WO2002052716A1 - Dispositif de transposition de frequence - Google Patents

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Michel Mouret
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Stmicroelectronics Sa
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements

Definitions

  • the invention relates to frequency transposition and is advantageously but not limited to in the radiofrequency field, for example in mobile telephony, in which the radiofrequency circuits generally use frequency transposition devices, or frequency mixers, both at the emission only at the reception.
  • the frequency mixers which in this case are frequency boosting circuits, are intended to transpose the information into baseband around the transmission carrier.
  • the frequency mixers are frequency lowering arrangements.
  • FIG. 1 schematically illustrates the structure usually used for frequency transposition devices of the prior art, for example a frequency step-down mounting structure.
  • the structure usually used for these mixers is a differential GILBERT type structure as schematically illustrated in this figure 1.
  • such a structure comprises a differential BTC transducer block for converting the differential input signal (voltage) RF + , RF " , present on the terminals BEI and BE2, into a differential current.
  • This BTC block comprises in the present case a differential stage consisting of a differential pair of transistors Ql and Q2, the respective bases of which are connected to the input terminals BEI and BE2 The collectors of the two transistors Ql and Q2 form the output terminals of this transducer block BTC.
  • the block BTC could comprise several stages, and, in this case, the transistors Q1 and Q2 would form the output stage.
  • the transistors Q1 and Q2 are biased by a current source IPOL.
  • This COM block conventionally comprises two pairs of transistors Q3, Q5, and Q4, Q6.
  • Each impedance ZL1, ZL2 (for example resistors) connected between the output terminals BS1, BS2 and the supply Vcc, represents the output load of the mixer.
  • the transducer block BTC converts the power or the voltage applied to the inputs BEI, BE2 into a differential current which is a supposedly linear image of the input signal.
  • This linear signal is then cut by a nonlinear square function (+1, -1, +1, -1 ...) performed by the double COM switch, at the frequency of the local oscillator signal, this double switch acting dynamic current switch.
  • the output signal is collected as a differential across terminals BS1, BS2 of the output loads.
  • a disadvantage of such a mixer lies in the fact that it has a low admissibility.
  • Those skilled in the art know that the "admissibility" of a circuit represents the largest possible amplitude of an input signal which does not cause non-functionality or limitation of circuit performance.
  • the dynamics of the input and output signals is limited to high amplitudes due to the stacking of the components (in particular the transistor constituting the voltage source IPOL, the transistor Ql and the transistor Q3, for example), all the more so when the supply voltage is low.
  • a signal for example a sinusoidal signal, having an amplitude which is too large, and especially since the supply voltage is low.
  • the invention aims to provide a solution to this problem.
  • the object of the invention is in particular to propose a device for frequency transposition which has a high admissibility, even under low supply voltage.
  • Another object of the invention is to propose a frequency transposition device which has a high linearity, a high conversion gain, a low noise factor, and a reduced intermodulation distortion.
  • the invention therefore provides a frequency transposition device, of the type comprising a differential transducer block for converting an input signal into a differential current and comprising a differential stage with two transistors, and a current switching circuit controlled by a local oscillator signal and connected between the differential stage of the transducer circuit and the device output.
  • the transducer block comprises a differential current mirror connected between the emitters of the transistors of the differential stage and the current switching circuit, a first pair of transistors of the current mirror forming with the two transistors of the differential stage two amplifiers, the collector of each transistor of the differential stage being biased by a constant current source connected between the collector and a supply terminal of the device.
  • the invention applies to bipolar transistors or to field effect transistors, for example MOS transistors.
  • the emitters, collectors and bases of the bipolar transistors are replaced respectively by the sources, drains and gates of the field effect transistors.
  • the base of each transistor of said first pair of the current mirror is connected to the collector of the corresponding transistor of the differential stage by a source of offset voltage whose value is chosen so as to fix the collector voltage of the corresponding transistor of the differential stage, to a value slightly lower than that of the supply voltage.
  • This offset voltage source although not essential, further increases input admissibility.
  • the transducer block may advantageously include an impedance connected between the emitters of the transistors of the stage differential, this impedance being of the same nature as that of the device output load impedances.
  • This impedance further improves the input admissibility and also makes it possible to obtain good linearity during the voltage-current conversion.
  • Impedances of the same kind mean, within the meaning of the present invention, that one will choose for all the impedances for example either resistances or inductances.
  • the use of inductive impedances makes it possible to obtain a greater dynamic range of the output signal centered around the supply voltage.
  • the current mirror comprises a second pair of transistors respectively connected between the first pair of transistors of the mirror and the current switching circuit.
  • Each transistor of the second pair preferably has an emitter area equal to N times the emitter area of a transistor of the first pair. This makes it possible to deliver a current N times greater to the switching circuit.
  • N defines the current consumption. As an indication, we can choose N equal to a few units.
  • the invention finds applications in numerous fields, it advantageously applies to the field of mobile telephony.
  • the invention also provides a cellular mobile telephone, comprising a frequency transposition device as defined above.
  • FIG. 2 schematically illustrates an embodiment of a frequency transposition device according to the invention.
  • the current switching block COM is identical to that illustrated in FIG. 1.
  • the transducer block BTC of the frequency transposition device DTF we will therefore now describe in more detail only the transducer block BTC of the frequency transposition device DTF.
  • This frequency transposition device can be incorporated into a TMCL cellular mobile telephone (in FIG. 2, the others conventional elements of a mobile phone have not been shown for simplicity).
  • the BTC transducer block includes a differential current mirror connected between the emitters of the transistors Q1, Q2 of the differential stage and the current switching circuit COM.
  • This current mirror comprises two pairs of transistors, namely a first pair formed by transistors Q30 and Q40 and a second pair formed by transistors Q50 and Q60.
  • the first pair of transistors Q30 and Q40 of the current mirror form with the two transistors Ql and Q2 of the differential stage two amplifiers.
  • the collector of transistor Q30 is connected to the emitter of transistor Ql and the base of transistor Q30 is looped back to the collector of transistor Ql.
  • the emitter of transistor Q30 is connected to ground.
  • SU and SI2 designate two equal current sources which polarize the differential stage Ql, Q2.
  • the base of the transistor Q30 (respectively Q40) is looped back to the collector of the transistor Q1 (respectively Q2) via a voltage source NTH.
  • This voltage VTH is an offset voltage making it possible to increase the admissibility of the input signal.
  • the two emitters of the transistors Ql and Q2 are connected by an impedance Ze which is of the same nature as that of the load impedances
  • All these impedances can thus be resistors or else inductive impedances, which in the latter case makes it possible to obtain a greater dynamic range of the signal which is then centered around the supply voltage Vcc.
  • the presence of the current mirror makes it possible to decorrelate the level of the RF input signal from the level of the local oscillator signal.
  • the output signal is limited only by the waste voltages of the transistors such as Q3 and Q50 and by the supply voltage Vcc, from which this results in maximum output dynamics.
  • the waste voltages of the transistors of the input stage do not intervene in the limitation of the admissibility of the output signal.
  • the input signal is limited only by the waste voltages of the transistors such as Ql and Q30 and by those of the current source SU (SI2).
  • the waste voltages of transistors such as Q3 and Q50 are not part of this limitation. The admissibility of the input signal is thus increased.
  • the differential output current between the trarisistors Q50 and Q60 is equal to 2 N ⁇ V / Ze, where N denotes the ratio between the emitter area of the transistor Q50 (respectively Q60) and that of the transistor Q30 (respectively Q40), and where ⁇ V designates the input differential voltage
  • the voltage VTH is zero, that is to say that the transistors Q30 and Ql (respectively Q40 and Q2) are looped directly.
  • the base-emitter voltages V BE of the different transistors are equal to 0.75 volts and that the minimum collector-emitter voltages V CE min of the different transistors are equal to 0.25 volts. It is also assumed that the minimum voltage difference necessary for the operation of the voltage source SU (or SI2) is equal to 0.25 volts, and that the minimum supply voltage Vcc is equal to 1 volts.
  • the minimum admissible level for the RF signal is equal to 1 volt and the maximum admissible signal is equal to 1.25 volt.
  • the minimum emitter voltage of the transistor Q1 is equal to 0.25 volts and the maximum emitter voltage is equal to 0.50. volt.
  • the minimum collector voltage of transistors Q3 and Q4 is equal to 0.5 volts and the maximum voltage is equal to Vcc if ZLl and ZL2 are resistors. In the case where ZL1 and ZL2 are inductances, the output signal is twice as large as a first approximation.
  • differential voltage of the RF input signal is equal to 0.5 volt peak-peak
  • a differential voltage at output at terminals BS 1 and BS2 equal to 1 volt peak- peak if the impedances ZE, ZLl and ZL2 are resistances and equal to 2 volts peak-peak if these impedances are inductances.
  • the value thereof will be chosen so as to fix the collector voltage of the transistor Ql (Q2) at a value slightly lower than that of the voltage d 'food.
  • a minimum supply voltage Vcc of 1.75 volts is chosen, and if the same values are kept for the base-emitter and collector-emitter voltages of the transistors as well as for the terminal voltage from the current source SU (SI2), a voltage VTH equal to 0.75 volts can be chosen.
  • the minimum admissible value for the input signal remains unchanged at 1 volt but the maximum admissible value is raised to 2 volts.
  • a differential output voltage equal to 2.5 volts peak-peak is then obtained for resistive impedances and equal to 5 volts peak-peak for inductive impedances.
  • the assembly conversion gain is defined by the ratio of the impedances ZLl (or ZL2) / Ze and the area ratio N.

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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

Le dispositif de transposition de fréquence est du type comportant un bloc transducteur différentiel BTC pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors Q1, Q2, et un circuit de commutation de courant COM commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transconducteur et la sortie du dispositif. La bloc transconducteur BTC comporte un miroir de courant différentiel Q30, Q50, Q40, Q60 connecté entre les éemetteurs des transistors Q1, Q2 de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant COM, une première paire de transistors Q30, Q40 du miroir de courant formant avec les deux transistors Q1, Q2 de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant SI1, SI2 connectée entre le collecteur et une borne d'alimentation du dispositif.

Description

Dispositif de transposition de fréquence
L'invention concerne la transposition de fréquence et s'applique avantageusement mais non limitativement dans le domaine de la radiofréquence, par exemple en téléphonie mobile, dans lequel les circuits radiofréquence utilisent généralement des dispositifs de transposition de fréquence, ou mélangeurs de fréquence, tant à l'émission qu'à la réception.
A l'émission, les mélangeurs de fréquence, qui sont en l'espèce des circuits élévateurs de fréquence, ont pour but de transposer l'information en bande de base autour de la porteuse d'émission. En réception, les mélangeurs, de fréquence sont des montages abaisseurs de fréquence.
La figure 1 illustre schématiquement la structure habituellement utilisée pour les dispositifs de transposition de fréquence de l'art antérieur, par exemple une structure de montage abaisseur de fréquence.
La structure habituellement utilisée pour ces mélangeurs est une structure de type GILBERT différentielle telle qu'illustrée schématiquement sur cette figure 1.
Plus précisément, une telle structure comporte un bloc transducteur différentiel BTC pour convertir le signal d'entrée différentiel (tension) RF+, RF", présent sur les bornes BEI et BE2, en un courant différentiel. Ce bloc BTC comporte dans le cas présent un étage différentiel constitué d'une paire différentielle de transistors Ql et Q2, dont les bases respectives sont reliées aux bornes d'entrée BEI et BE2. Les collecteurs des deux transistors Ql et Q2 forment les bornes de sortie de ce bloc transducteur BTC. Bien entendu, le bloc BTC pourrait comporter plusieurs étages, et, dans ce cas, les transistors Ql et Q2 en formeraient l'étage de sortie.
Les transistors Ql et Q2 sont polarisés par une source de courant IPOL.
A la sortie du bloc transducteur BTC, c'est-à-dire aux collecteurs des transistors Ql et Q2, est connecté un bloc de commutation de courant COM aiguillant le courant alternativement vers l'une ou l'autre des deux bornes de sortie BS1, BS2, à la fréquence d'un signal d'oscillateur local LO+, LO", reçu au niveau des bornes BC1, BC2 et BC3. Ce bloc COM comporte classiquement deux paires de transistors Q3, Q5, et Q4, Q6.
Chaque impédance ZL1, ZL2 (par exemple des résistances) connectée entre les bornes de sortie BS1, BS2 et l'alimentation Vcc, représente la charge de sortie du mélangeur.
Le bloc transducteur BTC convertit la puissance ou la tension appliquée aux entrées BEI, BE2 en un courant différentiel qui est une image supposée linéaire du signal d'entrée. Ce signal linéaire est ensuite découpé par une fonction carrée non linéaire (+1, -1, +1, -1 ...) réalisée par le double commutateur COM, à la fréquence du signal d'oscillateur local, ce double commutateur faisant office d'aiguilleur dynamique de courant. Le signal de sortie est recueilli en différentiel aux bornes BS1, BS2 des charges de sortie.
Un inconvénient d'un tel mélangeur réside dans le fait qu'il présente une faible admissibilité. L'homme du métier sait que "l'admissibilité" d'un circuit représente la plus grande amplitude possible d'un signal d'entrée qui ne cause pas de non fonctionnalité ou de limitation de performances du circuit. Et, dans le montage de l'art antérieur, la dynamique des signaux d'entrée et de sortie est limitée aux fortes amplitudes du fait de l'empilement des composants (notamment le transistor constituant la source de tension IPOL, le transistor Ql et le transistor Q3, par exemple), et ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. En d'autres termes, en raison notamment des tensions de déchet des différents transistors, il n'est pas possible d'appliquer en entrée du circuit mélangeur un signal, par exemple un signal sinusoïdal, ayant une amplitude , trop importante, et, ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse.
Or, ceci s'avère gênant dans certaines applications, comme par exemple dans les circuits de téléphone cellulaire pour lesquels la consommation doit être la plus réduite possible.
L'invention vise à apporter une solution à ce problème. L'invention a notamment pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une admissibilité élevée, même sous faible tension d'alimentation.
L'invention a encore pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une linéarité élevée, un gain de conversion élevé, un faible facteur de bruit, et une distorsion d'intermodulation réduite.
L'invention propose donc un dispositif de ' transposition de fréquence, du type comportant un bloc transducteur différentiel pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors, et un circuit de commutation de courant commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transducteur et la sortie du dispositif.
Selon une caractéristique générale de l'invention, le bloc transducteur comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant, une première paire de transistors du miroir de courant formant avec les deux transistors de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant connectée entre le collecteur et une borne d'alimentation du dispositif.
D'une façon très générale, l'invention s'applique à des transistors bipolaires ou à des transistors à effet de champ, par exemple des transistors MOS. Dans ce cas, les émetteurs, collecteurs et bases des transistors bipolaires sont remplacés respectivement par les sources, drains et grilles des transistors à effet de champ.
Selon un mode de réalisation de l'invention, la base de chaque transistor de ladite première paire du miroir de courant est reliée au collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel par une source de tension de décalage dont la valeur est choisie de façon à fixer la tension de collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel, à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. Cette source de tension de décalage, quoique non indispensable, permet d'accroître encore l'admissibilité d'entrée.
Le bloc transducteur peut comporter avantageusement une impédance connectée entre les émetteurs des transistors de l'étage différentiel, cette impédance étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie du dispositif. La présence d'une telle impédance améliore encore l'admissibilité d'entrée et permet également d'obtenir une bonne linéarité lors de la conversion tension-courant. Des impédances de même nature signifient, au sens de la présente invention, que l'on choisira pour toutes les impédances par exemple soit des résistances, soit des inductances. A cet égard, l'utilisation d'impédances inductives permet d'obtenir une dynamique plus importante du signal de sortie centré autour de la tension d'alimentation. Le miroir de courant comporte une deuxième paire de transistors respectivement connectés entre la première paire de transistors du miroir et le circuit de commutation de courant. Chaque transistor de la deuxième paire a de préférence une surface d'émetteur égale à N fois la surface d'émetteur d'un transistor de la première paire. Ceci permet de délivrer un courant N fois plus important au circuit de commutation. Par ailleurs, N définit la consommation de courant. A titre indicatif, on pourra choisir N égal à quelques unités.
Bien que l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines, elle s'applique avantageusement au domaine de la téléphonie mobile. A cet égard, l'invention propose également un téléphone mobile cellulaire, comprenant un dispositif de transposition de fréquence tel que défini ci-avant.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels :
- la figure 1, déjà décrite, illustre un dispositif de transposition de fréquence, selon l'art antérieur; et
- la figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif de transposition de fréquence, selon l'invention. Sur la figure 2, le bloc de commutation de courant COM est identique à celui illustré sur la figure 1. On décrira donc maintenant plus en détail uniquement le bloc transducteur BTC du dispositif de transposition de fréquence DTF.
Ce dispositif de transposition de fréquence peut être incorporé dans un téléphone mobile cellulaire TMCL (sur la figure 2, les autres éléments classiques d'un téléphone mobile n'ont pas été représentés à des fins de simplification).
Le bloc transducteur BTC comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors Ql, Q2 de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant COM. Ce miroir de courant comporte deux paires de transistors, à savoir une première paire formée des transistors Q30 et Q40 et une deuxième paire formée des transistors Q50 et Q60.
La première paire de transistors Q30 et Q40 du miroir de courant forme avec les deux transistors Ql et Q2 de l'étage différentiel deux amplificateurs.
Plus précisément, le collecteur du transistor Q30 est relié à l'émetteur du transistor Ql et la base du transistor Q30 est rebouclée sur le collecteur du transistor Ql. L'émetteur du transistor Q30 est relié à la masse.
On retrouve cette structure pour les transistors Q2 et Q40.
SU et SI2 désignent deux sources de courant égales qui polarisent l'étage différentiel Ql, Q2.
Par ailleurs, dans ce mode de réalisation préférentiel, la base du transistor Q30 (respectivement Q40) est rebouclée sur le collecteur du transistor Ql (respectivement Q2) par l'intermédiaire d'une source de tension NTH. Cette tension VTH est une tension de décalage permettant d'accroître l'admissibilité du signal d'entrée.
Les deux émetteurs des transistors Ql et Q2 sont reliés par une impédance Ze qui est de même nature que celle des impédances de charge
ZLl et ZL2. Toutes ces impédances peuvent être ainsi des résistances ou bien des impédances inductives, ce qui dans ce dernier cas permet d'obtenir une plus grande dynamique du signal qui est alors centré autour de la tension d'alimentation Vcc. La présence du miroir de courant permet de décorréler le niveau du signal d'entrée RF du niveau du signal d'oscillateur local. Ainsi, le signal de sortie n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 et par la tension d'alimentation Vcc, d'où il en résulte une dynamique de sortie maximale. Les tensions de déchet des transistors de l'étage d'entrée n'interviennent pas dans la limitation de l'admissibilité du signal de sortie.
De même, le signal d'entrée n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Ql et Q30 et par ceux de la source de courant SU (SI2). Les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 n'interviennent pas dans cette limitation. L'admissibilité du signal d'entrée est ainsi accrue.
Le courant différentiel de sortie entre les trarisistors Q50 et Q60 est égal à 2 N ΔV/Ze, où N désigne le rapport entre la surface d'émetteur du transistor Q50 (respectivement Q60) et celle du transistor Q30 (respectivement Q40), et où ΔV désigne la tension différentielle d'entrée
(entre les signaux RF+ et RF").
On va maintenant donner à titre indicatif des valeurs numériques d'admissibilité pour différents cas particuliers.
Dans un premier cas particulier, on suppose que la tension VTH est nulle, c'est-à-dire que les transistors Q30 et Ql (respectivement Q40 et Q2) sont rebouclés directement.
On suppose également que les tensions base-émetteur VBE des différents transistors sont égales à 0,75 volt et que les tensions collecteur- émetteur minimales VCE min des différents transistors sont égales à 0,25 volt. On suppose également que la différence de tension minimale nécessaire au fonctionnement de la source de tension SU (ou SI2) est égale à 0,25 volt, et que la tension d'alimentation minimale Vcc est égale à 1 volt.
Dans ce cas, le niveau minimal admissible pour le signal RF est égal à 1 volt et le signal maximum admissible est égal à 1,25 volt. De même, dans ces conditions, la tension émetteur minimale du transistor Ql est égale à 0,25 volt et la tension émetteur maximale est égale à 0,50. volt.
La tension collecteur minimale des transistors Q3 et Q4 est égale à 0,5 volt et la tension maximale est égale à Vcc si ZLl et ZL2 sont des résistances. Dans le cas où ZLl et ZL2 sont des inductances, le signal de sortie est deux fois plus important en première approximation.
Par ailleurs, si l'on suppose que la tension différentielle du signal d'entrée RF est égale à 0,5 volt pic-pic, on obtient une tension différentielle en sortie (aux bornes BS 1 et BS2) égale à 1 volt pic-pic si les impédances ZE, ZLl et ZL2 sont des résistances et égale à 2 volts pic-pic si ces impédances sont des inductances.
Dans un autre cas particulier, dans lequel la tension VTH n'est pas nulle, on choisira la valeur de celle-ci de façon à fixer la tension de collecteur du transistor Ql (Q2) à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. A titre indicatif, si l'on choisit une tension d'alimentation Vcc minimale de 1,75 volt, et si l'on garde les mêmes valeurs pour les tensions base-émetteur et collecteur-émetteur des transistors ainsi que pour la tension aux bornes de la source de courant SU (SI2), on peut choisir une tension VTH égale à 0,75 volt. La valeur minimale admissible pour le signal d'entrée reste inchangée à 1 volt mais la valeur maximale admissible est portée à 2 volts.
Pour une tension différentielle d'entrée égale à 2 volts pic-pic, on obtient alors une tension différentielle de sortie égale à 2,5 volts pic- pic pour des impédances résistives et égale à 5 volts pic-pic pour des impédances inductives.
Le gain de conversion du montage est défini par le rapport des impédances ZLl (ou ZL2)/Ze et le rapport de surface N.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de transposition de fréquence, du type comportant un bloc transducteur différentiel (BTC) pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors (Ql, Q2), et un circuit de commutation de courant (COM) commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transconducteur et la sortie du dispositif, caractérisé par le fait que le bloc transconducteur (BTC) comporte un miroir de courant différentiel (Q30, Q50, Q40, Q60) connecté entre les émetteurs des transistors (Ql, Q2) de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant (COM), une première paire de transistors (Q30,
Q40) du miroir de courant formant avec les deux transistors (Ql, Q2) de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur ou drain de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant (SU, SI2) connectée entre le collecteur et une borne d'alimenta- tion du dispositif.
2. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé par le fait que la base ou grille de chaque transistor de ladite première paire du miroir de courant est reliée au collecteur ou drain du transistor correspondant de l'étage différentiel par une source de tension de décalage (VTH) dont la valeur est choisie de façon à fixer la tension de collecteur ou de drain du transistor correspondant de l'étage différentiel, à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait que la tension de collecteurou de drain est inférieure de quelques centaines de millivolts à la tension d'alimentation (Vcc).
4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le bloc transconducteur (BTC) comporte une impédance (Ze) connectée entre les émetteurs ou sources des transistors de l'étage différentiel, cette impédance étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie (ZLl, ZL2) du dispositif.
5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que les impédances (Ze, ZLl, ZL2) sont des impédances inductives.
6.. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le moiroir de courant comporte une deuxième paire de transistors (Q50, Q60) respectivement connectés entre la première paire de transistors et le circuit de commutation de courant, chaque transistor de la deuxième paire ayant une surface d'émetteur ou de source égale à N fois la surface d'émetteur d'un transistor de la première paire.
7. téléphone mobile cellulaire, caractérisé : 'par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 1 à 6.
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