JPH0563460A - 低オーム性交流電圧源用の増幅器装置 - Google Patents
低オーム性交流電圧源用の増幅器装置Info
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- JPH0563460A JPH0563460A JP4029325A JP2932592A JPH0563460A JP H0563460 A JPH0563460 A JP H0563460A JP 4029325 A JP4029325 A JP 4029325A JP 2932592 A JP2932592 A JP 2932592A JP H0563460 A JPH0563460 A JP H0563460A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高い変化し易い信号レベルのもとでも良好の
特性を有しこの特性は適用者によりそれぞれの適用事例
に対して最適化して設定され得る増幅器装置を提供する
ことが本発明の目的である。 【構成】 本発明によれば低オーム性交流電圧源用の増
幅器装置はベース接地接続ないしゲート接地接続の２つ
の相補トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）を有しこれらトランジ
スタは入力交流電圧に対して並列的に接続されている。
特性を有しこの特性は適用者によりそれぞれの適用事例
に対して最適化して設定され得る増幅器装置を提供する
ことが本発明の目的である。 【構成】 本発明によれば低オーム性交流電圧源用の増
幅器装置はベース接地接続ないしゲート接地接続の２つ
の相補トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）を有しこれらトランジ
スタは入力交流電圧に対して並列的に接続されている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は低オーム性交流電圧源用
の増幅器装置に関する。
の増幅器装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】低オーム性交流電圧源用の増幅器装置−
例えば無線受信機におけるＨＦ（高周波）−入力段−は
通常バイポーラ技術のベース接地接続のトランジスタに
よりないしＦＥＴ技術のゲート接地接続のトランジスタ
で実現される。大きなコレクタ電流ないしドレイン電流
により当該回路の高い直線性が得られる。例えば、１０
ｍＡのコレクタ電流及び５０Ωの電源インピーダンスの
場合、“インターセプションポイント”（“Ｉｎｔｅｒ
ｃｅｐｔｏｎ Ｐｏｉｎｔ”）（当該値は小信号動作中
の非直線性に対する尺度である）はたんに１０ｄＢｍで
ある。同時にベース接地回路ないしゲート接地回路は相
当有利なノイズ特性を有する。例えば、３ｍＡのコレク
タ電流の場合２ｄＢの増幅器−雑音指数が得られる。
例えば無線受信機におけるＨＦ（高周波）−入力段−は
通常バイポーラ技術のベース接地接続のトランジスタに
よりないしＦＥＴ技術のゲート接地接続のトランジスタ
で実現される。大きなコレクタ電流ないしドレイン電流
により当該回路の高い直線性が得られる。例えば、１０
ｍＡのコレクタ電流及び５０Ωの電源インピーダンスの
場合、“インターセプションポイント”（“Ｉｎｔｅｒ
ｃｅｐｔｏｎ Ｐｏｉｎｔ”）（当該値は小信号動作中
の非直線性に対する尺度である）はたんに１０ｄＢｍで
ある。同時にベース接地回路ないしゲート接地回路は相
当有利なノイズ特性を有する。例えば、３ｍＡのコレク
タ電流の場合２ｄＢの増幅器−雑音指数が得られる。
【０００３】屡々、増幅器装置によっては例えば強い送
信機の附近におけるものによっては高い信号レベル＋１
０ｄＢｍ以上を有する信号（このことは５０Ω入力イン
ピーダンスのもとでの２０ｍＡの信号ピーク電流に相応
する）が処理されねばならない。当該増幅器回路が直線
的に動作するためには、入力トランジスタのコレクタ電
流は上記信号ピーク電流に対し大でなければならない。
当該回路の直線性を確保するには高い入力信号レベルの
場合コレクタ電流が高められ、もって、当該回路の動作
点がシフトされねばならない。然しコレクタ電流のその
ような増大は制限付きでしか可能でない。例えば、コレ
クタ電流の２倍増（加）にはたんに６ｄＢｍだけのイン
ターセプションポインの増大が対応するに過ぎない。制
限となるのは当該インターセプションポイントが高い信
号レベルの場合たんに不十分にしか直線性条件を特徴づ
けないということである。コレクタ電流の増大において
は同様に雑音指数の増大も生ぜしめられる、それという
のはトランジスタにおけるノイズ源によってはコレクタ
電流に比例するノイズ電力が送出されるからである。高
められた損失電力によっては回路の信頼性の上で問題が
起こる。
信機の附近におけるものによっては高い信号レベル＋１
０ｄＢｍ以上を有する信号（このことは５０Ω入力イン
ピーダンスのもとでの２０ｍＡの信号ピーク電流に相応
する）が処理されねばならない。当該増幅器回路が直線
的に動作するためには、入力トランジスタのコレクタ電
流は上記信号ピーク電流に対し大でなければならない。
当該回路の直線性を確保するには高い入力信号レベルの
場合コレクタ電流が高められ、もって、当該回路の動作
点がシフトされねばならない。然しコレクタ電流のその
ような増大は制限付きでしか可能でない。例えば、コレ
クタ電流の２倍増（加）にはたんに６ｄＢｍだけのイン
ターセプションポインの増大が対応するに過ぎない。制
限となるのは当該インターセプションポイントが高い信
号レベルの場合たんに不十分にしか直線性条件を特徴づ
けないということである。コレクタ電流の増大において
は同様に雑音指数の増大も生ぜしめられる、それという
のはトランジスタにおけるノイズ源によってはコレクタ
電流に比例するノイズ電力が送出されるからである。高
められた損失電力によっては回路の信頼性の上で問題が
起こる。
【０００４】
【発明の目的】本発明の課題ないし目的とするところは
高い変化し得る信号レベルのもとでも良好な特性を有し
この良好な特性は適用者によりそれぞれ適用事例に対し
て最適化して設定され得る増幅器装置を提供することに
ある。
高い変化し得る信号レベルのもとでも良好な特性を有し
この良好な特性は適用者によりそれぞれ適用事例に対し
て最適化して設定され得る増幅器装置を提供することに
ある。
【０００５】
【発明の構成】上記課題は請求項１の構成要件により解
決される。
決される。
【０００６】本発明の有利な構成例及び発展形態は引用
形式請求項に示されている。
形式請求項に示されている。
【０００７】本発明による増幅器装置は実質的にベース
接地接続又はゲート接地接続の２つの相補形トランジス
タから構成され上記両相補形トランジスタは交流的に並
列に、直流電圧的に直列に接続される。当該交流電圧入
力信号の両半波は種々のトランジスタにより処理され一
方のトランジスタは入力信号の負の半波を増幅し、それ
に対して相補的な他方のトランジスタは正の半波を増幅
する。出力信号は両トランジスタの各出力信号の加算に
より形成される。その場合、当該入力電圧は両トランジ
スタのエミッターないしドレイン電極に供給される。上
記出力電圧は抵抗により、容量的に又は変成器を介して
当該トランジスタのコレクターないしドレイン電極にて
取出され得る。
接地接続又はゲート接地接続の２つの相補形トランジス
タから構成され上記両相補形トランジスタは交流的に並
列に、直流電圧的に直列に接続される。当該交流電圧入
力信号の両半波は種々のトランジスタにより処理され一
方のトランジスタは入力信号の負の半波を増幅し、それ
に対して相補的な他方のトランジスタは正の半波を増幅
する。出力信号は両トランジスタの各出力信号の加算に
より形成される。その場合、当該入力電圧は両トランジ
スタのエミッターないしドレイン電極に供給される。上
記出力電圧は抵抗により、容量的に又は変成器を介して
当該トランジスタのコレクターないしドレイン電極にて
取出され得る。
【０００８】入力信号の両半波が増幅器装置の出力信号
に寄与するので、それの特性が明らかに改善され得る。
出力信号の非直線性ひずみが最小化される、それという
のはノイズ量の振幅が相互に差引かれるからである。増
幅器装置の電流消費及びノイズは標準−増幅器装置に比
して低減をも得る。当該回路の損失電力が低減され、従
って、ポータブル機器において高められた電池−寿命が
得られ、高い動作持続時間を有する機器において信頼性
の向上が得られる。
に寄与するので、それの特性が明らかに改善され得る。
出力信号の非直線性ひずみが最小化される、それという
のはノイズ量の振幅が相互に差引かれるからである。増
幅器装置の電流消費及びノイズは標準−増幅器装置に比
して低減をも得る。当該回路の損失電力が低減され、従
って、ポータブル機器において高められた電池−寿命が
得られ、高い動作持続時間を有する機器において信頼性
の向上が得られる。
【０００９】利用者はこの者にとって有利な特性ないし
それらの組合せを選択できる。例えば従来技術に比して
低減されたコレクタ電流によっては改善されたノイズ特
性及び同じ直線性が得られる。又は同じコレクタ電流に
よっては同じノイズ特性及び著しく向上された直線性が
生ぜしめられる。
それらの組合せを選択できる。例えば従来技術に比して
低減されたコレクタ電流によっては改善されたノイズ特
性及び同じ直線性が得られる。又は同じコレクタ電流に
よっては同じノイズ特性及び著しく向上された直線性が
生ぜしめられる。
【００１０】別の利点とするところは増幅器装置の電流
消費が、自動的にそのつどの必要性に適合されることで
ある。それというのは変化する信号電流によってはトラ
ンジスタの動作点が適正方向に向ってシフトされるから
である。例えば増幅器が大きな信号レベルで制御される
場合、入力−信号電流によってはトランジスタの直流電
流が比較的に高い値へシフトされ、−要するに、回路の
直線性が自動的にそれの励振度と共に増大する。
消費が、自動的にそのつどの必要性に適合されることで
ある。それというのは変化する信号電流によってはトラ
ンジスタの動作点が適正方向に向ってシフトされるから
である。例えば増幅器が大きな信号レベルで制御される
場合、入力−信号電流によってはトランジスタの直流電
流が比較的に高い値へシフトされ、−要するに、回路の
直線性が自動的にそれの励振度と共に増大する。
【００１１】従って本発明の増幅器装置は大きなダイナ
ミック特性領域ないしダイナミック励振領域、わずかな
ノイズわずかな電流消費、わずかな非直線性によって特
徴付けられている。
ミック特性領域ないしダイナミック励振領域、わずかな
ノイズわずかな電流消費、わずかな非直線性によって特
徴付けられている。
【００１２】
【実施例】次に図１〜図８を用いて本発明を説明する。
【００１３】図１の実施例では当該増幅器装置はＮＰＮ
トランジスタＴ1、相補形のＰＮＰトランジスタＴ2、入
力インピーダンスないし電源インピーダンスＲ1、負荷
抵抗Ｒ2、コンデンサＣIN，ＣOUT1，ＣOUT2、両チョー
クコイルＬ1，Ｌ2から成る。両トランジスタＴ1，Ｔ2の
エミッタは結合点Ｋ1にて相互に接続されており、上記
結合点には電源インピーダンスＲ1とコンデンサＣINを
介して導かれる入力電圧ＵINが加わる。両トランジスタ
のベースにはそれぞれの動作電圧ＵB1ないしＵB2が加わ
る。コレクタはチョークコイルＬ1ないしＬ2を介して給
電電圧ないし基準電位に接続されており、同時にコンデ
ンサＣ1，Ｃ2を介して結合点Ｋ2に接続されている。こ
の結合点Ｋ2では出力電圧ＵOUTが例えば負荷抵抗Ｒ2を
介して取出される。
トランジスタＴ1、相補形のＰＮＰトランジスタＴ2、入
力インピーダンスないし電源インピーダンスＲ1、負荷
抵抗Ｒ2、コンデンサＣIN，ＣOUT1，ＣOUT2、両チョー
クコイルＬ1，Ｌ2から成る。両トランジスタＴ1，Ｔ2の
エミッタは結合点Ｋ1にて相互に接続されており、上記
結合点には電源インピーダンスＲ1とコンデンサＣINを
介して導かれる入力電圧ＵINが加わる。両トランジスタ
のベースにはそれぞれの動作電圧ＵB1ないしＵB2が加わ
る。コレクタはチョークコイルＬ1ないしＬ2を介して給
電電圧ないし基準電位に接続されており、同時にコンデ
ンサＣ1，Ｃ2を介して結合点Ｋ2に接続されている。こ
の結合点Ｋ2では出力電圧ＵOUTが例えば負荷抵抗Ｒ2を
介して取出される。
【００１４】図２の実施例ではトランジスタＴ1，Ｔ2の
両コレクタが結合点Ｋ2にて相互に接続されている。入
力電圧ＵINは電源インピーダンスＲ1及び両コンデンサ
ＣIN1，ＣIN2を介してトランジスタＴ1，Ｔ2の両エミッ
タに供給される。上記両エミッタはチョークコイルＬ1
ないしＬ2を介して給電電圧ないし基準電位に接続され
ている。出力電圧ＵOUTは結合点Ｋ2にて取出され、例え
ばコンデンサＣOUT及び負荷抵抗Ｒ2を介して取出され
る。両トランジスタの最大励振領域を得るため、それら
両トランジスタＴ1，Ｔ2の動作電圧ＵB1ないしＵB2は次
のように制御ないし再調整される、即ち、コレクタにお
ける直流電圧が丁度給電電圧の半分に相応するように制
御される。
両コレクタが結合点Ｋ2にて相互に接続されている。入
力電圧ＵINは電源インピーダンスＲ1及び両コンデンサ
ＣIN1，ＣIN2を介してトランジスタＴ1，Ｔ2の両エミッ
タに供給される。上記両エミッタはチョークコイルＬ1
ないしＬ2を介して給電電圧ないし基準電位に接続され
ている。出力電圧ＵOUTは結合点Ｋ2にて取出され、例え
ばコンデンサＣOUT及び負荷抵抗Ｒ2を介して取出され
る。両トランジスタの最大励振領域を得るため、それら
両トランジスタＴ1，Ｔ2の動作電圧ＵB1ないしＵB2は次
のように制御ないし再調整される、即ち、コレクタにお
ける直流電圧が丁度給電電圧の半分に相応するように制
御される。
【００１５】図３の増幅器装置の回路装置は実質的に図
１のそれに相応する。トランジスタＴ1，Ｔ2のコレクタ
における出力電圧ＵOUTは変成器Ｕを用いて送出され
る。
１のそれに相応する。トランジスタＴ1，Ｔ2のコレクタ
における出力電圧ＵOUTは変成器Ｕを用いて送出され
る。
【００１６】標準プッシュプル回路と異なって、図１お
よび図２に示す増幅器装置において入力信号のみなら
ず、出力信号も、変成器を用いずにシングルエンデット
に取出され得る。図１の実施例では負荷抵抗Ｒ2にて出
力結合され、図２の実施例では出力コンデンサＣOUT及
び負荷抵抗Ｒ2にて出力結合される。
よび図２に示す増幅器装置において入力信号のみなら
ず、出力信号も、変成器を用いずにシングルエンデット
に取出され得る。図１の実施例では負荷抵抗Ｒ2にて出
力結合され、図２の実施例では出力コンデンサＣOUT及
び負荷抵抗Ｒ2にて出力結合される。
【００１７】両トランジスタの出力信号は、−図３の実
施例にて示すように−トランス結合により、変成器を用
いて両トランジスタのコレクタにて加算されてもよく、
それにより図１の回路装置に比して両チョークコイルＬ
1，Ｌ2及び両コンデンサＣOUT1，ＣOUT2が節減され得
る。有利には増幅器装置（波）が集積回路にて集積化さ
れる。
施例にて示すように−トランス結合により、変成器を用
いて両トランジスタのコレクタにて加算されてもよく、
それにより図１の回路装置に比して両チョークコイルＬ
1，Ｌ2及び両コンデンサＣOUT1，ＣOUT2が節減され得
る。有利には増幅器装置（波）が集積回路にて集積化さ
れる。
【００１８】図４はベース接地接続で作動される２つの
相補形トランジスタの伝達特性カーブを示す。縦軸上に
はコレクタ電流ＩCが、また、横軸上にはエミッタ電圧
ＵEが示してある。特性カーブ（ａ）は動作点ＡＰを有
するＮＰＮトランジスタＴ1の特性カーブを示し、特性
カーブ（ｂ）は動作点ＡＰ2を有するＰＮＰトランジス
タの特性カーブを示し、特性カーブ（ｃ）は個別トラン
ジスタの両特性カーブの相加により得られる特性カーブ
を示す。更に、入力電圧ＵIN−特性カーブ（ｄ）−及び
出力電流ＩOUT−特性カーブ（ｅ）−が示してある。
相補形トランジスタの伝達特性カーブを示す。縦軸上に
はコレクタ電流ＩCが、また、横軸上にはエミッタ電圧
ＵEが示してある。特性カーブ（ａ）は動作点ＡＰを有
するＮＰＮトランジスタＴ1の特性カーブを示し、特性
カーブ（ｂ）は動作点ＡＰ2を有するＰＮＰトランジス
タの特性カーブを示し、特性カーブ（ｃ）は個別トラン
ジスタの両特性カーブの相加により得られる特性カーブ
を示す。更に、入力電圧ＵIN−特性カーブ（ｄ）−及び
出力電流ＩOUT−特性カーブ（ｅ）−が示してある。
【００１９】図４からは増幅器装置の利点が明らかにな
る。個別トランジスタＴ1，Ｔ2の特性カーブにおける非
直線性は加算の際除去され、動作点ＡＰ1，ＡＰ2は小さ
な遮断電流ＩOのもとで選択され得、その結果小さな雑
音指数が得られ、上記動作点は入力電圧ＵINの可変信号
レベルのもとで自動的に所望の方向にシフトされ、その
結果増幅器装置のダイナミック特性が完全に維持され
る。
る。個別トランジスタＴ1，Ｔ2の特性カーブにおける非
直線性は加算の際除去され、動作点ＡＰ1，ＡＰ2は小さ
な遮断電流ＩOのもとで選択され得、その結果小さな雑
音指数が得られ、上記動作点は入力電圧ＵINの可変信号
レベルのもとで自動的に所望の方向にシフトされ、その
結果増幅器装置のダイナミック特性が完全に維持され
る。
【００２０】図５中には入力電圧ＵINの時間的経過及び
トランジスタＴ1，Ｔ2のコレクタ電流の時間的経過を示
し、その際図５−ａは両トランジスタＴ1，Ｔ2の個別電
流Ｉ1，Ｉ2を示し、図５−ｂは両電流の和（Ｉ1＋Ｉ2）
を示す。
トランジスタＴ1，Ｔ2のコレクタ電流の時間的経過を示
し、その際図５−ａは両トランジスタＴ1，Ｔ2の個別電
流Ｉ1，Ｉ2を示し、図５−ｂは両電流の和（Ｉ1＋Ｉ2）
を示す。
【００２１】図５−ａは増幅器装置にてたんに１つのト
ランジスタＴ1又はＴ2の使用の際、たんに１つの全くわ
ずかな直線的な励振領域しか選択され得ず、非直線性ひ
ずみが必然的に生じていることを示す。これに対して、
増幅器装置にて２つのトランジスタ（これは入力信号の
異なる半波を処理する）の使用の場合、著しく大きな直
線的な励振領域が得られる（図５−ｂ）。
ランジスタＴ1又はＴ2の使用の際、たんに１つの全くわ
ずかな直線的な励振領域しか選択され得ず、非直線性ひ
ずみが必然的に生じていることを示す。これに対して、
増幅器装置にて２つのトランジスタ（これは入力信号の
異なる半波を処理する）の使用の場合、著しく大きな直
線的な励振領域が得られる（図５−ｂ）。
【００２２】それにより生じる、増幅器装置の特性の改
善が、数値を用いて定量的に証明（裏付）され得る。そ
の例として、クリルファクタ（歪率）Ｋ−増幅器装置の
非直線性に対する尺度−は本発明による増幅器装置及び
標準−増幅器装置において求められた。その際両回路装
置の雑音指数が著しい大きさに選定された。
善が、数値を用いて定量的に証明（裏付）され得る。そ
の例として、クリルファクタ（歪率）Ｋ−増幅器装置の
非直線性に対する尺度−は本発明による増幅器装置及び
標準−増幅器装置において求められた。その際両回路装
置の雑音指数が著しい大きさに選定された。
【００２３】図６には入力電圧ＵINに関するクリルファ
クタ（歪率）が示されており、その際カーブＫSは標準
増幅器装置における特性カーブを示し、カーブＫFは図
１の本発明の増幅器装置における特性経過を示す。両カ
ーブの比較から明かなように、就中、入力電圧の高い信
号レベルのもとでクリルファクタの著しい減少、ひいて
は直線性の明らかな改善が達成され得るのである。
クタ（歪率）が示されており、その際カーブＫSは標準
増幅器装置における特性カーブを示し、カーブＫFは図
１の本発明の増幅器装置における特性経過を示す。両カ
ーブの比較から明かなように、就中、入力電圧の高い信
号レベルのもとでクリルファクタの著しい減少、ひいて
は直線性の明らかな改善が達成され得るのである。
【００２４】勿論雑音指数及び遮断電流が−減少された
非直線性のもとで−低減され得る（増幅器装置を当該特
性に関して改善しょうとする場合）。
非直線性のもとで−低減され得る（増幅器装置を当該特
性に関して改善しょうとする場合）。
【００２５】図７には別の実施例としてＦＥＴ技術の増
幅器装置が示してある。上記増幅器装置は実質的に図２
の装置構成に相応する。両相補ＦＥＴトランジスタ−Ｎ
ＭＯＳ−トランジスタＴ1及びＰＭＯＳ−トランジスタ
Ｔ2（これらは両バイポーラトランジスタにとって替る
ものである）−はそれのドレイン電極を介して結合点Ｋ
1にて相互に結合されている。上記結合点Ｋ1にて出力信
号ＵOUTも取出される。ＣGは負帰還コンデンサを示す。
更に別の実施例として図８に示す回路では両電界効果
（ＦＥＴ）トランジスタＴ1，Ｔ2のソース電極が相互に
持続されている。当該出力電圧は両ソース電極を介して
負荷抵抗Ｒ2にて取出される。当該実施例は実質的に、
図１による相応のバイポーラ回路と等価的である。
幅器装置が示してある。上記増幅器装置は実質的に図２
の装置構成に相応する。両相補ＦＥＴトランジスタ−Ｎ
ＭＯＳ−トランジスタＴ1及びＰＭＯＳ−トランジスタ
Ｔ2（これらは両バイポーラトランジスタにとって替る
ものである）−はそれのドレイン電極を介して結合点Ｋ
1にて相互に結合されている。上記結合点Ｋ1にて出力信
号ＵOUTも取出される。ＣGは負帰還コンデンサを示す。
更に別の実施例として図８に示す回路では両電界効果
（ＦＥＴ）トランジスタＴ1，Ｔ2のソース電極が相互に
持続されている。当該出力電圧は両ソース電極を介して
負荷抵抗Ｒ2にて取出される。当該実施例は実質的に、
図１による相応のバイポーラ回路と等価的である。
【００２６】ＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合、当該増幅
器装置は著しく簡単に集積化され得る。
器装置は著しく簡単に集積化され得る。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、高い変化し易い信号レ
ベルのもとでも良好な特性を有しこの良好な特性は適用
者によりそれぞれの適用事例に対して最適化して設定さ
れ得る増幅器装置を実現できる効果が奏される。
ベルのもとでも良好な特性を有しこの良好な特性は適用
者によりそれぞれの適用事例に対して最適化して設定さ
れ得る増幅器装置を実現できる効果が奏される。
【図１】本発明のバイポーラ技術の１実施例の回路図で
ある。
ある。
【図２】本発明のバイポーラ技術の第２実施例の回路図
である。
である。
【図３】本発明バイポーラ技術の第３実施例の回路図で
ある。
ある。
【図４】当該増幅器装置の伝達特性カーブ図である。
【図５】増幅器装置の出力電流の特性図である。
【図６】クリルファクタに対する比較ダイヤグラムの特
性図である。
性図である。
【図７】ＣＭＯＳ技術の別の実施例の回路図である。
【図８】ＣＭＯＳ技術のさらに別の実施例の回路図であ
る。
る。
Ｔ1，Ｔ2 相補トランジスタ Ｋ1，Ｋ2 結合点 Ｌ1，Ｌ2 チョークコイル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハインツ リンデルレ ドイツ連邦共和国 ハイルブロン ゲルデ ラーシユトラーセ 82 (72)発明者 ハンス ザポツタ ドイツ連邦共和国 ハイルブロン イム クラウトガルテン 20
Claims (16)
- 【請求項１】 低オーム性交流電圧源用の増幅器装置に
おいて、ベース接地接続ないしゲート接地接続の２つの
相補形トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）が設けられており、該
両トランジスタは入力交流電圧に対して並列に接続され
ていることを特徴とする低オーム性交流電圧源用の増幅
器装置。 - 【請求項２】 当該直流給電電圧に対して両トランジス
タ（Ｔ1，Ｔ2）が直列に接続されている請求項１記載の
装置。 - 【請求項３】 当該入力交流電圧が両トランジスタ（Ｔ
1，Ｔ2）のエミッターないしソース−電極に並列的に供
給され、更に、当該出力電圧が並列的にコレクターない
しドレイン−電極から取出されるように構成されている
請求項１又は２記載の装置。 - 【請求項４】 上記両相補形トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）
はバイポーラトランジスタである請求項１から３までの
うちいずれか１項記載の装置。 - 【請求項５】 当該入力電圧（ＵIN）はコンデンサ（Ｕ
IN）を介して、上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）の第１
の結合点（Ｋ1）にて相互に接続されているエミッタに
供給されるように構成されている請求項４記載の装置。 - 【請求項６】 上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）のコレ
クタはコイル（Ｌ1，Ｌ2）を介して給電電圧ないし基準
電位に接続されており、更に当該出力電圧（ＵOUT）は
第２の結合点（Ｋ2）から取出されるように構成されて
おり、該結合点にて、上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）
のコレクタが、コンデンサ（ＣOUT1，ＣOUT2）を介して
相互に接続されている請求項５記載の装置。 - 【請求項７】 当該出力電圧（ＵOUT）の取出される第
２結合点（Ｋ2）にて、上記両トランジスタ（Ｔ1，
Ｔ2）のコレクタが、変成器（Ｕ）を介して相互に接続
されている請求項５記載の装置。 - 【請求項８】 当該入力電圧（ＵIN）はコンデンサ（Ｃ
IN1，ＣIN2）を介して上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）
のエミッタに供給され、更に、上記両トランジスタ（Ｔ
1，Ｔ2）のエミッタはコイル（Ｌ1，Ｌ2）を介して給電
電圧ないし基準電位に接続されており、当該出力電圧
（ＵOUT）は結合点（Ｋ2）において取出され、該結合点
には上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）のコレクタが相互
に接続されている請求項４記載の装置。 - 【請求項９】 上記の両相補形トランジスタ（Ｔ1，
Ｔ2）はＦＥＴトランジスタである請求項１から３まで
のいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１０】 上記トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）はＭＯ
Ｓ−トランジスタである請求項９記載の装置。 - 【請求項１１】 当該入力電圧（ＵIN）はコンデンサ
（ＣIN1，ＣIN2）を介して上記両トランジスタ（Ｔ1，
Ｔ2）のソース電極に供給され、更に、上記ソース電極
はコイル（Ｌ1，Ｌ2）を介して基準電圧ないし給電電圧
に接続されており、更に、当該出力電圧（ＵOUT）は結
合点（Ｋ2）にて取出され、該結合点には上記両トラン
ジスタ（Ｔ1，Ｔ2）のドレイン電極が相互に接続されて
いる請求項１０記載の装置。 - 【請求項１２】 当該入力電圧（ＵIN）はコンデンサを
介して上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）の、相互に接続
されたソース電極に供給され、更に、上記ドレイン電極
はコイルを介して給電電圧ないし基準電圧に接続されて
おり、更に、当該出力電圧は結合点にて取出され、該結
合点では上記両トランジスタ（Ｔ1，Ｔ2）のドレイン電
極は相互に接続されている請求項１０記載の装置。 - 【請求項１３】 当該装置は集積回路に集積化されてい
る請求項１から１２までのうちいずれか１項記載の装
置。 - 【請求項１４】 高周波領域における増幅器装置として
用いられる請求項１から１３までのうちいずれか１項記
載の装置。 - 【請求項１５】 無線受信機における受信機−入力段と
して用いられる請求項１４記載の装置。 - 【請求項１６】 広帯域−ケーブル分配器網における広
帯域増幅器として、またアンテナ増幅器として用いられ
る請求項１４記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4104980A DE4104980C3 (de) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | Verstärkerstufe für niederohmige Wechselspannungs-Quellen |
| DE4104980.2 | 1991-02-19 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563460A true JPH0563460A (ja) | 1993-03-12 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP4029325A Pending JPH0563460A (ja) | 1991-02-19 | 1992-02-17 | 低オーム性交流電圧源用の増幅器装置 |
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| JP (1) | JPH0563460A (ja) |
| KR (1) | KR0130891B1 (ja) |
| DE (1) | DE4104980C3 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013522967A (ja) * | 2010-03-09 | 2013-06-13 | マーベル ワールド トレード リミテッド | クラスａｂ増幅器 |
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| JP2017017558A (ja) * | 2015-07-01 | 2017-01-19 | 日本電信電話株式会社 | 増幅器 |
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| DE4340799A1 (de) * | 1993-11-25 | 1995-06-01 | Sehring Audio Systeme Gmbh | Mehrstufiger gleichspannungsgekoppelter Verstärker |
| WO2007016045A1 (en) * | 2005-07-27 | 2007-02-08 | Analog Devices, Inc. | Distributed transistor structure for high linearity active catv power splitter |
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1992
- 1992-02-06 US US07/831,989 patent/US5235288A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-02-17 JP JP4029325A patent/JPH0563460A/ja active Pending
- 1992-02-19 KR KR1019920002528A patent/KR0130891B1/ko not_active IP Right Cessation
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| DE4104980A1 (de) | 1992-08-27 |
| KR0130891B1 (ko) | 1998-04-23 |
| DE4104980C2 (de) | 1993-12-09 |
| KR920017349A (ko) | 1992-09-26 |
| US5235288A (en) | 1993-08-10 |
| DE4104980C3 (de) | 1996-02-08 |
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