagramme illustrant l'effet de l'accord de fréquence sur le paramètre s [s21] lorsque la valeur du condensateur C3 est modifiée; - la figure 4 est un diagramme illustrant l'effet de l'accord de fréquence sur le paramètre s [s12] lorsque la valeur du condensateur C3 est modifiée; - la figure 5 est un diagramme illustrant l'effet de l'accord de fréquence sur le paramètre s [s21] lorsque la valeur du condensateur C2 est modifiée; - la figure 6 est un diagramme illustrant l'effet de l'accord de fréquence sur le paramètre s [s12] lorsque la valeur du condensateur C2 est modifiée; La présente invention est parfaitement appropriée pour réaliser un amplificateur à faible bruit moyennant l'utilisation de différentes technologies de fabrication et de différents types de composants. Bien que des transistors

bipolaires NPN soient utilisés dans l'amplificateur repré-

senté sur les figures 1 et 2, on peut utiliser n'importe quel type de composants d'amplificateurs, tels que des

transistors MOS, CMAS, SOI, HEMT et HPT, des tubes à micro-

ondes et des tubes à vide, dans les configurations de cir-

cuit de l'invention. Dans ces composants, la terminologie

associée aux électrodes peut varier. Les électrodes princi-

pales d'un transistor bipolaire sont un collecteur et un émetteur et l'électrode de commande est désignée sous le terme de base. Dans des transistors FET, les électrodes correspondantes sont le drain, la source et la grille. Dans le cas de tubes à vide, les transistors correspondants sont désignés comme étant l'anode, la cathode et la grille. Par conséquent les termes émetteur, collecteur, base, étage monté en base commune doivent ici être compris dans le sens

plus large englobant les électrodes d'autres types de com-

posants amplificateurs.

La figure 1 représente le schéma d'un circuit d'un amplificateur selon l'invention. Un transistor NPN

bipolaire Q1 forme un étage d'entrée monté en base commune.

Des transistors NPN Q2 et Q3 forment un étage de sortie du type à montage cascode de White. Un collecteur de Q1 est connecté par l'intermédiaire d'une bobine Li à une tension de fonctionnement Vcc = 2 V, qui est délivrée par une source de tension 10. Un émetteur du transistor Q1 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance d'émetteur R1

à un second potentiel de 0 V de la tension de fonctionne-

ment. Un diviseur de tension, qui est constitué par le branchement en série de résistances R2 et R3, est connecté entre la tension de fonctionnement Vcc et 0 V de manière à réaliser la polarisation du circuit de base de Q1. A cet effet, la base de Q1 est connectée à un point de liaison entre des résistances R2 et R3. En outre un condensateur de raccordement à la masse C2 est connecté à la masse (0 V) à

partir de la base de Q1. Une source de signaux 11 repré-

sente d'une manière générale le circuit à partir duquel le signal d'entrée de l'amplificateur est reçu. Une borne de la source de signaux 11 est connectée à la borne principale

de la résistance d'émetteur R1 et l'autre borne est connec-

tée par l'intermédiaire du condensateur de couplage Cl à

l'émetteur de Q1.

Dans le montage cascode de White, le collecteur

du transistor Q2 est connecté à la tension de fonctionne-

ment Vcc par l'intermédiaire d'une bobine L2. Un émetteur de Q2 est connecté à un collecteur du transistor Q3 et, par l'intermédiaire d'une résistance R7 et d'un condensateur de couplage C5, à une sortie OUT. Un émetteur du transistor Q3

est connecté à la masse par l'intermédiaire d'une résis-

tance R5. La base de Q2 est connectée par une résistance de polarisation R4 à la tension de fonctionnement Vcc et par

l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C3 à un col-

lecteur du transistor Q3. La base du transistor Q3 est connectée au moyen d'une résistance de polarisation R6 à la tension de fonctionnement Vcc et par l'intermédiaire d'un condensateur C4 à un collecteur du transistor Q2. Sur la

figure 1, la charge produite par le circuit auquel la sor-

tie est appliquée, est représentée par une résistance Rload. Les valeurs des composants de la figure 1 sont

indiquées à titre d'exemple uniquement d'une forme de réa-

lisation et pour faciliter la comparaison avec d'autres

amplificateurs à faible bruit de l'art antérieur. On com-

prendra que les valeurs des composants peuvent varier légè-

rement d'une forme réalisation à l'autre.

La figure 2 représente un circuit équivalent en

courant alternatif d'un étage d'entrée monté en base com-

mune de la figure 1. Sur la figure 2, on a utilisé les abréviations suivantes: Gcel est la conductance de la connexion base - émetteur, Gcbl est la conductance de la connexion collecteur - base; Gb'el est la conductance entre le point nodal b' et l'émetteur; Gb'el est la capacité

entre le point nodal b' et l'émetteur; Gb'cl est la capa-

cité entre le point nodal b' et le collecteur; Rbb'1 est la résistance entre la base et le point nodal b'; Rd' est la valeur résistive de la connexion parallèle des résistances R2 et R3; b' est le point nodal de la base; el est le point

nodal de l'émetteur; Gml*Vb'el est l'alimentation en éner-

gie. RS désigne l'impédance caractéristique de la source de signaux 11, habituellement 50 ohms. RS est connecté au moyen de la capacité Ci à l'impédance d'entrée

du transistor Q1, ladite impédance étant de nature légère-

ment inductive. Etant donné que l'impédance de source RS et l'impédance d'entrée sont assez faibles, le condensateur C1 doit être suffisamment gros pour fournir une constante de temps suffisante pour ces éléments et pour le transfert des hautes fréquences auxquelles on s'intéresse. Il en va de même pour le condensateur C2, qui réalise le raccordement à la masse du montage en base commune. On voit sur la figure 2 que C2 est connecté en série avec le signal d'entrée. Par conséquent, soit la valeur de Cl, soit ces deux valeurs peuvent être utilisées pour régler le niveau du signal d'entrée, ce qui affecte le gain total de l'ensemble de

l'amplificateur.

Il apparaît également, dans le circuit équivalent de la figure 2, que l'étage en base commune est chargé par les impédances d'entrée d'une inductance Ll et celles de l'étage suivant (montage cascode de White) par

l'intermédiaire du condensateur C3 de blocage de la compo-

sante continue. La bobine Li forme alors un circuit réson-

nant LC parallèle avec des condensateurs parasites (Cp'el, Cp'Cl) du transistor Q1, principalement avec Cp'Cl, à une fréquence de résonance élevée. Le condensateur suivant C3 fournit un transformateur d'impédance possédant la capacité

d'entrée du montage cascode de White et par conséquent aug-

mente la capacité en parallèle avec la bobine Li. Il en résulte que si la capacité du condensateur C3 est faible, la capacité totale en parallèle avec la bobine Li est constituée principalement par les capacités parasites de Q1, auquel cas la fréquence centrale du filtre passe-bande

de l'amplificateur est élevée. Au lieu de cela, si la capa-

cité du condensateur C3 est suffisamment élevée, elle ajoute une capacité supplémentaire à la capacité totale en parallèle avec la bobine Li, ce qui conduit à une fréquence

de résonance nettement plus faible.

En outre, lorsque la capacité du condensateur C3 est supérieure, ceci conduit à un meilleur transfert d'énergie HF au second étage (le montage cascode de White), ce qui conduit à un gain plus élevé. Par conséquent le

condensateur C3 peut être utilisé pour modifier simultané-

ment le gain total de l'ensemble de l'amplificateur et la

fréquence centrale. D'autre part, la possibilité de réali-

ser un réglage d'accord du gain d'une manière indépendante par modification des capacités Cl et/ou C2 de l'étage monté en base commune peut être également utilisée pour produire

précisément le gain total requis à la fréquence sélection-

née au moyen du condensateur C3. En outre, une résistance de polarisation R4 du montage en cascode de White peut être utilisée pour réaliser le réglage d'accord de la largeur de

bande, ladite résistance étant connectée, en courant alter-

natif, en parallèle avec la bobine L1. Ceci prouve qu'une bobine ayant un facteur Q élevé à la place d'une résistance

R4 ne fournit aucune caractéristique meilleure.

Le second étage est le montage cascode de White, qui est amélioré par l'utilisation d'une bobine L2 d'un facteur Q faible au niveau du collecteur du transistor supérieur. Cette bobine L2 accroît l'amplification dans la boucle locale et rapproche légèrement la performance du circuit de la performance de l'étage suiveur idéal, qui possède une contre-réaction presque égale exactement à %. Ceci fournit une impédance d'entrée presque nulle et rend ce circuit équivalent à un étage de sortie presque idéal. Le signal de sortie peut par conséquent être obtenu

à partir d'une impédance caractéristique standard (en géné-

ral une résistance de 50 ohms). La polarisation utilisée suppose des résistances plus élevées (R6) et par conséquent n'a aucun effet sur le facteur Q faible de la bobine L2. A nouveau, l'utilisation d'une bobine possédant un facteur Q élevé n'augmente pas de façon importante la performance étant donné que son facteur Q est réduit en raison de l'impédance définie de la résistance R6 ou d'un quelconque autre circuit de polarisation utilisé. Un condensateur de découplage C5 présent à la sortie peut être un composant

sur puce ou hors puce.

On a analysé l'amplificateur passe-bas intégré monolithique, à semiconducteurs, à faible bruit (LNA) conforme à la figure 1 en utilisant une technologie BiCMOS à 0,8 pm, dans laquelle des

transistors NPN bipolaires fournissent la fréquence transi-

toire maximale FTmax de 17 GHz, alors que le courant tra-

versant le transistor est égal à environ 800 WA. Dans cet exemple, le courant traversant le transistor du premier étage a été choisi égal à 500 WA, qui est le courant qui

fournit le bruit le plus faible.

L'amplification obtenue est égale à 35 dB à la fréquence de 3 GHz à partir d'une tension d'alimentation de 2 volts. C'est une valeur d'amplification assez élevée, bien que la bobine L1 possède un facteur Q relativement

faible, et on ne peut pas l'obtenir en utilisant une ali-

mentation en tension à deux volts si on utilise une résis-

tance au niveau du collecteur de Q1. Les transistors Q2 et Q3 ont des dimensions trois fois supérieures à celles du transistor Q1 de manière à fournir un courant de sortie

nécessaire pour des charges de faible résistance.

Les bobines Ll et L2 possédant le facteur Q

faible permettent un réglage d'accord préalable de la fré-

quence centrale dans la gamme de + 10 % et un préréglage indépendant du gain entre 20 dB et 40 dB, ce qui n'est pas possible lorsqu'on utilise des configurations de circuits

de l'art antérieur.

L'effet de la sélection de la fréquence et de

variation simultanée du gain par modification de la capa-

cité du condensateur C3 sont représentés sur les figures 3

et 4 au moyen de paramètres S [s21] et [sl2].

Une fois que la fréquence a été sélectionnée, on peut déterminer le gain total en utilisant un condensateur

C2, comme représenté sur les figures 5 et 6.

Comme on s'y attendait, la composante inductive

de l'étage monté en base commune est relativement faible.

Par conséquent, en modifiant la valeur du condensateur C2, dans la pratique c'est seulement le gain total qui varie à

une fréquence presque constante.

L'amplification peut agir de la même manière au moins jusqu'à la fréquence de 8 à 10 GHz en utilisant la

même technologie.

La consommation d'énergie du circuit amplifica-

teur est seulement de 8 mW à partir d'une source d'alimen-

tation à deux volts.

Le circuit convient pour être utilisé par exemple en tant qu'amplificateur-filtre-tampon dans différentes

unités de communication sans fil.

Les figures et explications qui ont été asso-

ciées, sont censées uniquement illustrer la présente inven-

tion. Des détails d'agencement de l'amplificateur peuvent

varier dans le cadre de l'invention.

1l

Claims

REVENDICATIONS

1. Amplificateur comprenant un étage d'entrée et un étage de sortie, caractérisé en ce que

l'étage d'entrée comprend un composant amplifica-

teur (Q1) monté en base commune et dont le collecteur est

connecté à une tension de fonctionnement par l'intermé-

diaire d'un premier composant inductif (LI), l'étage de sortie comporte un montage cascode de White (Q2, Q3), dans lequel un collecteur d'un composant

amplificateur (Q2) est connecté à la tension de fonctionne-

ment par l'intermédiaire d'un second composant inductif (L2).

2. Amplificateur selon la revendication 1, carac-

térisé en ce que l'étage d'entrée comprend un transistor (Q1) monté en base commune et dont le collecteur est connecté par l'intermédiaire d'une première bobine (LI) à la tension de fonctionnement, dont l'émetteur est connecté par l'intermédiaire d'une résistance d'émetteur (Ri) à un potentiel de tension de fonctionnement et, par l'intermédiaire d'un premier condensateur de couplage (Cl),

à l'entrée de l'amplificateur, et dont la base est connec-

tée par l'intermédiaire d'un condensateur de mise à la

masse (C2) à l'autre potentiel de tension de fonctionne-

ment, et un circuit de polarisation (R2,R3) pour polariser

le transistor (Q1) monté en base commune.

3. Amplificateur selon l'une des revendications 2

ou 3, caractérisé en ce que le montage cascode de White comprend un premier transistor (Q2), dont le collecteur est connecté par l'intermédiaire d'une bobine (L2) à la tension de fonctionnement, dont l'émetteur est connecté par l'intermédiaire d'un second condensateur de couplage (C5) à la sortie de l'amplificateur et dont la base est connectée par l'intermédiaire d'un troisième condensateur de couplage (C3) à un collecteur du transistor (Q1) monté en base commune, 12'

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un second transistor (Q3), dont le collecteur est connecté à l'émetteur du premier transistor (Q2), et dont l'émetteur est connecté par l'intermédiaire d'une résistance (R5) au second potentiel de la tension de fonctionnement, et des circuits de polarisation (R4,R6) pour polariser les

premier et second transistors.

4. Amplificateur selon l'une des revendications 2 ou 3,

caractérisé en ce que le gain total et la fréquence centrale de l'amplificateur sont adaptés pour être accordés par modification de la valeur du troisième condensateur de couplage (C3).

5. Amplificateur selon l'une quelconque des

revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le gain de l'étage

monté en base commune est choisi de manière à être accordé par modification de la valeur du premier condensateur de couplage

(Cl) et/ou du condensateur de mise à la masse (C2).

6. Amplificateur selon l'une quelconque des

revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le niveau de bruit

de l'amplificateur est conçu de manière à être réglé essentiellement indépendamment de la fréquence centrale et du gain de l'amplificateur par ladite résistance d'émetteur, dont

la valeur est réglable.

7. Amplificateur selon l'une quelconque des

revendications 3 à 6, caractérisé en ce que le circuit de

polarisation du premier transistor (Q2) comprend une résistance de polarisation (R4), qui est branchée entre la base du premier transistor et la tension de fonctionnement et qui est branchée, en courant alternatif, parallèlement au premier composant inductif (Ll), et que la largeur de bande de l'étage monté en base commune est choisie de manière à être accordée par modification de la valeur de la résistance de polarisation (R4).

8. Amplificateur selon l'une quelconque des

revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les premier et

second composants inductifs sont des bobines.

9. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que l'amplificateur

est réalisé pour un circuit intégré et que les premier et5 second composants inductifs sont des bobines sur puce, pos- sédant un faible facteur Q.