DE3839241C2

DE3839241C2 -

Info

Publication number: DE3839241C2
Application number: DE3839241A
Authority: DE
Inventors: Heinz Rinderle; Walter 7100 Heilbronn De Beckenbach
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 1988-11-21
Filing date: 1988-11-21
Publication date: 1991-04-04
Also published as: DE3839241A1; KR0134964B1; KR900008761A

Description

Signalverstärkerstufen für Empfänger wie z. B. abstimm bare Vorstufen für FM-Empfänger, zeigen vielfach Schwie rigkeiten hinsichtlich parasitärer Selbsterregung, de ren Frequenz im allgemeinen das Vielfache der Betriebs frequenz der Verstärkerschaltung beträgt. Die Gefahr der parasitären Selbsterregung ist besonders dann gege ben, wenn als Verstärkerelemente Transistoren mit sehr großer Grenzfrequenz eingesetzt werden. Außer vom ver wendeten Verstärkerelement, ist die Gefahr der Entste hung von parasitären Schwingungen auch von der eingangs- und ausgangsseitigen Beschaltung des Verstärkerelemen tes und auch vom Aufbau der Schaltung abhängig.

Es ist bekannt, die Gefahr der parasitären Selbsterre gung dadurch zu vermindern, daß Widerstände, oder als Widerstände wirkende Ferritperlen, in die Zuleitungen des Verstärkerelementes, zum Beispiel in die Emitter- oder Basis- oder Kollektorzuleitung, eingeschaltet wer den. Diese Maßnahme beeinträchtigt jedoch vielfach auch das Verhalten der Verstärkerstufe bei der Betriebsfre quenz. So wird z. B. die Rauschzahl der Verstärkerstufe erhöht, wenn Widerstände, oder als Widerstände wirkende Ferritperlen, in die Zuleitungen der Basis oder des Emitters des Verstärkertransistors eingeschaltet wer den.

Die Fig. 1 zeigt eine bekannte Schaltung einer abstimm baren Vorstufe für einen FM-Empfänger mit dem Bipolar- Transistor 1, dem Eingangsnetzwerk 2 und dem Ausgangs netzwerk 3. Das Antennensignal wird dem Eingangsnetz werk 2 am Schaltungspunkt 4 zugeführt. Das Ausgangssi gnal der Verstärkerstufe wird dem Ausgangsnetzwerk 3 am Schaltungsknoten 5 über den Kondensator 6 der nachfol genden Stufe, z. B. Mischstufe, zugeführt. Dem Schal tungsknoten 8 wird die Betriebsspannung der Verstärker stufe aus der Quelle 9 zugeleitet. Das Eingangsnetzwerk 2 ist über den Emitteranschluß 1a mit dem Verstärker transistor 1 verbunden. Das Ausgangsnetzwerk 3 ist mit dem Kollektoranschluß 1b und dem Basisanschluß 1c ver bunden. Zwischen dem Basisanschluß 1c und dem Bezugspo tential ist ein Kondensator 10 geschaltet, der für die Betriebsfrequenz den Basisanschluß nach dem Bezugspo tential schaltet. Damit arbeitet der Transistor 1 für die Signalfrequenz in der Basisgrundschaltung.

Das Eingangsnetzwerk 2 beinhaltet einen abstimmbaren Selektionskreis 2a, bestehend aus der Kreisspule 2b, der Doppelvaraktordiode 2c und den zu Transformations zwecken eingesetzten Kondensatoren 2d und 2e. Die Spule 2f dient zur induktiven Auskopplung des Signals an den Transistor 1. Der Widerstand 2g ist mitbestimmend für den Emitterstrom des Transistors 1. Der Kondensator 2h überbrückt den Widerstand 2g für die Signalfrequenz. Zur Abstimmung des Netzwerkes 2 wird über den Zufüh rungswiderstand 2i die Abstimmspannung 2j zugeführt.

Das Ausgangsnetzwerk 3 enthält eine Drossel 3a, über die dem Transistor 1 die Betriebsspannung zugeführt wird. Der Widerstandsteiler mit den Widerständen 3b und 3c dient der Einstellung des Basispotentials des Tran sistors 1. Der Kollektor des Transistors 1 ist über den Kondensator 3d mit einem abstimmbaren Schwingkreis 3e, bestehend aus der Kreisspule 3f, der Doppelvaraktordio de 3g und den Kondensatoren 3h, 3i und 3j verbunden. Die Abstimmspannung 3l wird über den Zuführungswider stand 3k dem Schaltungspunkt 3m der Doppelvaraktordiode 3g zugeführt, während das Abstimm-Potential der Anoden anschlüsse der Doppelvaraktordiode 3g über den Wider stand 3n mit dem Bezugspotential verbunden ist. Die Schaltungsform des Ausgangsnetzwerkes 2 stellt eine π-Schaltung dar, bei der das Frequenzübertragungsver halten der Ausgangssignalspannung am Schaltungsknoten 5 bei der Abstimmfrequenz ein Maximum (maximales Übertra gungsmaß) aufweist, während oberhalb der Abstimmfre quenz eine Polstelle mit minimalem Übertragungsmaß auf tritt. Im allgemeinen ist die Schaltung so bemessen, daß die Polstelle für minimales Übertragungsmaß bei der Spiegelfrequenz auftritt. Bei manchen Ausführungsformen solcher Schaltungen wird zusätzlich ein Kondensator 3o zwischen die Schaltungspunkte 1b und 1c geschaltet. Dieser Kondensator ist in der Fig. 1 gestrichelt dar gestellt.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei Schaltungen nach dem Prinzip der Schaltung der Fig. 1 neben der gewollten Abstimmresonanz im Betriebsfrequenz bereich mehrere, zusätzliche Resonanzen im Frequenzge biet oberhalb des Betriebsfrequenzbereiches auftreten, die unter bestimmten Bedingungen parasitäre Selbsterre gung bewirken. Grundsätzlich treten, über einen höheren Frequenzbereich gesehen, sowohl im Eingangsnetzwerk als auch im Ausgangsnetzwerk einer Verstärkerschaltung sol che parasitären Resonanzen auf. Sie sind bedingt durch, im Schaltbild nicht erkennbare, parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten der Schaltung, einschließlich der parasitären Komponenten des Verstärkerelementes. Solche Resonanzen, in Verbindung mit den unvermeidbaren Verkopplungen zwischen dem Ausgangs- und Eingangsnetzwerk, die die Gefahrenherde für die Entstehung parasitärer Schwingungen.

Aus der DE 33 26 958 C2, JP 5 48 955 und DE 32 13 406 A1 sind Verstärkerschaltungen bekannt, bei denen Parallelresonanzkreise in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors betrieben werden.

Aus der DE 31 17 009 A1 ist eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor bekannt, bei der ein erster Kondensator, der in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors geschaltet ist, zusammen mit einem weiteren Kondensator und einer Induktivität einen Parallelresonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz oberhalb der Betriebsfrequenz der Verstärkerschaltung liegt.

Die Erfahrung zeigt, daß unter Einhaltung vorgegebener Designregeln, z. B. für die Leiterplatte und durch vorgegebene Bauelemente, der Aufbau solcher Verstärkerschaltungen keine genügende Sicherheit gegenüber dem Auftreten parasitärer Schwingungen bietet. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung anzugeben, bei der möglichst keine parasitäre Selbsterregung auftritt, wobei jedoch gleichzeitig die Bedingung erfüllt ist, daß durch die Unterdrückung der parasitären Selbsterregung das Betriebsverhalten im Betriebsfrequenzbereich nicht beeinträchtigt wird. Diese Aufgabe wird bei einer Verstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor, bei der ein erster Kondensator in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors geschaltet ist und zusammen mit einem weiteren Kondensator und einer Induktivität einen Parallelresonanzkreis bildet, dessen Resonanzfrequenz oberhalb der Betriebsfrequenz der Verstärkerschaltung liegt, durch das Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird im folgenden an einem Ausführungsbeispiel erläutert.

Die Fig. 2 zeigt den maßgeblichen Schaltungsteil der Schaltung nach Fig. 1, wobei jedoch nach der Erfindung dafür gesorgt ist, daß keine parasitären Schwingungen auftreten und außerdem auch das Betriebsverhalten im Betriebsfrequenzbereich nicht beeinträchtigt wird. Gegenüber der Schaltung nach der Fig. 1 ist gemäß der Erfindung zusätzlich zum Kondensator 10 eine Induktivi tät 10b in Reihe zum Kondensator 10 geschaltet. Ein weiterer Kondensator 10a ist zwischen den Basisanschluß 1c und das Bezugspotential geschaltet. Die Induktivität 10b kann als gesondertes Bauteil ausgeführt sein oder durch die Induktivität der Zuleitung oder durch die Eigeninduktivität des Kondensators gebildet sein. Die Fig. 2a stellt die Ersatzschaltung eines Kondensators 10 mit den Zuleitungsinduktivitäten 10b′ und 10b′′ dar. Die Induktivität 10b, bildet mit der Kapazität des Kon densators 10a einen Parallelresonanzkreis.

Der Impedanzverlauf der erfindungsgemäßen Kombination der Schaltelemente 10, 10a und 10b ist in der Fig. 3 dargestellt. Das Netzwerk zeigt danach im Impedanzver lauf 11 eine Serienresonanz an der Stelle 12 und eine Parallelresonanz an der Stelle 13 der Frequenzachse f. Der Betriebsfrequenzbereich f_s liegt oberhalb der Seri enresonanz 12 und unterhalb der Parallelresonanz. Auf grund dieser Konstellation ist für den Betriebsfrequenz bereich praktisch nur die Induktivität 10b wirksam, wodurch der Wert dieser Induktivität nach Gesichtspunk ten des Betriebsfrequenzbereiches weitgehend frei wähl bar ist, z. B. in Verbindung mit dem Kondensator 3o in der Schaltung nach der Fig. 1. Über diese Kombination aus Induktivität 10b und der Kapazität des Kondensators 30 ist eine Mitkopplung für den Betriebsfrequenzbereich einstellbar, die z. B. das Verstärkungsverhalten der Stufe vorteilhaft beeinflußt. Ferner kann in der erfin dungsgemäßen Schaltung die Serienresonanzfrequenz frei gewählt werden, um bestimmte Eigenschaften der Schal tung, z. B. im Hinblick auf das Regelzeitverhalten bei Einbindung der Vorstufe in einen Regelkreis, zu reali sieren.

Die Parallelresonanzfrequenz (13) bewirkt, daß um die Resonanzfrequenz die Basis des Transistors 1 - wegen der dann großen Impedanz der erfindungsgemäßen Kombina tion - vom Bezugspotential abgekoppelt wird. Dadurch wird die Verstärkung des Systems im Bereich der Paral lelresonanzfrequenz entsprechend reduziert. Bemißt man die Parallelresonanzfrequenz (13) gleich oder nahezu gleich der parasitären Schwingfrequenz, bei der die Schaltung ohne die Erfindung schwingt, so bewirkt die Erfindung die Vermeidung der parasitären Selbsterregung. Da die Parallelresonanzfrequenz (13) im allgemeinen das Vielfache der Betriebsfrequenz beträgt, hat die Erfin dung praktisch keinen Einfluß auf das Betriebsfrequenz verhalten der Verstärkerschaltung. Wie Beobachtungen gezeigt haben, ist die Gefahr der Selbsterregung nur bei solchen Frequenzen gegeben, bei denen, unter Be triebsbedingungen, am Ausgang des Verstärkerelementes (Schaltungsknoten 1b) oder am Eingang des Verstärker elementes (Schaltungsknoten 1a), oberhalb des Betriebs frequenzbereiches Parallelresonanz auftritt. Um die Ge fahr der Entstehung von parasitären Schwingungen zu minimieren, ist die Anwendung der Erfindung vorteil haft. In diesem Falle wird die Parallelresonanzfrequenz (13) erfindungsgemäß vorzugsweise im Bereich der para sitären Resonanzfrequenz am Ein- oder Ausgang gewählt. Ferner hat sich gezeigt, daß die parasitären Parallel resonanzen, die die Gefahr des Entstehens parasitärer Schwingungen bewirken, in den untersuchten Schaltungen etwa um den Faktor 4 bis 7 höher liegen als die Be triebsfrequenz.

Für eine Betriebsfrequenz f_s von 100 MHz kann die er findungsgemäße Schaltung für eine FM-Vorstufe beispiels weise wie folgt ausgelegt werden:
parasitäre Parallelresonanz (13) f_P = 5 · 100 MHz = 500 MHz,
Basisinduktivität (10b) L_B = 10 nH,
Basisabblockkapazität (10) C_B = 10 nF.

Unter Zugrundelegung dieser Daten ergibt sich
eine Parallelkapazität (10a) C_P von ca. 10 pF
und eine Serienresonanzfrequenz (12) f_s = 15,9 MHz.

In der Fig. 4 ist eine Weiterbildung der Erfindung dargestellt. Gegenüber der Schaltung nach Fig. 3 ist ein Widerstand 10c in Reihe zum Kondensator 10a geschal tet. Der Widerstand 10c bewirkt eine Dämpfung der Paral lelresonanz (13). Dies kann dann vorteilhaft sein, wenn bei Frequenzen oberhalb der Parallelresonanzfrequenz (13) die Eigen-Serienresonanz des Kondensators 10a, bedingt durch die Eigeninduktivität 10d des Kondensa tors 10a, wirksam wird und dadurch das System in diesem Frequenzbereich zu Instabilitäten neigt. In Schaltungs ausführungen, wo die Verbindungen zwischen den Bautei len der Schaltung in gedruckter Form ausgeführt werden, ist es vorteilhaft, die gewünschte Induktivität des Leitungsweges von 1c über den Kondensator 10 nach dem Bezugspotential durch entsprechende Leiterbahnbemessung einzustellen. Unter Verwendung von SMD-Bauteilen für die Kondensatoren 10 und 10a sind mit dieser Methode reproduzierbare Bedingungen erreichbar.

Die Fig. 5 zeigt eine Modifikation der Schaltung nach der Fig. 4. Bei der Schaltung nach der Fig. 5 ist der Kondensator 10a parallel zur Induktivität 10e geschal tet. In diesem Falle ist die Eigeninduktivität des Kon densators 10 nicht in den Parallelresonanzkreis einbe zogen. Diese Schaltung kann unter bestimmten Layout- Voraussetzungen vorteilhaft sein.

Die Fig. 6 zeigt eine andere Weiterbildung der Erfin dung. Gegenüber der Schaltung nach der Fig. 4 ist ein Widerstand 1d in der Kollektorleitung des Transistors 1 vorgesehen. Dieser Widerstand hat die Aufgabe, die Ge fahr der Entstehung parasitärer Schwingungen, insbeson dere für Frequenzen weit oberhalb der Parallelresonanz frequenz (13), zu bewirken. Dadurch, daß die Wirkung dieses Widerstandes bei Frequenzen weit oberhalb der Betriebsfrequenz auftreten soll (erforderlich ist), kann der Wert dieses Widerstandes 1d sehr klein gewählt werden (z. B. 10 bis 50 Ohm). Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß der Einfluß dieses Widerstandes im Be triebsfrequenzbereich vernachlässigbar klein gehalten werden kann.

In der Fig. 7a ist eine erfindungsgemäße Schaltung dargestellt, bei der die Parallelresonanz (13) durch einen Parallelschwingkreis, bestehend aus der Indukti vität 1e und der Kapazität 1f in der Basiszuführung des Transistors 1, erzeugt wird. Die Elemente 1e, 1f und der Widerstand 1d können beispielsweise zusammen mit dem Transistor 1 integriert werden.

Eine entsprechende Ausführungsform zeigt die Fig. 7b. In einem Substratkörper S sind der Transistor 1, der Kondensator 1f und der Widerstand 1d monolithisch inte griert. Die Verbindungen der Bauelemente erfolgt mit aufgedampften Leiterbahnen, wobei die Induktivität 1e durch eine spiralförmige Ausbildung der Leiterbahn vom Transistorbasisanschluß 1c′ zum Bondpad und danach über den Anschlußdraht 1g zur Transistoranschlußklemme 1c gebildet wird. Der Kondensator 1f ist mit seinem einen Anschluß mit dem inneren Basisanschluß 1c′ und mit dem anderen Anschluß über das Bondpad 1h und den Anschluß draht 1i mit dem Transistoranschluß 1c verbunden. Da die Parallelresonanzfrequenz (13) bei der Anordnung nach der Fig. 7b durch die Summe der Induktivitäten der Elemente 1e, 1g und 1i, in Verbindung mit der Kapa zität des Kondensators 1f, bestimmt wird, besteht die Möglichkeit, durch die Länge und Durchmesser der An schlußdrähte 1g und 1i die Resonanzfrequenz zu beein flussen. Bei einer Anordnung nach der Fig. 7b läßt sich im Bedarfsfalle der integrierte Parallelschwing kreis abschalten, indem die Verbindung 1i nicht ausge führt wird.

In einer Weiterbildung der Erfindung läßt sich, ent sprechend der Schaltung nach der Fig. 4, auch der in der Fig. 4 angedeutete Widerstand 10c sinngemäß, in Reihe zum integrierten Kondensator 1f, integrieren.

Die Anwendung der Erfindung läßt sich sinngemäß auch auf Verstärkerschaltungen anwenden, bei denen Feldef fekttransistoren anstelle von Bipolartransistoren als Verstärkerbauelemente eingesetzt werden. In diesem Fal le entsprechen den Anschlüssen Basis, Emitter und Kol lektor eines Bipolartransistors die Anschlüsse Gate, Source und Drain eines Feldeffekttransistors.

Claims

1. Verstärkerschaltung mit einem Verstärkertransistor, bei der ein erster Kondensator in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors geschaltet ist, wobei eine Induktivität und ein zweiter Kondensator vorgesehen sind, die als Parallelresonanzkreis in Reihe mit dem ersten Kondensator und in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors geschaltet sind, oder zusammen mit dem ersten Kondensator und der Induktivität einen Parallelresonanzkreis bilden, der in Reihe zur Steuerstrecke des Verstärkertransistors geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises oberhalb des Betriebsfrequenzbereichs der Verstärkerschaltung liegt und nahezu gleich der parasitären Schwingfrequenz der Verstärkerschaltung gewählt wird, die die Verstärkerschaltung ohne die Induktivität und den zweiten Kondensator hätte.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Resonanzfrequenz über einem Mehrfa chen der Betriebsfrequenz liegt.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz zwischem dem Vierfachen und dem Siebenfachen der Betriebsfrequenz liegt.

4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz einer der parasitären Parallelresonanzfrequenzen am Eingang des Verstärkertransistors entspricht.

5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz einer der parasitären Parallelresonanzfrequenzen am Ausgang des Verstärkertransistors entspricht.

6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator parallel zum ersten Kondensator geschaltet ist.

7. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität durch die Induktivität der Zuleitungen zum ersten Kondensator gebildet ist.

8. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine gesonderte Indukti vität in Reihe zum ersten Kondensator vorgesehen ist und daß der zweite Kondensator parallel zu dieser In duktivität geschaltet ist.

9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zum zweiten Kondensator ein Widerstand geschaltet ist.

10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe zur Ausgangs elektrode des Transistors ein Widerstand geschaltet ist.

11. Verstärkerschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge kennzeichnet, daß der in Reihe zur Ausgangselektrode des Transistors liegende Widerstand derart niederohmig gewählt wird, daß er bei der Betriebsfrequenz keine oder nur eine geringe Dämpfung der Verstärkung, bei einem Mehrfachen der Be triebsfrequenz jedoch eine spürbare Dämpfung der Verstärkung bewirkt.

12. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der in Reihe zur Aus gangselektrode des Transistors liegende Widerstand zu sammen mit dem Transistor integriert ist.

13. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des er sten Kondensators wesentlich größer als die Kapazität des zweiten Kondensators ist.

14. Verstärkerschaltung nach Anspruch 13, dadurch ge kennzeichnet, daß die Kapazität des ersten Kondensators mindestens 10mal größer als die Kapazität des zweiten Kondensators ist.

15. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator und die Induktivität zusammen mit dem Verstärkertransi stor integriert sind.

16. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß auch der Widerstand, der in Reihe zur Ausgangselektrode des Transistors liegt, zusammen mit dem zweiten Kondensator, der Induk tivität und dem Verstärkertransistor integriert ist.

17. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität als Leiterbahn ausgebildet ist.

18. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität spiral förmig ausgebildet ist.

19. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die mitintegrierte In duktivität und der mitintegrierte Kondensator über Bond drähte mit einer gemeinsamen externen Anschlußelektrode verbunden sind.

20. Verstärkerschaltung nach Anspruch 19, dadurch ge kennzeichnet, daß die Bonddrähte Teile der Induktivität bilden, die die Parallelresonanz ergibt.

21. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkertransi stor in Basis- oder Gateschaltung betrieben ist.

22. Verstärkerschaltung nach Anspruch 21, dadurch ge kennzeichnet, daß die den Parallelresonanzkreis bilden den Schaltungselemente in der Basisleitung des Verstär kertransistors liegen.