FR2836305A1

FR2836305A1 - Melangeur differentiel classe ab

Info

Publication number: FR2836305A1
Application number: FR0201937A
Authority: FR
Inventors: Didier Belot; Pascal Persechini
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2002-02-15
Publication date: 2003-08-22
Anticipated expiration: 2022-02-15
Also published as: US20030155959A1; GB2386271A; FR2836305B1; GB2386271B; US6882194B2; GB0303489D0

Abstract

L'invention concerne un mélangeur différentiel comprenant au moins deux étages d'entrée/ sortie (30, 60), chaque étage comprenant deux branches identiques, chaque branche (61, 62) de l'un (60) des deux étages comprenant au moins deux transistors bipolaires (N11, N12; N21, N22) dont les bases définissent une première paire de bornes d'entrée/ sortie (63, 64) de l'étage et sont reliées à une même source de courant continu (70) individuellement par une résistance d'isolement respective (RB1, RB2); dont les collecteurs définissent une seconde paire de bornes d'entrée/ sortie (OUT1, OUT2) de l'étage qui constitue une paire de bornes d'entrée/ sortie d'un autre étage (30) du mélangeur; etdont les émetteurs sont reliés individuellement à une ligne de référence basse de tension (GND) par une impédance de dégénérescence respective (RE11, RE12; RE21, RE22).

Description

MÉLANGEUR DIFFÉRENTIEL CLASSE AB
La présente invention concerne de façon générale le domaine des mélangeurs. Plus particulièrement, la présente invention concerne les mélangeurs différentiels.

De tels mélangeurs sont utilisés dans de nombreuses applications, par exemple des chaînes d'émission/réception de téléphones portables. On considérera dans la présente description des chaînes destinées à pouvoir être utilisées de façon multimode, c'est-à-dire destinées à recevoir des signaux présentant des caractéristiques fréquentielles différentes. Ainsi, une chaîne au sens de la présente description sera destinée à recevoir au moins deux signaux différents choisis parmi des signaux de norme UMTS ou WCDMA d'une fréquence de l'ordre de 2,16 Hz, de norme GSM d'une fréquence de 900 MHz ou de norme DCS d'une fréquence de 1,8 GHz.

La figure 1 illustre de façon schématique la structure fonctionnelle d'une partie d'une chaîne de réception.

La chaîne comporte un bloc d'entrée 1 (RF LNA) destiné à recevoir un signal radiofréquence et comportant autant d'amplificateurs faible bruit 2 que de modes possibles du signal d'entrée, trois dans le cas considéré. Chaque amplificateur faible bruit 2 est associé à un commutateur de sélection 3. La

commande des commutateurs 3 est effectuée par un circuit de commande commun (non représenté). Le signal radiofréquence amplifié RF sortant du bloc 1 est mélangé par un mélangeur 4 (MIXER) à un signal d'oscillateur local LO pour fournir un signal de fréquence intermédiaire IF. La structure du mélangeur 4 sera détaillée par la suite. Ensuite, le signal de fréquence intermédiaire IF est filtré par un bloc 5 (IF FILTER) . Dans un système multimode, on prévoit plusieurs branches de filtrage parallèles correspondant chacune à au moins un des modes possibles. Dans le cas considéré, il est possible de n'utiliser que deux branches de filtrage, une première branche destinée à effectuer un filtrage à une fréquence de 2 MHz pour les signaux de norme UMTS ou WCDMA et une branche à 200 kHz pour les signaux de norme GSM ou DCS. Chaque branche de filtrage comporte un commutateur de sélection d'entrée 6 associé à un bloc de filtrage 7. La sélection de la branche active est effectuée par une commande appropriée des commutateurs de sélection d'entrée 6, effectuée par le même circuit de commande que les commutateurs de sélection 3 du bloc d'entrée 1. Enfin, la chaîne de réception comporte un bloc de conversion 8 (IF CONV) comportant autant de branches de codage, ici deux, que le bloc 6 comporte de branches de filtrage. Chaque branche du bloc de conversion 8 comprend un commutateur d'entrée 9 et un convertisseur analogique-numérique 10. Les convertisseurs 10 sont destinés à coder sur huit ou douze bits selon la norme utilisée, respectivement, GSM/DCS ou UMTS/WCDMA. La sélection de la branche active du bloc de conversion 8 est effectuée de la même façon que la sélection de la branche active du bloc de filtrage 6.

Le bloc mélangeur 4 (mixer) devrait idéalement être constitué d'un unique mélangeur multimode. En pratique, comme cela sera détaillé ultérieurement, on est toutefois contraint d'utiliser plusieurs blocs mélangeurs 4 différents correspondant chacun à au moins un mode à traiter. Ainsi, dans le cas considéré de signaux radiofréquence de normes GSM, DCS, UMTS ou WCDMA, on utilise au moins deux mélangeurs. Un premier mélangeur

est destiné à traiter les signaux de mode GSM ou DCS, et un deuxième mélangeur est destiné à traiter les signaux de norme UMTS ou WCDMA. En général, à cause de contraintes d'oscillateur local LO, on utilise deux mélangeurs distincts pour traiter les signaux de mode GSM et de mode DCS, ce qui impose le recours à trois mélangeurs distincts pour toute la chaîne. Pour réaliser chacun des mélangeurs, on utilise soit un mélangeur mono-entrée, associé à des circuits de réjection de mode commun relativement complexes, soit des mélangeurs différentiels, de façon à rejeter automatiquement au moins les modes communs d'ordre pair.

La figure 2A illustre, de façon schématique, la structure d'un mélangeur différentiel dit amplificateur de Gilbert. Un tel amplificateur comprend, entre deux rails d'alimentation de tension respectivement haute Vcc et basse ou de référence GND, deux étages d'entrée/sortie 20 et 30.

Un premier étage 20 (RF IN/OUT), ci-après étage de transconductance, est destiné à recevoir le signal radiofréquence amplifié par le bloc 1 de la figure 1. Plus particulièrement, le signal d'entrée RF est fourni à l'étage de transconductance 20 sous la forme de deux signaux RF1 et RF2 dont l'un correspond au signal RF direct et l'autre au signal RF décalé en phase de 180 . Chaque signal d'entrée RF1, RF2 est fourni à une branche respective 21,22 de l'étage de transconductance 20. Chaque branche 21,22 comporte un transistor bipolaire respectif 23,24 de type NPN. Les bases respectives des transistors 23 et 24 constituent une première paire de bornes d'entré/sortie de l'étage 20. Chaque borne d'entré/sortie reçoit, par un condensateur respectif Cin1, Cin2, un seul des signaux RF1 ou RF2. Les collecteurs des transistors 23 et 24 constituent une deuxième paire de bornes OUT1 et OUT2 d'entrée/sortie de l'étage de transconductance 20. L'émetteur de chaque transistor 23,24 est relié, par une résistance respective R1, R2, à une première borne d'une source 25 de courant continu IDC (courant de pied) dont la deuxième borne est reliée à l'alimentation de référence GND.

Le deuxième étage 30 (IF IN/OUT) comprend un étage de conversion courant/tension et de filtrage 31 et un étage de commutation 32. La deuxième paire de bornes d'entrée/sortie OUT1/OUT2 de l'étage 20 constitue également une paire de bornes d'entrée/sortie de l'étage de commutation 32. La borne OUT1 est reliée à un point commun d'émetteur d'une première paire de transistors bipolaires 33 et 34 de type NPN. La borne OUT2 est reliée au point d'émetteurs commun d'une deuxième paire de transistors bipolaires identiques 35 et 36 de type NPN. Les bases des transistors 33 et 35 sont interconnectées et reçoivent un signal oscillant LO1. Les bases des transistors 34 et 36 sont interconnectées et reçoivent un autre signal oscillant L02. Les signaux LO1 et L02 sont à la fréquence de l'oscillateur local LO (figure 1), mais déphasés de 180 l'un par rapport à l'autre.

Les collecteurs des transistors 33 et 36 sont interconnectés. Les collecteurs des transistors 34 et 35 sont interconnectés. Les deux points communs obtenus constituent une deuxième paire de bornes d'entrée/sortie IF1, IF2 du deuxième étage 30. La deuxième paire de bornes d'entrée/sortie IF1, IF2 est destinée à fournir le signal IF (figure 1) de fréquence intermédiaire sous la forme de deux signaux déphasés de 180 l'un par rapport à l'autre. Chacune des bornes IF1, IF2 est reliée à l'alimentation haute Vcc à travers une branche respective de l'étage de conversion courant/tension et de filtrage 31 constituée par la mise en parallèle d'une résistance respective R3, R4 et d'un condensateur respectif C3, C4. La résistance R3, R4 est destinée à convertir le courant de sortie de chaque branche en un signal de tension, dont le condensateur respectif C3, C4 filtre les fréquences supérieures à la fréquence du signal de sortie IF1, IF2.

Les figures 2B et 2C illustrent respectivement des caractéristiques de gain G et de courant I du niveau de tension d'entrée V dans le mélangeur de la figure 2A. Le gain du mélangeur est proportionnel au produit du gain Gm de l'étage de transconductance 20 et de la tension radiofréquence d'entrée

VRF. Le courant du signal de sortie IIF est égale à la somme d'une composante statique égale à la valeur IDC de la source de courant continu 25, et d'une composante dynamique. Le courant du signal de sortie IIF est limité par la composante statique IDC.

Sous de faibles tensions d'alimentation Vcc, le mélangeur résultant est alors non-linéaire et le signal de sortie IF subit, par rapport au signal d'entrée RF, une compression. Ceci a peu de conséquences sur le traitement d'un signal de norme GSM ou DCS dans lequel, à une puissance donnée, les informations utiles sont codées dans le signal par une modulation de phase, l'information sur l'amplitude du signal étant sans incidence.

Toutefois, pour des signaux de norme WDCMA, une enveloppe de puissance donnée comprendra plusieurs messages correspondant à différents niveaux de puissance. La non-linéarité d'un mélangeur de Gilbert provoque alors une perte d'informations.

Pour pallier ce problème, et permettre le fonctionnement multimode, on utilise pour traiter des messages de norme WDCMA ou UMTS, des mélangeurs de classe AB.

Les principes de fonctionnement d'un mélangeur de classe AB seront exposés ci-après en relation avec la figure 3A qui illustre la structure d'un amplificateur de classe AB et les figures 3B et 3C, homologues des figures 2B et 2C, qui illustrent les caractéristiques gain et courant de sortie en fonction de la tension d'entrée.

Comme l'illustre la figure 3A, une transconductance classe AB est constituée essentiellement d'un transistor bipolaire 40 dont la base constitue une borne d'entrée/sortie, généralement destinée à recevoir un signal radiofréquence IIN, dont le collecteur constitue une borne de sortie d'un courant IOUT et dont l'émetteur est dégénéré, c'est-à-dire est relié à l'alimentation de référence GND par une impédance 41. Le signal radiofréquence est généralement découplé par un condensateur 42.

En outre, la base est reliée à une source de polarisation 43 par une résistance 44.

Une telle transconductance présente une caractéristique de gain en fonction de la tension base-émetteur d'entrée exponentielle, illustrée en figure 3B. Ceci permet, comme l'illustre la figure 3C, d'obtenir un signal de courant de sortie IOUT qui varie exponentiellement en fonction du signal d'entrée, tant qu'une contre-réaction résistive base/émetteur ne provoque pas de compression du signal d'entrée, à cause d'une augmentation du courant statique. Plus particulièrement, la transconductance classe AB présente un courant moyen (statique) IOUT qui augmente avec l'amplitude du signal d'entrée. Si la contre-réaction base-émetteur est peu résistive, un tel courant moyen ne provoque pas de compression de la différence de tension Vbe entre la base et l'émetteur. La composante dynamique du courant du signal de sortie Iout n'est alors plus limitée par le signal de polarisation IDC fournit par la source 25, mais suit, voire dépasse, le courant moyen.

Toutefois, un tel circuit prélève, en présence d'un signal d'entrée élevé, un courant statique relativement important de l'alimentation. Ceci est particulièrement désavantageux dans des dispositifs portables tels que des téléphones ou des ordinateurs, car cela impose des recharges fréquentes des batteries du dispositif. En outre, un tel montage pose des problèmes de réjection des modes communs. La réalisation pratique du mélangeur complet, associant un premier étage de transconductance non différentiel de classe AB de la figure 3A à un deuxième étage différentiel de commutation, est décrite par exemple dans l'article "A Class AB Monolithic Mixer for 900 MHz Applications" de K. L. Fong, C. D. Hull et R. G. Meyer, publié dans IEEE, Journal of Solid State Circuit, volume 32, N 8, août 1997.

La présente invention vise par conséquent à proposer un mélangeur différentiel fonctionnant en classe AB à faible consommation.

La présente invention vise à proposer un tel mélangeur qui soit utilisable dans des applications multimode.

La présente invention vise à proposer un tel mélangeur qui ajuste automatiquement un comportement de type A ou de type AB.

La présente invention vise à proposer un tel mélangeur qui ajuste automatiquement son niveau de consommation au mode activé.

La présente invention vise à proposer un tel mélangeur qui présente un encombrement réduit.

La présente invention vise à proposer un tel mélangeur qui rejette automatiquement les modes communs.

Pour atteindre ces objets et d'autres, la présente invention prévoit un mélangeur différentiel comprenant au moins deux étages d'entrée/sortie, chaque étage comprenant deux branches identiques, chaque branche de l'un des deux étages comprenant au moins deux transistors bipolaires dont les bases définissent une première paire de bornes d'entrée/sortie de l'étage et sont reliées à une même source de courant continu individuellement par une résistance d'isolement respective ; dont les collecteurs définissent une seconde paire de bornes d'entrée/sortie de l'étage qui constitue une paire de bornes d'entrée/sortie d'un autre étage du mélangeur ; et dont les émetteurs sont reliés individuellement à une ligne de référence basse de tension par une impédance de dégénérescence respective.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, pour une branche donnée, les rapports de surface des transistors bipolaires, la valeur de la résistance d'isolement respective et les valeurs des impédances de dégénérescence respectives sont choisies de façon que les transconductances équivalentes associées à chaque transistor de la branche considérée sont différentes, et de façon qu'à chaque valeur de transconductance équivalente associée à un transistor de l'une des branches correspond une transconductance équivalente associée à un transistor de l'autre des branches de même valeur.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les rapports de la résistance d'isolement sur la valeur de l'impédance de dégénérescence des transistors d'une branche donnée sont différents.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les au moins deux transistors bipolaires de chaque branche sont de mêmes dimensions.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les au moins deux transistors bipolaires de chaque branche sont de dimensions différentes.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, l'impédance de dégénérescence intercalée entre l'émetteur de chacun des transistors et la ligne de référence de tension est une résistance respective.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les émetteurs des au moins deux transistors bipolaires de chacune des branches présentent des surfaces différentes et sont connectés directement à la ligne de référence de tension.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, la source de courant continu est constituée par la connexion, entre une ligne d'alimentation haute et la ligne de référence de tension basse, d'une source de courant continu, d'un premier transistor bipolaire d'un type donné, le point d'interconnexion de la source de courant et du premier transistor étant relié à la base d'un deuxième transistor bipolaire de même type que le premier transistor, dont une borne de collecteur-émetteur est reliée à la ligne d'alimentation haute et une borne d'émetteur/collecteur est reliée à la base du premier transistor et constitue la sortie de la source de courant.

La présente invention prévoit également une chaîne d'émission/réception d'un signal radiofréquence, comprenant un mélangeur selon l'un quelconque des modes de réalisation précédent, chaque branche du premier étage étant destinée à recevoir/émettre un signal radiofréquence déphasé de 180 par rapport au signal radiofréquence reçu/émis par l'autre branche,

et chaque branche du deuxième étage étant destinée à émettre/recevoir un signal de fréquence intermédiaire déphasé de 180 par rapport au signal de fréquence intermédiaire émis/reçu par l'autre branche.

Selon un mode de réalisation de la présente invention, les signaux de radiofréquence et de fréquence intermédiaire peuvent être de toute norme de fréquence choisie parmi les normes UMTS, WCDMA, GSM ou DCS.

Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 décrite précédemment illustre de façon schématique l'architecture d'une chaîne d'émission réception ; la figure 2A décrite précédemment représente un mélangeur différentiel de Gilbert classique ; les figures 2B et 2C décrites précédemment illustrent des caractéristiques d'un étage d'entrée/sortie du mélangeur de la figure 2A ; la figure 3A décrite précédemment représente le schéma de principe d'un étage connu de transconductance de classe AB d'un mélangeur ; les figures 3B et 3C décrites précédemment illustrent des caractéristiques de l'étage de transconductance de la figure 3A ;
La figure 4A illustre schématiquement la structure d'un étage d'entrée/sortie d'un transconducteur différentiel de classe AB symétrique selon la présente invention ; la figure 4B illustre une caractéristique de gain de transconductance en fonction d'une tension d'entrée de l'étage d'entrée/sortie de la figure 4A ; et la figure 4C illustre une caractéristique de courant de sortie en fonction de la tension d'entrée de l'étage d'entrée/sortie de la figure 4A.

Seuls les éléments nécessaires à la compréhension de la présente invention ont été représentés et seront décrits par la suite. De plus, de mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Par ailleurs, les caractéristiques des figures 2B, 2C, 3B, 3C, 4B et 4C ne sont pas tracées à l'échelle.

La figure 4A illustre schématiquement la structure d'un premier étage d'entrée/sortie 60 d'un transconducteur différentiel de classe AB symétrique selon la présente invention. Par souci de clarté, on considère ci-après que le mélangeur différentiel complet comporte un deuxième étage (non représenté) similaire à l'étage 30 de la figure 2A.

L'étage 60 est un étage différentiel comportant deux branches 61 et 62.

La branche 61 comprend au moins deux transistors bipolaires N11, N12 de même type, par exemple NPN. Les bases des transistors N11 et N12 sont interconnectées en un point commun 63. La base commune 63 constitue une borne d'entrée/sortie destinée, par exemple, à recevoir un signal d'entrée RF1, par exemple radiofréquence. De préférence, le signal d'entrée RF1 est découplé par un condensateur C63. La base commune 63 est en outre reliée à une source de courant continu 70 (SOURCE) par une résistance d'isolement RB1. Les collecteurs des transistors N11 et N12 sont interconnectés et constituent une borne de sortie/entrée OUT1. La borne OUT1 est homologue à la borne OUT1 de la figure 2A et est également destinée à servir de borne d'entrée/sortie du deuxième étage du mélangeur complet. Les émetteurs des transistors N11 et N12 sont reliés individuellement à une ligne de référence en tension ou masse GND par une impédance de dégénérescence respective présentant un caractère résistif et éventuellement inductif. Par souci de clarté, l'impédance de dégénérescence est supposée être une résistance RE11, RE12 intercalée entre la ligne de référence GND et l'émetteur du transistor N11, N12, respectivement.

De même, la branche 62 comporte deux transistors N21 et N22. Les transistors N21 et N22 sont du même type que les transistors N11 et N12 de la branche 61. Les bases des transistors N21 et N22 sont interconnectés et constituent une borne d'entrée/sortie 64, alors que leurs collecteurs interconnectés constituent une borne de sortie/entrée OUT2. La borne d'entrée/sortie 64 est reliée à la même source de courant continu 70 (SOURCE) que la borne d'entrée/sortie 63 de la branche 61 par une résistance d'isolement respective RB2. Les émetteurs des transistors N21 et N22 sont reliés individuellement à la ligne de référence GND par une impédance de dégénérescence respective inductive ou, par exemple, résistive RE21, RE22. Le choix des valeurs des diverses résistances d'isolement RB1, RB2 et des impédances résistives RE11, RE12, RE21 et RE22 sera décrit ultérieurement.

Les signaux d'entrée RF1 et RF2 des branches 61 et 62 sont décalés en phase de 180 l'un par rapport à l'autre. En outre, l'un des signaux RF1 ou RF2 correspond au signal d'entrée direct du mélangeur dans une chaîne de transmission par exemple similaire à celle de la figure 1.

La figure 4A illustre un mode de réalisation possible de la source de courant continu 70 (SOURCE). La source 70 comporte, intercalés entre une ligne d'alimentation en tension haute Vcc et la ligne de référence GND, une source de courant ID et un transistor bipolaire N71 de type NPN. Le transistor N71 est relié à la source ID par son collecteur 72 et à la ligne de référence GND par son émetteur 73. Une résistance RE71 est intercalée entre l'émetteur 73 et la référence GND. La base du transistor N71 est reliée à une première borne 74 d'une résistance d'isolement RB71. Une deuxième borne 75 de la résistance d'isolement RB71 est reliée à chacune des bases 63, 64 par sa résistance d'isolement respective RB1, RB2. La source 70 comporte en outre un transistor N76 de type NPN dont la base est reliée au collecteur 72, donc également à la source ID, dont l'émetteur est relié à la deuxième borne 75 de la résistance

d'isolement RB71, et dont le collecteur est relié à l'alimentation haute Vcc. Une telle source délivre un courant continu dont le niveau peut varier, depuis sensiblement le niveau du courant fourni par la source ID, en prélevant directement sur l'alimentation en tension Vcc-GND du circuit. Une telle variation s'ajuste automatiquement aux besoins du dispositif connecté à la borne de sortie 75 de la source 70, c'est-à-dire des branches 61 et 62.

Pour chaque branche différentielle 61 et 62, les dimensions des transistors N11, N12, N21 et N22 ainsi que les valeurs des différentes résistances d'isolement RB1, RB2 et des impédances de dégénérescence RE11, RE12, RE21 et RE22 sont choisies en fonction des contraintes suivantes.

Tout d'abord, les deux branches 61 et 62 de l'étage différentiel 60 doivent présenter des caractéristiques globales identiques.

Ensuite, pour chaque branche, la résistance d'isolement RB1, RB2 doit présenter une valeur suffisamment élevée pour garantir l'isolement de la source de courant continu par rapport aux variations du signal d'entrée RF1, RF2. En effet, si la résistance d'isolement RB1, RB2 est trop faible, les bruits éventuels de la source 70 atteindront la base commune 63,64. Chaque résistance d'isolement RB1, RB2 doit toutefois être suffisamment faible pour permettre le passage du courant continu nécessaire à la polarisation des transistors N11 et N12, N21 et N22. Par exemple, pour les niveaux de puissance des divers signaux d'entrée possibles des normes GSM, DCS, UMTS ou WCDMA, la résistance d'isolement RB1, RB2 est comprise entre 0,4 et 1, 5 k#.

En outre, chaque branche différentielle 61 et 62 doit comporter deux transconductances distinctes et à chaque transconductance de la branche 61 doit correspondre une transconductance de même valeur dans la branche 62. Etant donné une application, c'est-à-dire des valeurs du courant de polarisation et de la résistance d'isolement RB1, RB2, les

transconductances dépendent des dimensions des transistors N11, N12, N21 et N22 et des valeurs des impédances de dégénérescence RE11, RE12, RE21 et RE22.

Selon un mode de réalisation, les rapports de surface des transistors N11 et N12 ou N21 et N22 d'une branche donnée 61 ou 62 sont identiques, et des transconductances différentes sont obtenues en faisant varier les rapports RB1/RE11, RB1/RE12, RB2/RE21 ou RB2/RE22 de la valeur de la résistance d'isolement RB1 ou RB2 sur la valeur de la résistance de dégénérescence RE11, RE12, RE21 ou RE22.

Selon un autre mode de réalisation, les rapports de surface des transistors N11 et N12 ou N21 et N22 d'une branche donnée 61 ou 62 sont différents. Les valeurs des impédances de dégénérescence peuvent alors être égales ou choisies différentes et de façon à obtenir des transconductances différentes.

Selon un mode de réalisation, d'une branche à l'autre, les rapports de surface des transistors N11, N12 et N21, N22 ainsi que les valeurs des impédances de dégénérescence sont différents, mais choisis de façon qu'à chaque transconductance de la branche 61 correspond une transconductance de même valeur dans la branche 62.

De préférence, la branche 62 est strictement identique à la branche 61, c'est-à-dire qu'à chaque transistor N11, N12 associé à une impédance RE11, RE12 de la branche 61, correspond, dans la branche 62, un transistor de mêmes dimensions associé à une impédance RE21, RE22 de même valeur que l'impédance RE11, RE12 associée au transistor homologue de la branche 61. Alors, les résistances d'isolement RB1 et RB2 présentent également, de préférence, des valeurs égales.

D'autres contraintes de choix des valeurs des transconductances différentes dans une même branche seront indiquées ci-après.

Dans une application donnée, la détermination des valeurs de transconductance équivalente d'une branche 61,62 à utiliser, qui dépend du rapport des surfaces des transistors N11

et N12 ou N21 et N22, de la valeur des résistances d'émetteur RE11, RE12, RE21 et RE22 et du courant de polarisation IDC, est effectuée pour permettre la réjection des modes communs d'ordre impair. Une expression analytique de cette transconductance peut être déterminée, par exemple, par des développements dits de Volterra.

Le comportement d'un étage d'entrée/sortie d'un mélangeur différentiel selon la présente invention sera décrit ciaprès en relation avec les figures 4B et 4C. La figure 4B, qui est à comparer avec les figures 2B et 3B, illustre le gain g de l'étage en fonction de la tension d'entrée/sortie V. La figure 4C, qui est à comparer avec les figures 2B et 3B, illustre les variations des courants dynamique IOUT et statique IOUT de sortie du mélangeur complet en fonction de la même tension d'entrée.

Par souci de clarté, on considère que l'étage selon la présente invention est réalisé de la façon décrite en relation avec la figure 4A. Dans ce cas, la tension d'entrée V considérée est la tension base-émetteur appliquée aux bornes des paires de transistor N11, N12 et N21, N22, de chaque branche 61 et 62.

Pour les petits signaux le gain d'une branche 61 demeure constant à une valeur g0. Toutefois, chaque transconductance de la branche considérée 61 associée aux transistors N11, N12 présente un gain propre gl, g2 caractéristique d'un étage de classe AB. Au-delà d'un certain seuil VO, chaque gain gl, g2 varie. Par exemple, le gain g1 de la transconductance associée au transistor N11 tend à croître à partir du seuil VO, alors que le gain g2 de la transconductance associée au transistor N12 tend à décroître.

Pour des petits signaux d'entrée, le mélangeur présente alors un comportement de type classe A. Le signal de sortie dynamique leur varie en fonction du signal d'entrée alors que le courant statique ou moyen IOUT prélevé sur l'alimentation demeure sensiblement constant, à la valeur minimale IDC fournie par la source 70. Au-delà d'une certaine puissance

d'entrée, le mélangeur adopte automatiquement un comportement de classe AB. Le courant de sortie dynamique IOUT ainsi que le courant statique IOUT prélevé sur l'alimentation varient en fonction du signal d'entrée.

L'ajustement du niveau du courant de polarisation IDC qui détermine la valeur minimale du courant moyen IOUT est limité aux besoins du circuit et est effectué par la source 70.

Ceci est particulièrement avantageux par rapport aux mélangeurs connus qui requéraient des niveaux de consommation élevés.

En outre, par rapport aux mélangeurs connus, le mélangeur selon la présente invention présente avantageusement une plage de puissance d'entrée supérieure. En effet, les montages connus ne pouvaient pas traiter des signaux d'entrée pour lesquels la tension d'entrée V dépassait le seuil Vo.

L'étage d'entrée/sortie selon la présente invention présente en outre l'avantage d'éviter le recours à des dispositifs de réjection de mode commun d'ordre tant pair qu'impair comprenant des éléments, tels que des enroulements inductifs, qui doivent être intégrés sur une puce différente. Son intégration est donc facilitée par rapport aux dispositifs existants.

La présente invention fournit donc avantageusement un mélangeur différentiel susceptible de commuter automatiquement d'un fonctionnement en classe A à un fonctionnement en classe AB et inversement en fonction du signal d'entrée.

Un tel étage est donc avantageusement utilisable comme étage d'entrée quelle que soit la norme du signal d'entrée. On peut alors utiliser un unique étage d'entrée dans des applications multimode. Il n'est plus nécessaire de fabriquer des étages dédiés spécifiques à un mode de fonctionnement, c'est-àdire de prévoir autant de filières de fabrication spécifiques que de modes.

En outre, dans un mélangeur complet comportant un deuxième étage d'entrée/sortie similaire à l'étage 30 de la figure 2A, d'un mode à un autre, le seul élément à modifier est

l'oscillateur local qui est réalisé en-dehors du circuit mélangeur. L'homme de l'art saura prévoir autant de circuits oscillants que nécessaire et la sélection du circuit approprié.

Par exemple, pour une chaîne de transmission similaire à celle de la figure 1, une telle sélection peut être effectuée par le même circuit de commande que la sélection des branches actives de filtrage ou de conversion.

La présente invention fournit donc un mélangeur multimode qui s'adapte automatiquement au mode utilisé.

En outre, la consommation est avantageusement automatiquement ajustée et limitée à ses besoins en fonction du mode de fonctionnement.

De plus, le mélangeur selon l'invention présente, selon des tests effectués par la demanderesse, une meilleure linéarité que les mélangeurs existant sur une plage de puissances d'entrée plus importante.

Par ailleurs, une telle amélioration des performances - réduction de la puissance consommée et meilleure linéarité est obtenue avec un circuit plus facilement intégrable.

Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, la présente invention a été décrite dans le cas de branches différentielles comportant deux transistors, c'est-à-dire deux transconductances distinctes.

Toutefois, il est possible d'accroître le nombre de transistors de chaque branche, pour autant que les deux branches demeurent symétriques. En outre, on a supposé dans la description précédente que l'impédance de dégénérescence de l'émetteur de chaque transistor des branches de transconductance est résistive. Toutefois, elle peut également présenter un caractère inductif ou être exclusivement inductive.

Claims

REVENDICATIONS

1. Mélangeur différentiel comprenant au moins deux étages d'entrée/sortie (30, 60), chaque étage comprenant deux branches identiques, caractérisé en ce que chaque branche (61, 62) de l'un (60) des deux étages comprend au moins deux transistors bipolaires (N11, N12 ; N21, N22) dont les bases définissent une première paire de bornes d'entrée/sortie (63, 64) de l'étage et sont reliées à une même source de courant continu (70) individuellement par une résistance d'isolement respective (RB1, RB2) ; dont les collecteurs définissent une seconde paire de bornes d'entrée/sortie (OUT1, OUT2) de l'étage qui constitue une paire de bornes d'entrée/sortie d'un autre étage (30) du mélangeur ; et dont les émetteurs sont reliés individuellement à une ligne de référence basse de tension (GND) par une impédance de dégénérescence respective (RE11, RE12 ; RE21, RE22).

2. Mélangeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour une branche donnée (61 ; 62), les rapports de surface des transistors bipolaires (N11, N12 ; N21, N22), la valeur de la résistance d'isolement respective (RB1 ; RB2) et les valeurs des impédance de dégénérescence respective (RE11, RE12 ; RE21, RE22) sont choisies de façon que les transconductances équivalentes associées à chaque transistor de la branche considérée sont différentes, et en ce qu'à chaque valeur de transconductance équivalente associée à un transistor de l'une (61,62) desdites branches correspond une transconductance équivalente associée à un transistor de l'autre (62,61) desdites branches de même valeur.

3. Mélangeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que les rapports (RB1/RE11, RB1/RE12 ; RB2/RE21 ; RB2/RE22) de la résistance d'isolement (RB1, RB2) sur la valeur de l'impédance de dégénérescence (RE11, RE12 ; RE21, RE22) des

transistors (N11, N12 ; N21, N22) d'une branche (61,62) donnée sont différents.

4. Mélangeur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les au moins deux transistors bipolaires (N11, N12, N21, N22) de chaque branche (61,62) sont de mêmes dimensions.

5. Mélangeur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les au moins deux transistors bipolaires (N11, N12, N21, N22) de chaque branche (61,62) sont de dimensions différentes.

6. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que l'impédance de dégénérescence intercalée entre l'émetteur de chacun desdits transistors (N11, N12, N21, N22) et la ligne de référence de tension (GND) est une résistance respective (RE11, RE12 ; RE21, RE22).

7. Mélangeur selon la revendication 1 à 4, caractérisé en ce que les émetteurs des au moins deux transistors bipolaires (N11, N12 ; N21, N22) de chacune des branches (61,62) présentent des surfaces différentes et sont connectés directement à la ligne de référence de tension (GND).

8. Mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la source de courant continu (70) est constituée par la connexion, entre une ligne d'alimentation haute (Vcc) et la ligne de référence de tension basse (GND), d'une source de courant continu (ID), d'un premier transistor bipolaire d'un type donné (N71), le point d'interconnexion de la source de courant et du premier transistor étant relié (75) à la base d'un deuxième transistor bipolaire (N72) de même type que le premier transistor, dont une borne de collecteur-émetteur est reliée à la ligne d'alimentation haute (Vcc) et une borne d'émetteur/collecteur est reliée à la base du premier transistor et constitue la sortie de la source de courant.

9. Chaîne d'émission/réception d'un signal radiofréquence, caractérisé en ce qu'elle comprend un mélangeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, et en ce que chaque branche (61,62) du premier étage (60) est destinée à

recevoir/émettre un signal radiofréquence (RF1, RF2) déphasé de 180 par rapport au signal radiofréquence (RF2, RF1) reçu/émis par l'autre branche (62,61), et en ce que chaque branche du deuxième étage (30) est destinée à émettre/recevoir un signal de fréquence intermédiaire (IF1, IF2) déphasé de 1800 par rapport au signal de fréquence intermédiaire (IF2, IF1) émis/reçu par l'autre branche.

10. Chaîne selon la revendication 9, caractérisée en ce que les signaux de radiofréquence (RF1, RF2) et de fréquence intermédiaire (IF1, IF2) d'entrée peuvent être de toute norme de fréquence choisie parmi les normes UMTS, WCDMA, GSM ou DCS.