FR2962612A1 - Oscillateur commande en tension multi-bande sans capacite commutee. - Google Patents

Abstract

Un oscillateur commandé comprend, en parallèle, une capacité réglable (C) par un premier signal (Vc), une inductance (L), et une impédance active (Z) formée par une paire de transistors croisés (Q1, Q2), agencés pour produire une composante résistive négative aux bornes de l'impédance active. L'oscillateur comprend en outre des moyens (Z1, Z2) pour introduire dans la paire croisée une dégénérescence réglable par un deuxième signal (Vbw), d'où il résulte que la paire croisée produit aux bornes de l'impédance active une composante capacitive réglable par le deuxième signal.

Description

OSCILLATEUR COMMANDE EN TENSION MULTI-BANDE SANS CAPACITE COMMUTEE Domaine technique de l'invention L'invention est relative à un oscillateur à fréquence réglable par bandes, capable de fonctionner à des fréquences de plusieurs dizaines de gigahertz. État de la technique La figure 1 représente schématiquement une application classique d'un oscillateur commandé en tension. Il s'agit d'une boucle à verrouillage de phase (PLL) pouvant servir à la démodulation de signaux ou à la synthèse de 10 fréquences. L'oscillateur VCO produit une fréquence Fo déterminée par une tension de commande Vc. La tension Vc est générée par un comparateur de phase-fréquence PFD associé à une pompe de charge et un filtre passe-bas LPASS. Le comparateur de phase-fréquence compare la fréquence Fo, préalablement divisée par N par un diviseur de fréquence DIV-N, à une 15 fréquence de référence Fref, tandis que la pompe de charge fournit un courant proportionnel à la différence de phase entre la consigne et la sortie divisée. Ce courant est intégré à travers un filtre, fournissant une valeur moyenne de tension de correction de la fréquence pour atteindre la consigne. La boucle agit, alors, sur l'oscillateur VCO de manière que la fréquence Fo tende vers N-Fref. 20 La figure 2 représente schématiquement un oscillateur commandé en tension classique, dit à paire de transistors entrecroisés. Un « réservoir d'énergie » comprend, en parallèle, une inductance L et une capacité variable ou « varactor C. Une impédance active Za est connectée aux bornes du réservoir d'énergie. Le signal de sortie de l'oscillateur est prélevé, en 25 différentiel, aux bornes du réservoir d'énergie LC. Dans cet exemple, l'inductance L comporte un point milieu relié à une ligne d'alimentation haute Vcc. La capacité du varactor C est réglable autour d'une valeur nominale par une tension de commande Vc. On a représenté, en parallèle sur le réservoir LC, une résistance parasite Rp. 30 Le rôle de l'impédance active Za est de produire aux bornes du réservoir d'énergie LC une composante résistive négative tendant à compenser l'effet de la résistance parasite R, de sorte à entretenir l'oscillation à la fréquence de résonance du réservoir LC. L'impédance active Za comprend une paire croisée de transistors MOS M1 et M2 dont les drains constituent les bornes respectives de l'impédance active. Les grilles des transistors M1 et M2 sont connectées aux drains des transistors M2 et M1, respectivement. Les sources des transistors M1 et M2 sont reliées à une ligne de potentiel de référence GND par une source de courant lb commune. Une difficulté rencontrée dans l'utilisation de ce type d'oscillateur est 10 l'adaptation de sa plage de réglage en fréquence aux applications souhaitées. Par exemple, dans une PLL, la plage de réglage correspond à la plage de capture de la PLL, que l'on souhaite la plus large possible. Par contre, on souhaite aussi que la pente de réglage de l'oscillateur (notée KVCO), exprimée en HzN, ne soit pas trop raide afin de réduire la sensibilité de la PLL, au bruit 15 notamment. La figure 3 est un graphe de la fréquence Fo en fonction de la tension de commande Vc d'un oscillateur commandé en tension, illustrant une solution classique employée pour tenter de satisfaire ces contraintes contradictoires. La largeur de bande souhaitée BW est représentée en grisé. La fréquence de 20 l'oscillateur doit pouvoir balayer toute cette bande, avec une marge de tolérance de part et d'autre pour compenser les dispersions des caractéristiques des composants (liées aux imprécisions des procédés de fabrication et à des effets thermiques). On a représenté en trait gras la caractéristique d'un oscillateur avec un varactor 25 « à large excursion », permettant à l'oscillateur de balayer toute la plage requise. Dans la plupart des applications, la pente de réglage de l'oscillateur s'avèrera trop raide, le rendant trop sensible au bruit. On a représenté en trait mixte une série de caractéristiques correspondant à un oscillateur avec un varactor d'excursion modérée. A ce varactor, on associe une 30 série de capacités commutées qui sont mises en parallèle sur le varactor par un circuit de commande au fur et à mesure que l'on diminue la fréquence de l'oscillateur. On crée ainsi plusieurs gammes ou bandes de réglage juxtaposées, chacune avec une pente modérée, favorisant l'immunité de l'oscillateur au bruit. Cette solution devient difficile à mettre en oeuvre lorsque l'on souhaite utiliser l'oscillateur à des fréquences de plusieurs dizaines de gigahertz, utilisées pour les communications par les ondes millimétriques (par exemple 60 GHz pour la norme HDMI sans fil ou 77 GHz pur le radar automobile). En effet, chaque capacité commutée ramène physiquement une capacité parasite diminuant la fréquence d'oscillation. En outre, les tailles des capacités commutées nécessaires sont si petites qu'il est difficile de maîtriser leurs valeurs avec suffisamment de précision, notamment pour assurer que les gammes de réglage se raccordent et couvrent l'ensemble du spectre souhaité. Résumé de l'invention Ainsi on a besoin d'un oscillateur commandé permettant un réglage fiable sur une large bande, à des fréquences de plusieurs dizaines de gigahertz.

On souhaite également que l'oscillateur soit de structure simple. On tend à satisfaire ces besoins en prévoyant un oscillateur commandé comprenant, en parallèle, une capacité réglable par un premier signal, une inductance, et une impédance active formée par une paire de transistors croisés, agencés pour produire une composante résistive négative aux bornes de l'impédance active. L'oscillateur comprend en outre des moyens pour introduire dans la paire croisée une dégénérescence réglable par un deuxième signal, d'où il résulte que la paire croisée produit aux bornes de l'impédance active une composante capacitive réglable par le deuxième signal. Selon un mode de réalisation, les moyens pour introduire une dégénérescence réglable comprennent une impédance réglable à prédominance résistive disposée entre chaque transistor de la paire croisée et une source de courant de polarisation commune aux transistors de la paire. Selon une variante, chaque transistor est polarisé par une source de courant respective, les moyens pour introduire une dégénérescence réglable comprenant une impédance réglable à prédominance résistive reliant les bornes de connexion entre les transistors et leurs sources de courant.

Selon un mode de réalisation, les impédances réglables sont formées de transistors MOS respectifs dont les grilles reçoivent le deuxième signal de réglage. Selon un mode de réalisation, en fonctionnement, les transistors MOS opèrent en mode résistif. Selon un mode de réalisation, la sortie de l'oscillateur est prélevée sur les connexions entre les impédances réglables et les transistors. Selon un mode de réalisation, en fonctionnement, le deuxième signal de réglage varie par paliers. 10 Description sommaire des dessins D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui va suivre de modes particuliers de réalisation donnés à titre d'exemples non limitatifs et illustrés à l'aide des dessins annexés, dans lesquels 15 la figure 1, précédemment décrite, représente une boucle à verrouillage de phase classique ; la figure 2, précédemment décrite, représente schématiquement un oscillateur commandé en tension classique du type à paire de transistors croisés ; 20 la figure 3, précédemment décrite, est un graphe représentant une bande de fréquences d'oscillation couverte en plusieurs gammes de réglage d'un oscillateur du type de la figure 2 ; la figure 4 représente un mode de réalisation générique d'un oscillateur commandé permettant d'obtenir un réglage précis sur plusieurs gammes 25 de réglage à des fréquences de plusieurs dizaines de gigahertz ; la figure 4b représente une variante électriquement équivalente au mode de réalisation de la figure 4 ; la figure 5 représente un exemple détaillé du mode de réalisation de la figure 4 ; la figure 6 représente un autre exemple détaillé du mode de réalisation de la figure 4 ; et la figure 7 est un graphe illustrant un exemple de caractéristiques de réglage que l'on peut obtenir avec l'oscillateur de la figure 5.

Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention A la figure 4, on retrouve un oscillateur du même type que celui de la figure 2, c'est-à-dire à paire de transistors croisés. On y retrouve des mêmes éléments désignés par des mêmes. Les transistors croisés Q1 et Q2 sont ici de type bipolaire NPN, que l'on préfèrera pour leurs bonnes caractéristiques, en gain notamment, aux fréquences élevées. Plutôt que de prévoir une série de capacités commutées à mettre en parallèle sur le varactor C pour créer des gammes de réglage, on prévoit ici de produire une composante capacitive réglable à l'aide de l'impédance active Za. Cela peut être réalisé en provoquant une dégénérescence contrôlée de la paire de transistors croisés Q1 et Q2. Par « dégénérescence », terme couramment utilisé dans la technique, on entend une diminution du gain d'un étage d'amplification, qui peut être un effet parasite ou, au contraire, un effet souhaité. Une dégénérescence équivaut à disposer une impédance, le plus souvent résistive, en série sur la source ou l'émetteur d'un transistor de gain de l'étage.

Ainsi, la dégénérescence souhaitée peut ici être obtenue en insérant des impédances respectives Z1 et Z2, de préférence résistives, au niveau des émetteurs des transistors Q1 et Q2. Il s'avère que cette dégénérescence est vue, entre les collecteurs des transistors, c'est-à-dire aux bornes du réservoir d'énergie LC, comme une impédance ayant des composantes capacitive et résistive. On parvient à tirer profit de la composante capacitive réglable pour l'ajouter à la capacité du varactor C. Afin de rendre réglable la composante capacitive, il suffit de régler la valeur des impédances Z1 et Z2 par une tension continue Vbw.

Avec cette configuration, en faisant varier le signal Vbw par paliers, on crée autant de gammes de réglage que de paliers. Dans chaque gamme, la fréquence de l'oscillateur est réglée continûment par le signal Vc. Il suffit de convenablement choisir le nombre de paliers et leurs valeurs pour créer plusieurs gammes qui se raccordent et couvrent la bande de fréquences souhaitée, pour reproduire le graphe de la figure 3. Chaque palier du signal Vbw étant déterminé par une grandeur électrique continûment variable, ces paliers peuvent être réglés de manière dynamique pour compenser les variations des conditions de fonctionnement de l'oscillateur au sein d'une PLL. La sortie de l'oscillateur peut être prélevée entre les émetteurs des transistors Q1 et Q2. Avec cette configuration, la sortie de l'oscillateur est à basse 10 impédance et simplifie l'adaptation d'impédance éventuellement nécessaire pour piloter les circuits exploitant le signal de sortie de l'oscillateur. La figure 4b représente un schéma électrique équivalent de l'impédance active à dégénérescence réglable de la figure 4. Les émetteurs des transistors Q1 et Q2 sont reliés à la ligne GND par des sources de courant de polarisation 15 respectives Ib1 et Ib2. Une impédance Z12, réglable par le signal Vbw, est connectée entre les émetteurs des transistors Q1 et Q2. La figure 5 représente un exemple de réalisation pratique dérivant directement du schéma de principe de la figure 4. Chacune des impédances réglables Z1 et Z2 est formée entre le drain et la source d'un transistor MOS respectif à canal 20 N. Ces transistors MOS seront notés Z1 et Z2, comme les impédances qu'ils forment. Les grilles des transistors MOS Z1 et Z2 sont commandées par une tension de réglage Vbw. Les sources des transistors Z1 et Z2 sont connectées à la ligne GND par une résistance de polarisation commune Rb. Afin que les transistors Z1 et Z2 se comportent en résistances linéairement 25 réglables par la tension Vbw, il est préférable qu'ils fonctionnent dans leur mode résistif, c'est-à-dire que leur point de fonctionnement se trouve dans la partie initiale de leurs caractéristiques courant de drain (Id) / tension drain-source (Vds), où le courant de drain varie sensiblement proportionnellement à la tension drain-source. Le coefficient de proportionnalité est ainsi déterminé par 30 la tension grille-source Vgs, elle-même dépendant directement de la tension Vbw. Cependant, le principe reste valide lorsqu'on exploite les transistors de dégénérescence dans leur zone de fonctionnement saturé, la résistance ne variant plus de manière linéaire. Un choix adéquat de valeur de la tension de commande Vbw permet alors de couvrir la bande de fréquence à exploiter de manière plus judicieuse. La figure 6 représente une variante de l'oscillateur de la figure 5, réalisable en technologie CMOS à des fréquences plus basses. Les transistors bipolaires croisés Q1 et Q2 de la figure 5 ont été remplacés par des transistors MOS respectifs M1 et M2 à canal N. Les sources des transistors Z1 et Z2 sont connectées à la ligne GND par une source de courant de polarisation commune lb. La figure 7 est un graphe représentant le comportement de l'oscillateur de la 10 figure 5, avec les paramètres suivants : - Vcc=2,5V; - Courant de polarisation : 14 mA ; ^ L=68 pH; - C=45fF; 15 - Rb = 150 Ohms ; - Transistors MOS Z1 et Z2 : chacun composé de cinq transistors élémentaires à cinq doigts, avec W = 10 pm et I = 130 nm. Le graphe représente en particulier l'évolution de la fréquence d'oscillation Fo en fonction de la tension de réglage Vc du varactor C, pour trois valeurs de la 20 tension de réglage Vbw (1 V, 2 V et 2,5 V). Les valeurs de 1 V et de 2,5 V pour Vbw correspondent aux valeurs extrêmes que l'on peut obtenir dans un oscillateur alimenté sous une tension d'alimentation unique de 2,5 V. La valeur Vbw = 2,5 V fournit la dégénérescence résistive la plus faible, correspondant à la composante capacitive ajoutée la plus élevée par 25 l'impédance active Za, donc à la gamme de fréquences la plus basse. En faisant varier la tension de réglage Vc de 2,1 à 0,5 V, on obtient une variation de la fréquence de 49,4 à 51,2 GHz. La valeur Vbw = 1 V fournit la dégénérescence résistive la plus élevée, correspondant à la composante capacitive ajoutée la plus basse par l'impédance active Za, donc à la gamme de fréquences la plus élevée. En faisant varier la tension de réglage Vc de 2,1 à 0,5 V, on obtient une variation de la fréquence de 59,4 à 61,2 GHz. Pour Vbw = 2 V on se trouve dans une situation médiane où la gamme de 5 fréquences est comprise entre 53,7 et 55,5 GHz. En faisant varier par paliers la tension Vbw entre 1 et 2,5 V, on parvient à balayer une bande d'environ 11 GHz, correspondant à 20 % de la fréquence centrale (55 GHz). Les paliers de la tension Vbw seront choisis pour que les gammes 10 correspondantes se chevauchent légèrement, ou du moins soient contiguës. Dans chaque gamme, on a une pente de réglage pour la tension Vc d'environ 900 MHzN, ce qui reste modéré et favorise l'immunité au bruit de l'oscillateur. Le taux (plage de réglage)/(fréquence centrale) obtenu dans cet exemple, à savoir 20 %, est meilleur que ceux obtenus dans les oscillateurs existants les 15 plus performants, à savoir 17 % pour un oscillateur décrit dans l'article [A 56GHz LC-Tank VCO with 17% Tuning Range in 65nm Bulk CMOS for Wireless HDMI Applications, Jose Luis Gonzales Jimenez, RFIC, IEEE, 2009].

Claims (7)

1. REVENDICATIONS1. Oscillateur commandé comprenant, en parallèle, une capacité réglable (C) par un premier signal (Vc), une inductance (L), et une impédance active (Z) formée par une paire de transistors croisés (Q1, Q2), agencés pour produire une composante résistive négative aux bornes de l'impédance active, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (Z1, Z2) pour introduire dans la paire croisée une dégénérescence réglable par un deuxième signal (Vbw), d'où il résulte que la paire croisée produit aux bornes de l'impédance active une composante capacitive réglable par le deuxième signal.
2. 2. Oscillateur selon la revendication 1, dans lequel les moyens pour introduire une dégénérescence réglable comprennent une impédance réglable (Z1, Z2) à prédominance résistive disposée entre chaque transistor (Q1, Q2) de la paire croisée et une source de courant de polarisation (lb) commune aux transistors de la paire. 15
3. 3. Oscillateur selon la revendication 1, dans lequel chaque transistor est polarisé par une source de courant respective (Ib1, Ib2), les moyens pour introduire une dégénérescence réglable comprenant une impédance réglable (Z12) à prédominance résistive reliant les bornes de connexion entre les transistors et leurs sources de courant. 20
4. 4. Oscillateur selon la revendication 2, dans lequel les impédances réglables sont formées de transistors MOS respectifs dont les grilles reçoivent le deuxième signal de réglage (Vbw).
5. 5. Oscillateur selon la revendication 4, dans lequel, en fonctionnement, les transistors MOS opèrent en mode résistif. 25
6. 6. Oscillateur selon la revendication 2, dans lequel la sortie de l'oscillateur est prélevée sur les connexions entre les impédances réglables et les transistors.
7. 7. Oscillateur selon la revendication 1, dans lequel, en fonctionnement, le deuxième signal de réglage varie par paliers.