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Belastungsschaltung
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Die Erfindung betrifft eine wirksame Belastungsschaltung, und insbesondere
Belastungsschaltungen, welche als Anpassungswiderstände für eine Verbindung zwischen
einem Verstärker und einer Signalquelle verwendet werden, um das Spannungsrauschen,
das von dem Anpassungswiderstand erzeugt wird, auf ein Minimum herabzusetzen.
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In Fig. 1 ist eine Ausführungsform einer herkömmlichen Verbindung
zwischen einem Verstärker und einer Signalquelle dargestellt, welche einen Anpassungswiderstand
erfordert. In Fig. 1 ist ein Tonabnehmereinsatz 1 mit einem sich bewegenden Magneten
dargestellt, der eine Induktivität 2 sowie einen Widerstand 3 aufweist. Ferner sind
ein Eingangsanschluß 4 eines
RIAA-Ausgleichs- oder Entzerrerverstärkers,
ein Anpassungswiderstand 5, ein Verstärker 6 mit einem Eingangsanschluß a, einem
Rückkopplungsanschluß b und einem Ausgangsanschluß c, Bauelemente 7 bis 10, welche
eine Rückkopplungsschaltung bilden, die zwischen den Ausgangs- und den Rückkopplungsanschluß
des Verstärkers geschaltet ist und eine umgekehrte RIAA-Kennlinie aufweist, und
ein Ausgangsanschluß 12 des Ausgleichs- oder Entzerrerverstärkers vorgesehen.
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Im allgemeinen ändert sich der Frequenzgang bzw. die -kennlinie des
Tonabnehmereinsatzes 1 in Abhängigkeit von einem Belastungswiderstand, welcher von
den Herstellern der Tonabnehinereinsätzen geliefert wird. Von dem Rauschen, das
von dem Belastungswiderstand erzeugt wird, stellt das Rauschen bei niedrigen Frequenzen
keine große Schwierigkeit dar, da das Rauschen von dem Widerstand 3 des Tonabnehmereinsatzes
1, der ohnehin einen erheblich kleineren Wert hat als der Belastungswiderstand 5,
nebengeschlossen bzw.
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überbrückt wird wenn die Induktivität 2 des einen Wertes hoch ist,
wird das Rauschen bei höheren Frequenzen durch den Einsatz 1 nicht nebengeschlossen
bzw. überbrückt, so daß sich ein niedriges Signal-RauschverhdLnis S/N ergibt. Außerdem
besteht eine Schwierigkeit, daß, wenn der Eingangsanschluß des Entzerrerverstärkers
geöffnet ist, das durch den Belastungswiderstand 5 bedingte Rauschen verstärkt wird,
ohne durch den Tonabnehmereinsatz 1 nebengeschlossen bzw. überbrückt zu werden.
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Die Erfindung soll daher eine wirksame Belastungsschaltung mit einem
Verstärker schaffen, welcher über einen Anpassungswiderstand
mit
einer Signalquelle verbunden sein muß, wobei die wirksame Belastungsschaltung, von
einem Eingangsanschluß des Verstärkers her gesehen, einen äquivalenten Widerstand
darstellt, der gleich einem geforderten Anpassungswiderstand ist, und durch welchen
die Rauschspannung im Vergleich mit der Spannung, die erzeugt wird, wenn ein Anpassungswiderstand
verwendet wird, erheblich herabgesetzt werden kann.
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Gemäß der Erfindung ist daher eine wirksame Belastungsschaltung zwischen
eine Signalquelle, wie beispielsweise einen Tonabnehmereinsatz, und einen Verstärker
als Impedanzanpassungswiderstand geschaltet. Ein von der Signalquelle her gesehener,
äquivalenter Widerstand ist gleich einem geforderten Widerstand für eine Impedanzanpassung,
und die Rauschspannung ist im Vergleich zu der, welche durch den Anpassungswiderstand
erzeugt wird, erheblich herabgesetzt.
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Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltung eines herkömmlichen RIAA-Entzerrers in Verbindung mit einem
Tonabnehmereinsatz mit einem sich bewegenden Magneten; Fig. 2 bis 8 elektrische
Schaltungen einer ersten bis fünften Ausführungsform der Erfindung, welche auf einem
ersten grundlegenden Gedanken beruhen und welche bei einer
Anwendung
für eine Impedanzanpassung zwischen einem Tonabnehmereinsatz mit einem sich bewegenden
Magneten und einem RIAA-Entzerrerverstärker dargestellt sind; und Fig. 7 bis 10
elektrische Schaltungen einer sechsten bis neunten Ausführungsform, welche auf einem
zweiten grundlegenden Gedanken der Erfindung beruhen.
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In den Figuren sind die gleichen bzw. einander entsprechende Teile
mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
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Außer den in Verbindung mit Fig. 1 beschriebenen Teilen 1 bis 12 weist
eine bevorzugte, in Fig. 2 dargestellte Ausführung sform einen Transistor 13 und
eine Emitterschaltung aus Widerständen 14, 15 und 18 sowie Kondensatoren 15 und
16 auf, die eine Impedanz-Frequenzkennlinie hat, die der der Rückkopplungsschaltung
aus den Bauelementen 7 bis 11 ähnlich ist.
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Der Widerstand 18 hat denselben Wert RL wie der in Fig. 1 dargestellte
Belastungswiderstand, und die Impedanzverhältnisse zwischen den Widerständen 7 und
14, den Widerständen 8 und 15, den Kondensatoren 9 und 16 sowie den Kondensatoren
10 und 17 sind alle gleich dem Verhältnis zwischen den Widerständen 11 und 18. Infolgedessen
hat die Emitterschaltung 14 bis 18 dieselbe Impedanz-Frequenzkennlinie wie die Rückkopplungsschaltung
7 bis 11. Da die Spannungen (welche gleich der Ausgangsspannung des Entzerrerverstärkers
sind), die an diesen Schaltungen angelegt sind, gleich sind, sind auch die Spannungen
an den Widerständen
11 und 18 und somit auch die Spannungen an
dem Widerstand 11 und an dem Ausgangsanschluß 4 gleich. Folglich haben, wenn eine
Spannung V an den Eingangsanschluß 4 angelegt ist, die Spannungen an den Widerständen
11 und 12 auch den Wert V.
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Der Strom V/RL (A) fließt dann über den Widerstand 18, wobei dieser
Strom dann die Emitter- und Kollektorströme des Transistors 13 liefert. Fogllich
ist der äquivalente Widerstandswert von dem Eingangsanschluß 4 zu dem Entzerrerverstärker
6 gesehen Rt (<4:), welcher gleich dem Wert des in Fig. 1 dargestellten Belastungswiderstands
5 ist.
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Inzwischen hat die Impedanzschaltung 14 bis 18 eine Impedanz A1 (f)
RL, wobei A1(f) die Verstärkung des Entzerrerverstärkers bei einer Frequenz f ist.DieRauschspannung
Vn an dem Eingangsanschluß 4, die durch die Rauschspannung enE von der Emitterschaltung
14 bis 18 erzeugt wird, wenn der Einsatz (die Signalquelle) 1 geöffnet ist, ist
gegeben durch
wobei Rin eine Eingangsimpedanz des Verstärkers 6 ist. Wenn Rin ist, ist, ergibt
sich
Die Rauschspannung enE ist gegeben durch
wobei k die Boltzmannkonstante, T die absolute Temperatur und
Zf ein Rauschfrequenzband ist. Durch Einsetzen der Rauschspannung enE in Gl. (1)
ergibt sich
Aus Gl. (2) ist zu ersehen, daß die in der ersten Ausführungsform erzeugte Rauschspannung
Vn im Vergleich zu der Rauschspannung, die durch den Belastungswiderstand 5 in der
herkömmlichen, in Fig. 1 dargestellten Schaltung erzeugt wird,
herabgesetzt ist. Beispielsweise soll der Verstärkungsfaktor Al(1 kHz) 75 sein.
Die Rauschspannung bei 1 kHz wird dann in der ersten Ausführungsform
herabgesetzt. Ferner wird, Je niedriger die Frequenz wird, die Verstärkung A1(f)
um so höher, so daß je niedriger die Frequenz ist, die Rauschspannung umso mehr
unterdrückt wird, während, umso höher die Frequenz ist, die Rauschspannung umso
weniger unterdrückt wird. Jedoch kann die Rauschspannung bei 20kHz, was der obere
Grenzwert des Tonfrequenzbandes ist, auf
unterdrückt werden.
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In der zweiten, in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform wird eine
Spannung an die Verbindung zwischen einer ersten Parallelschaltung aus dem Widerstand
7 und dem Kondensator 9 und einer zweiten Parallelschaltung aus dem Widerstand 8
und dem Kondensator 10 in der Rückkopplungsschaltung an die Steuerelektrode eines
Feldeffekttransistors 19 angelegt, dessen Quellenelektrode mit einer Quellenschaltung
aus den Widerständen 15 und 18 und dem Kondensator 19 verbunden ist und dessen Impedanz-Frequenzkennlinie
im wesentlichen ähnlich der einer Schaltung aus den Widerständen 8
und
11 und dem Kondensator 10 in der Rückkopplungsschaltung ist.
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In der zweiten Ausführungsform ist eine Verstärkung bei einer Frequenz
f von aem Eingangsanschluß 4 zu der Verbindung zwischen den ersten und zweiten Parallelschaltungen
7 und 9 bzw. 8 und 10 mit A2(f) bezeichnet. Der äquivalente Widerstand von dem Eingangsanschluß
4 her gesehen ist ebenfalls gleich RL, und die Rauschspannung am Eingangsanschluß
4 infolge der Rauschspannung von der Quellenschaltung 15, 17 und 19 ist im Vergleich
mit der Rauschspannung, die von der Belastungsschaltung 5 in der herkömmlichen,
in Fig. 1 dargestellten Schaltung erzeugt wird, um einen
herabgesetzt.
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In derdritten in Fig. 4 dargestellten Ausführungsform ist der Widerstand
8 in der Rückkopplungsschaltung durch in Reihe geschaltete Widerstände 20 und 21
ersetzt; der sich ergebende Widerstandswert dieser Widerstände 20 und 21 ist gleich
dem Wert des Widerstandes 8, und die Verbindung zwischen ihnen ist mit der Steuerelektrode
des Feldeffekttransistors 19 verbunden, dessen Quellenelektrode mit einer Quellenschaltung
aus den Widerständen# und 22 und einem Kondensator 23 verbunden ist und dessen Impedanz-Frequenzkennlinie
ähnlich der ist, wie sie von der Verbindung zwischen den Widerständen 20 und 21
zu dem Eingangsanschluß 4 hin gesehen wird. Das Verhältnis zwischen den Widerständen
21 und 22 ist gleich dem zwischen den Widerständen 11 und 18, und der Kondensator
23 hat einen Wert
wobei C10 der Wert bzw. die Kapazität des Kondensators 10 ist,
und R11, R18, R20 und R21 die Widerstandswerte der Widerstände 11, 18, 20 und 21
sind.
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In der dritten Ausführungsform ist eine Verstärkung bei einer Frequenz
f von dem Eingangsanschluß 4 zu der Verbindung zwischen den Widerständen 20 und
21 mit A3(f) bezeichnet. Der äquivalente Widerstandswert ist, von dem Eingangsanschluß
4 her gesehen, ebenfalls RL, und die Rauschspannung am Eingangsanschluß 4 infolge
der Rauschspannung von der Quellenschaltung 18, 22 und 23 ist im Vergleich zu der
Rauschspannung von dem Belastungswiderstand 5 in der herkömmlichen in Fig. 1 dargestellten
Schaltung um einen Faktor
herabgesetzt.
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Die vierte, in Fig. 5 dargestellte Ausführungsform ist noch vorteilhafter,
da der Gleichstrombetrieb des Feldeffekttransistors 19 in Betracht gezogen worden
ist. Das heißt, die Quellenelektrode des Feldeffekttransistors 19 ist über die Widerstände
22 und 18 in der Quellenschaltung mit einer negativen Energiequelle 24 verbunden,
während die Senkenelektrode über einen Widerstand 26 mit einer positiven Energiequelle
25 verbunden ist.
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Ein von der Quellenelektrode erhaltener Wechselstrom am Ausgang ist
über einen Kopplungskondensator 27 an den Eingangsanschluß a des Verstärkers 6 angelegt.
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Bei Wechselstrombetrieb arbeitet der Widerstand 26 auch als eine Belastung,
die parallel zu der wirksamen Belastungsschaltung geschaltet ist, so daß der Wert
des Widerstands 18 entsprechend
korrigiert werden muß. Wenn der
Widerstand 26 ein#verhältnismäßig kleinen Wert hat, vermindert die von ihm erzeugte
Rauschspannung die Rauschspannung-Verminderungswirkung, so daß es in der Praxis
vorteilhaft ist, den Widerstand 26 mit einem Wert zu wählen, der so hoch wie nur
möglich ist. Jedoch muß die Spannung der positiven Energiequelle 25 entsprechend
erhöht werden, um den geforderten Strom an der Senkenelektrode zu liefern.
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Die fünfte in Fig. 6 dargestellte Ausführungsform ist eine Abwandlung
der vierten, in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform, um die nachteilige Wirkung
des Widerstands 26 auf die Rauschverminderungswirkung auszugleichen. Statt des in
Fig. 5 dargestellten Feldeffekttranistors ist eine Gegentaktschaltung aus einem
p-Kanal-Feldeffekttransistor 34 und einem n-Kanal-Feldeffekttransistor 35 verwendet,
um einen Widerstand auszuschalten, über welchen der Senkenstrom fließt.
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Die Quellenelektrode des p-Kanal-Feldeffekttransistors 34 ist mit
einer ersten Quellenschaltung aus Widerständen 36 und 38 und einem Kondensator 37
verbunden, während die Quellenelektrode des n-Kanal-Feldeffekttransistors 35 mit
einer zweiten Quellenschaltung aus Widerständen 39 und 41 und einem Kondensator
40 verbunden ist. Sowohl die erste als auch die zweite Quellenschaltung haben eine
Impedanz-Frequenzkennlinie, welche der der Quellenschaltung 18, 22 und 23 (s. Fig.
4 und 5) ähnlich ist.
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Ferner ist die Impedanz, wenn die erste und zweite Quellenschaltung
parallelgeschaltet sind, gleicher der Quellenschaltung 18,
22 und
23, (siehe Fig. 4 und 5). Statt zwei Quellenschaltungen zu verwenden, kann auch
nur eine verwendet werden, und die Quellenelektroden der Feldeffekttransistoren
34 und 35 werden über einen Kondensator miteinander verbunden.
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In der fünften Ausführungsform sind die Senkenelektroden der Feldeffekttransistoren
34 und 35 so dargestellt, daß sie unmittelbar mit dem Eingangsanschluß a des Verstärkers
6 verbunden sind; sie können aber auch mittelbar über einen Ankopplungskondensator
an den Eingangsanschluß a angekoppelt sein, wobei sie über einen Ableitwiderstand
geerdet sind.
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Eine erste Spannungsschieberschaltung aus einem Widerstand 28, einet
Kondensator 29 und einer Konstant stromquelle 30 und eine zweite Spannungsschieberschaltung
aus einem Widerstand 31, einem Kondensator 32 und einer Konstantstromquelle 33 sind
vorgesehen, um eine Sättigungs- bzw. Restspannung zwischen den Quellen- und Senkenelektroden
der Feldeffekttransistoren 34 und 35 zu verhindern.
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In den ersten bis fünften Ausführungsformen können die Transistoren
durch Feldeffekttransistoren ersetzt werden und umgekehrt; die Rauschspannung-Verminderungswirkung
bleibt Jedoch unverändert.
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In den Fig. 7 bis 10 sind bevorzugte Ausführungsformen dargestellt,
die auf einem zweiten grundlegenden Merkmal der Erfindung beruhen. Die sechste,
in Fig. 7 dargestellte Ausführungsform
weist außer den Bauelementen
1 bis 11 eine Stromteilerschaltung 43 mit einem ersten, mit dem Eingangsanschluß
4 verbundenen Anschluß 44, einem zweiten.über einen Lastwiderstand 47 geerdeten
Anschluß 45 und mit einem dritten, mit einer positiven Energiequelle 25 verbundenen
Anschluß 46 auf. Es ist ein reziprokes System, in welchem sowohl die Wechselspannungsverstärkung
von dem ersten Anschluß 44 zu dem zweiten Anschluß 45 und auch die Wechselspannungsverstärkung
von dem zweiten Anschluß 45 zu dem ersten Anschluß 44 eins sind. Ferner ist die
Stromteilereinrichtung 43 so bemessen und ausgelegt, daß von dem in den zweiten
Anschluß 45 fließenden Strom der Bruchteil 1/n von dem ersten Anschluß 44 erhalten
wird, während der Bruchteil
von dem dritten Anschluß 46 erhalten wird. Das heißt, die Stromverstärkung von dem
ersten Anschluß 44 zu dem zweiten Anschluß ist n . Der Wert des Widerstands 47 ist
ein ttel des Werts Rl des Belastungswiderstands 5 der in Fig. 1 dargestellten, herkömmlichen
Schaltung.
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Wenn eine Spannung V an dem ersten Anschluß 44 angelegt wird, wird
die Spannung V an dem zweiten Anschluß 45 erhalten, während der Strom
ist. Da der Strom an dem ersten Anschluß 44 ein n-tel des Stroms an dem zweiten
Anschluß 45 ist, ist der erstere
,so daß der Widerstandswert von dem Eingangsanschluß 4 zu dem ersten Anschluß 44
RLb2) ist, welcher gleich dem Wert des Belastungswiderstands 5 in der in Fig. 1
dargestellten, herkömmlichen Schaltung ist.
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Die Rauschspannung enR, die von dem Belastungswiderstand 47 erzeugt
wird, ist gegeben durch
Die Spannungsverstärkung von dem zweiten Anschluß 45 zu dem ersten Anschluß 44 ist
eins. Wenn daher der Verstärker 6 eine ausreichend hohe Eingangsimpedanz hat, und
wenn der Einsatz 1 geöffnet ist, ist die Rauschspannung Vn, welche an dem Eingangsanschluß
4 anliegt gegeben durch
Hieraus ist zu ersehen, daß die Rauschspannung im Vergleich zu der Rauschspannung,
die durch den Belastungswiderstand 5 in der in Fig. 1 dargestellten, herkömmlichen
Schaltung erzeugt worden ist, um einen Faktor
herabgesetzt ist.
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Somit stellt die wirksame Belastungsschaltung aus der Stromteilereinrichtung
43 und dem Belastungswiderstand 47 einen wirksamen Belastungswiderstand, der gleich
dem des Belastungswiderstands 5 ist, für eine Anpassung an die in Fig. 1 dargestellte,
herkömmliche Schaltung dar und kann die Rauschspannung im Vergleich zu der durch
den Anpassungswiderstand 5 erzeugten Rauschspannung um einen Faktor
herabsetzen.
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Die Stromteilereinrichtung 43 kann ein Transistor sein, dessen Basis
dem ersten Anschluß 44, dessen Emitter dem zweiten Anschluß 45, und dessen Kollektor
dem dritten Anschluß 46 entspricht.
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Die wirksame, in Fig. 8 dargestellte Belastungsschaltung weist
einen
Verstärker 48 mit einer Spannungsverstärkung, welche gleich eins ist, und welcher
eine erste wirksame Schaltung darstellt, einen Transistor 49, welche eine zweite
wirksame Schaltung ist, einen Belastungswiderstand 50 und erste und zweite Impedanzschaltungen
52 und 51 auf. Der Verstärker 48 hat eine hohe Eingangsimpedanz und eine niedrige
Ausgangsimpedanz, und die Impedanzen Z1 und Z2 der ersten und zwiten Impedanzschaltungen
51 und 52 sind so gewählt, daß gilt:
Der Wert des Belastungswiderstands 5 ist auf R1 festgelegt.
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n Eine Spannung V am Eingangsanschluß 4 wird über den Verstärker
48 mit der Verstärkung 1 an die Basis eines Transistors 49 angelegt, so daß die
Spannung V(V) an dessen Emitter anliegt. Folglich fließt der Strom
(A) über den Belastungswiderstand 5, und der Kollektorstrom wird geteilt, so daß
er über die ersten und zweiten Impedanzschaltungen 51 und 52 fließt. Da die Spannungen
an den ersten und zweiten Impedanzschaltungen 51 und 52 gleich Z sind, fließt der
Kollektorstrom -f~ gleich 1 über die erste Impedanzschaltung 21, während der Strom
Z1 über die zweite Z1+Z2 Impedanzschaltung fließt. Das heißt, der über die erste
Impedanzschaltung 51 fließende Strom ist
Die beiden Verstärker 48 und 6 haben eine hohe Eingangsimpedanz,
V
so daß der Strom RL von der ersten Impedanzschaltung 51 zu dem Eingangsanschluß
4 des Entzerrerverstärkers fließt, so daß der äquivalente Widerstandswert von dem
Eingangsanschluß zu dem Entzerrerverstärker auch RL &) ist, welcher gleich dem
des Belastungswiderstands 5 in der herkömmlichen, in Fig. 1 dargestellten Schaltung
ist.
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Als nächstes wird die Rauschspannung Vn an dem Eingangs ans chluß
4 betrachtet, die auf die Rauschspannung enR von dem Belastungswiderstand 50 zurückzuführen
ist, wenn der Einsatz 1 geöffnet ist. Sie sind durch die folgende Gleichung miteinander
verknüpft:
folglich ist Vn = enR.
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Aber es gilt:
Infolgedessen ist
Infolgedessen kann die Rauschspannung im Vergleich zu der Rauschspannung, die von
dem Belastungswiderstand 5 in der herkönimlichen in Fig. 1 dargestellten Schaltung
erzeugt wird, um einen Faktor
herabgesetzt werden.
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Somit schafft die wirksame Belastungsschaltung 48 bis 52 einen wirksamen
Belastungswiderstand, der gleich dem Belastungswiderstands
5 in
der in Fig. 1 dargestellten, herkömmlichen Schaltung ist, und kann die Rauschspannung
im Vergleich zu der durch den Belastungswiderstand 5 erzeugten Rauschspannung um
einen Faktor
vermindern.
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In der siebten Ausführungsform, die anhand der Fig. 9 beschrieben
wird, kann der Verstärker 48 mit der Verstärkung 1 ein Transistoremitterfolger bzw.
-verstärker, ein Feldeffekttransistor-Quellenverstärker oder ein Operationsverstärker
mit einer Rückkopplung von 100% sein. Wenn aber der Verstärker 6 einen hohen Verstärkungsfaktor
hat, kann der Ausgangsanschluß der Rückkopplungsschaltung als der Ausgang des in
Fig. 8 dargestellten Verstärkers 48 verwendet werden. Die Rauschspannungs-Verminderungswirkung,
die durch die achte Ausführungsform erhalten wird, ist im wesentlichen gleich der
siebten Ausführungsform.
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Die neunte, in Fig. 10 dargestellte Ausführungsform entspricht im
Aufbau im wesentlichen der achten, in Fig. 9 dargestellten Ausführungsform, außer
daß die ersten und zweiten Impedanzschaltungen 51 und 52 erste und zweite Kondensatoren
53 bzw. 54 aufweisen.
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Diese Schaltungsanordnung ist vorteilhaft, da die von den ersten und
zweiten Impedanzschaltungen 51 und 52 erzeugte Rauschspannungen vernachlässigbar
sind, da sie nur aus Kondensatoren 53 und 54 bestehen. Statt der Kondensatoren 53
und 54 können auch Induktivitäten verwendet werden.
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In den siebten, achten und neunten Ausführungsformen ist beschrieben,
daß die Basis des Transistors 49 mit dem Ausgangs-oder
anschluß
des Verstärkers 48 der Rückkopplungsschaltung 7 bis 11 verbunden ist; wenn aber
der Transistor 49 eine hohe Eingangsimpedanz an der Basis aufweist, kann die Basis
auch mit dem Eingangsanschluß 4 des Entzerrerverstärkers verbunden sein. In der
achten und neunten Ausführungsform kann statt des Transistors 49 ein Feldeffekttransistor
verwendet werden, wobei dann die Basis und der Kollektor durch die Steuer- bzw.
Quellenelektrode ersetzt sind.
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Patentansprüche
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