KR0157206B1 - 저잡음 증폭기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 저잡음 증폭기를 공개한다. 그 회로는 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터, 상기 공통 소오스 트랜지스터의 소오스와 접지사이에 연결된 제1인덕터 및 상기 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단사이에 연결된 제2인덕터로 구성되어 있다. 따라서, Γopt와 Gmax포인트를 보다 더 가깝게 만들어, 잡음 및 입력 이득 동시 정합이 이루어지게 할 수 있으므로 성능이 개선될 수 있다.

Description

저잡음 증폭기
제1도는 종래의 전형적인 저잡음 증폭기의 회로도.
제2도 내지 제7도는 종래의 저잡음 증폭기들의 구성을 나타낸 회로도.
제8도는 본 발명의 제1실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제9도는 4.5㎓에서 캐스코드 저항 병렬 궤환의 궤환 저항에 따른 Γopt와 Gmax그리고 S11의 포인트들을 나타내는 스미스 차트(smith's chart).
제10도는 본 발명의 제2실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로.
제11도는 6㎓에서 CGPF의 궤환 임피던스에 따른 Γopt, Gmax그리고 S11포인트들을 나타내는 스미스 차트.
제12도는 본 발명의 제3실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제13도는 12㎓에서 1.8nH 국부 궤환 인덕턴스 및 1.8㏀광역 궤환 저항에 대한 일정한 잡음값 원들, CCPF+CGPF의 Gmax, Γopt포인트들을 나타내는 스미스 차트.
제14도는 본 발명의 제4실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제15도는 6㎓에서 CGSF의 궤환 인덕터에 대한 Γopt, Gmax그리고 S11포인트들을 나타낸 스미스 차트.
제16도는 본 발명의 제5실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제17도는 6㎓에서 CSSL+CGPL의 공통 게이트단의 단락 궤환 인덕턴스에 따른 Γopt, Gmax그리고 S11포인트들을 나타내는 스미스 차트.
제18도는 본 발명의 제6실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제19도는 본 발명의 제7실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제20도는 본 발명의 제8실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도.
제21도는 1㎓에서 4㏀ 궤환저항 및 1.7㏀ 부하저항에 대한 CCPF의 일정 잡음값의 원들 및 Gmax포인트들을 나타내는 스미스 차트.
본 발명은 저잡음 증폭기에 관한 것으로, 특히 특성이 개선된 저잡음 증폭기에 관한 것이다.
제1도는 종래의 전형적인 저잡음 증폭기의 회로도로서, 입/출력 정합 회로(10, 14) 및 액티브 소자(12)로 구성된다.
제1도에 나타낸 저잡음 증폭기의 잡음 값은 아래의 식으로 표현된다.
상기 식(1)에서 NFmin은 최소 잡음 값이고, Rn은 정규화된 잡음 저항이고, Γopt는 최적 잡음 정합 소오스 반사 계수이고, Γs는 소오스 반사 계수를 각각 나타낸다. 식(1)은 NFmin, Rn및 Γopt에 의존한다. 이러한 양들은 잡음 파라미터로 알려져 있고, 실험적으로 결정될 수 있다. NF는 또한 Γs의 함수이다. NFmin을 얻기 위해서 Γs는 Γopt와 동일해야 한다. 이 정합 과정을 잡음 정합이라고 부른다.
다음, 초고주파 증폭기의 전력 이득을 고려하자. 초고주파 증폭기에는 몇개의 이득 정의들이 있다. 초고주파 주파수에서 매우 유용한 액티브 소자(12)의 유한 S12를 고려할 때, 초고주파 증폭기들의 입력 정합 회로의 설계에 유용한 전력 이득 개념은 회로로 부터 이용가능한 전력에 대한 소오스로 부터 이용가능한 전력의 비인 유효 전력 이득(GA)이다. 이것은 아래의 식으로 표현된다.
여기에서, GA는 Γs와, 액티브 소자 12의 S파라메타의 함수이고, 부하 반사 계수 ΓL의 함수가 아니다. 따라서, Γs및 GA를 최대로 얻을 수 있도록 하는 과정을 입력전력 정합이라고 한다.
저잡음 증폭기의 출력 정합 회로(14)는 아래의 식에 의해서 정의된 동작 전력 이득 개념을 사용하여 설계될 수 있다.
Gp는 ΓL및 액티브 소자(12)의 S파라메타들의 함수이고, Γs의 함수가 아니다. 따라서, ΓL을 Gp가 최대가 되도록 하는 과정을 출력 전력 정합이라고 하며 일반적인 정합기법을 사용할 수 있다.
초고주파 증폭기들의 안정성을 고려하여 보자. 무조건적인 안정성에 대한 필요 충분적인 조건은 아래의 식으로 주어진다.
여기에서, Δ=S21S22-S12S21이다.
액티브 소자의 안정성 팩터(K)가 1보다 클 때, 입/출력 전력 정합을 얻을 수 있다.
그러나, 액티브 소자의 K가 1보다 작을 때, 우리는 부정 정합을 가질 수 없다. 이것은 전력 정합 포인트들이 안정하지 않은 영역에 놓여지기 때문이다. 이것은 초고주파 증폭기들에서 매우 일상적인 예이다. 그래서, 안정성 과정은 전력 정합을 위하여 요구된다. 부분적으로 안정한 또는 불안정한 액티브 소자는 입력(또는 출력)에서 로딩 또는 궤환 기술을 사용함에 의해서 안정화될 수 있다.
그러나, 부가적인 안정화 회로는 잡음 성능을 상당하게 격감시킬 수도 있다. 그래서, 초고주파 저잡음 증폭기 설계의 경우에, 안정화 회로를 추가하는 대신에 원하지 않는 진동을 방지하기 위하여 주의깊게 선택하여야 한다.
공통 소오스 단일 게이트 전계 효과 트랜지스터(또는, 공통 게이트 바이폴라 접합 트랜지스터)를 가지고 저잡음 증폭기를 설계할 때, NFmin을 달성하기 위한 잡음 정합이 고입력 전압 정상파율(voltage standing wave ratio; VSWR)에서 초래된다는 것은 잘 알려져 있고, 그 반대의 경우도 성립한다. 이것은 최적 잡음 정합 소오스 반사 계수 Γopt는 최대 이용가능한 전력 이득 정합 소오스 반사 계수 Gmax와는 매우 다르기 때문이다. 따라서, 잡음정합을 하면 입력전력정합이 되지 않으며 반대로 입력전력정합이 되면 잡음정합을 이룰 수 없다. 그래서, NF와 전력이득, 입력VSWR 사이의 절층이 요구된다.
그러나, 만일 우리가 Γopt와 Gmax를 일치하게 만들 수 있다면, NFmin, 최대 전력 이득 및 저입력 VSWR이 동시에 달성될 수 있다. 이것을 잡음 및 입력 전력 동시 정합이라고 부른다.
본 발명의 목적은 Γopt와 Gmax를 일치시킴으로써 잡음 및 입력 전력 동시정합을 수행할 수 있는 저잡음 증폭기를 제공하는데 있다.
이와같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 저잡음 증폭기는
첫째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터와 공통 게이트 트랜지스터 및 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 것과,
둘째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 공통 게이트 트랜지스터, 및 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 것과,
셋째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 저항 및 상기 공통 소오스 트랜지스터와 공통 게이트 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 것과,
넷째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터, 상기 공통 소오스 트랜지스터의 소오스와 접지 사이에 연결된 인덕터 및 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단과 접지 사이에 연결된 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 것과,
다섯째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단, 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터, 상기 공통 소오스 트랜지스터의 소오스와 접지 사이에 연결된 제1인덕터 및 상기 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터의 접점과 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 제2인덕터를 구비한 것을 특징으로 한다.
여섯째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터; 상기 공통 에미터 트랜지스터의 에미터와 접지 사이에 연결된 제1인덕터; 및 상기 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 베이스 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 제2인덕터를 구비한 것을 특징으로 한다.
일곱째, 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터; 상기 공통 에미터 트랜지스터의 에미터와 접지 사이에 연결된 인덕터; 및 상기 공통 베이스 트랜지스터의 출력단과 접지 사이에 연결된 저항을 구비한 것을 특징으로 한다.
첨부된 도면을 참고로 하여 본 발명의 저잡음 증폭기를 설명하면 다음과 같다.
제8도를 참조하면 본 발명의 제1실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자는, 신호 입력단과 출력단 사이에 캐스코드로 연결된 트랜지스터들(M1, M2) 및 신호 입력단과 출력단 사이에 연결된 궤환 저항(R1)로 구성되어 있다. 그래서, 이 구조를 캐스코드 저항 병렬 궤환 구조(CCPF; cascode resistive parallel feedback)라고 하기로 한다. 이 구조는 더 높은 이득, 더 넓은 대역과 같은 캐스코드 구조의 타고난 잇점을 이용하고, 또한, 더 좋은 선형성, 더 좋은 안정성 및 파라메타 변화에 대한 불감성을 가지는 저항 병렬 궤환 구조의 잇점을 이용한 것이다. 그리고, 궤환 저항을 선택함에 의해서 잡음 및 입력단의 전력 정합이 이루어지게 할 수 있다. 1.5㏀의 궤환 저항을 가지고 일어나는 Γopt(최적 잡음 정합 소오스 반사 계수) 및 Gmax(최대 이용가능한 전력 이득 정합 소오스 반사 계수) 포인트들을 제9도의 스미스 차트(smith's chart)에 나타내었다. 제3도는 4.5㎓에서 캐스코드 저항 병렬 궤환의 궤환 저항에 따른 Γopt, Gmax및 S11포인트들을 나타내는 것이다. 제3도에서, 실선으로 표시한 원은 임피이던스 곡선을, 점선으로 표시한 원은 어드미턴스 곡선을 나타내는 것으로, 가로측에 표시된 값들은 임피이던스 및 어드미턴스 값의 실수값을 표시하는 것이고, 원 주위에 표시한 값은 허수값을 나타내는 것이다.
제10도는 본 발명의 제2실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자 회로도로서, 신호 입력단과 출력단 사이의 트랜지스터(M3) 및 신호 입력단과 출력단 사이에 연결된 인덕터(L1)로 구성되어 있다. 이 구조를 공통-게이트 유도 병렬 궤환(CGPF:Common Gate inductive Parallel Feedback)구조라고 하기로 한다. CG가 CS보다 더 큰 NFmin, 더 작은 이득을 가지며, 더 악화된 안정성을 가진다는 것은 알려져 있어서 저잡음 증폭기에는 적절하지 않다고 알려져 있다. 그러나, 유도 병렬 궤환 구조는 무조건적인 안정성과 함께 NFmin을 더 작게, 이득을 더 크게 만든다. 유도 병렬 궤환의 역할은 Cds(드레인-소오스간의 캐패시턴스)를 제거하는 것이다. 게다가, 제11도에 나타낸 것처럼, 우리는 Gmax가 Γopt에 훨씬 더 가깝도록 만들 수 있다. 요구되는 인덕턴스의 값은 대략 Lfb1=1/(ω2Cds)(ω는 각 주파수)에 의해서 주어진다. 그래서, 이 기술은 주파수가 증가하고, 소자의 넓이가 증가할수록 더 실질적이 될 수 있다.
제11도는 6㎓에서 Γopt및 Gmax의 임피이던스/어드미턴스 맵핑 및 CGPF의 궤환 인덕터에 따른 Γopt, Gmax및 S11포인트들을 나타내는 것이다. 제11도에서, 실선으로 표시한 원은 임피이던스 곡선을 나타내는 것으로, 가로축에 표시된 값들은 임피이던스 값의 실수값을 표시하는 것이고, 원주위에 표시한 값은 허수값을 나타내는 것이다. 그리고, 네모로 표시한 것은 Gmax의 값을, +로 표시한 것은 Γopt의 값을 각각 나타내는 것이다. 제5도로부터, Gmax와 Γopt포인트들이 인덕터(L)의 값이 7.5인 포인트에서 가장 가까워짐을 알 수 있다.
제12도는 본 발명의 제3실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도로서, 입력단과 출력단 사이에 캐스코드로 연결된 트랜지스터들(M4, M5), 입력단과 출력단 사이에 연결된 저항(R2) 및 트랜지스터(M5)에 병렬로 연결된 인덕터(L2)로 구성되어 있다. 제6도에 나타낸 구조는 CGPF 및 CCPF에 부여되는 잇점을 결합함에 의해서 만들어진 구조로서, 공통-게이트 유도 병렬 궤환을 가진 캐스코드 저항 병렬 궤환구조(CCPF+CGPF)로 부르기로 한다. 또한, 이 구조는 더 높은 주파수(X밴드)에서 더 유용하게 된다. 왜냐하면, CGPF는 주파수가 증가함에 따라 더 크게되는 CG단으로 부터 잡음 기여가 급격하게 감소될 수 있다.
제13도는 12㎓에서 1.85nH 국부 궤환 인덕턴스 및 1.8㏀광역 궤환 저항에 대한 일정한 잡음값 원들, CCPF+CGPF의 Gmax, Γopt포인트들을 나타내는 것이다. 제13도에서, 실선으로 표시한 원은 임피이던스 곡선을 나타내는 것으로, 가로축에 표시된 값들은 임피이던스 값의 실수값을 표시하는 것이고, 원주위에 표시한 값은 허수값을 나타내는 것이다. 그리고, 네모로 표시한 것은 Gmax의 값을, +로 표시한 것은 Γopt의 값을 각각 나타내는 것이고, Γopt를 중심으로 한 원은 잡음값 원들을 나타내는 것이다.
제14도는 본 발명의 제4실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도로서, 입력단과 출력단 사이에 캐스코드로 연결된 트랜지스터들(M6, M7), 트랜지스터(M6)의 소오스와 접지사이에 연결된 인덕터(L3) 및 출력단과 접지사이에 연결된 저항(R3)으로 구성되어 있다. 이 구조를 캐스코드 유도 직렬 궤환 구조(cascode inductive series feedback; CCSF)라고 부르기로 한다. Gmax대신에 Γopt및 S11*의 동시 매칭은 유도 직렬 궤환 및 공통 소오스(common source; CS)를 사용하고 적절한 부하를 이용할 경우 얻어질 수 있다는 것이 보고되었다. 그러나, 이득은 직렬 궤환 및 작은 부하 임피이던스로 인하여 상당히 작게 되고, 나쁜 출력 VSWR이 불가피하다. 더더군다나, 주파수가 증가함에 따라, Gmax포인트는 S12로 인하여 S11*과는 훨씬 다르게 한다. 캐스코드는 이러한 문제들을 해결할 수 있다. 왜냐하면, 캐스코드의 이득은 CS의 이득보다 훨씬 더 크고, 출력 부하는 캐스코드의 훨씬 더 작은 S12로 인하여 입력 매칭에 영향을 미치지 않는다.
제15도는 6㎓에서 CGSF의 궤환 인덕터에 따른 Γopt, Gmax및 S11포인트들을 나타내는 것이다. 제15도에서, 실선으로 표시한 원은 임피이던스 곡선을 나타내는 것으로, 가로측에 표시된 값들은 임피이던스 값의 실수값을 표시하는 것이고, 원주위에 표시한 값은 허수값을 나타내는 것이다. 그리고, 네모로 표시한 것은 Gmax의 값을, +로 표시한 것은 Γopt의 값을 각각 나타내는 것이다. 제9도로부터, 잡음 및 입력 전력 동시 정합이 0.8nH 직렬 궤환에서 일어남을 알 수 있다.
제16도는 본 발명의 제5실시예의 저잡음 증폭기의 액티브 소자의 회로도로서, 입력단과 출력단 사이에 캐스코드로 연결된 트랜지스터들(M8, M9), 트랜지스터(M8)의 소오스와 접지사이에 연결된 인덕터(L4) 및 트랜지스터(M9)에 병렬로 연결된 인덕터(L5)로 구성되어 있다. 이 구조는 공통 소오스 유도 직렬 궤환 및 공통-게이트 유도 병렬 궤환의 결합으로써 CSSL+CFPF(common-source inductive series feedback and common-gate inductive parallel feedback)라 부르기로 한다. 즉, 이 구조는 공통 소오스 유도 직렬 궤환 및 공통-게이트 유도 병렬 궤환의 잇점을 이용한다. 다시 말하면, 잡음 및 입력 전력 동시 정합은 유도 직렬 궤환에 의해서 얻어진다. 그리고, 공통 게이트(common-gate; CG)단으로부터 더해진 잡음의 최소화 및 좋은 안정성은 유도 병렬 궤환에 의해서 얻어질 수 있다.
제17도는 6㎓에서 CSSL+CGPL의 공통 게이트단의 단락 궤환 인덕턴스에 따른 Γopt, Gmax및 S11포인트들을 나타내는 것이다. 제17도에서, 실선으로 표시한 원은 임피이던스 곡선을 나타내는 것으로, 가로축에 표시된 값들은 임피이던스 값의 실수값을 표시하는 것이고, 원주위에 표시한 값은 허수값을 나타내는 것이다. 그리고, 네모로 표시한 것은 Gmax의 값을, +로 표시한 것은 Γopt의 값을 각각 나타내는 것이다. 제17도로부터, 2nH-6nH에서 Gmax와 Γopt포인트들이 가장 가까워짐을 알 수 있다.
제18도는 CCPF를 바이폴라 트랜지스터로 구현한 것이고, 제19도는 CCSF를 바이폴라 트랜지스터로 구현한 것이고, 제20도는 상술한 제5실시예의 엔모스 트랜지스터를 바이폴라 트랜지스터로 구현한 것이다.
상술한 본 발명의 저잡음 증폭기의 액티브 소자와 종래의 공통 소오스(common-source; CS) 구조(제2도), 공통-소오스 저항 부하(ommon source resistive load; CSRL) 구조(제3도), 공통-소오스 유도 직렬 궤환(common-source inductive series feedback; CSSL) 구조(제4도), 공통-소오스 유도 직렬 궤환 및 부하 저항(common-source inductive series feedback and resistive load; CSSF) 구조(제5도), 공통 게이트(common-gate; CG) 구조(제6도) 및 캐스코드(cascode) 구조(제7도)의 성능을 2(B=fT/f=12). 6(B=fT/f=4) 및 12(B=fT/f=2)㎓에서 비교한 것을 아래의 표 1-3에 각각 나타내었다. 선택된 소자는 GaAs MESFET의 경우 24㎓의 fT를 갖고 실리콘 npn 바이폴라 트랜지스터의 경우에는 10㎓의 fT를 갖는다. 아래의 표 1-3에 있어서 각 구조에 대한 안정성 팩터(stability factor; K), 최대 유효 전력 이득(maximum available power gain; MAG), 최소 잡음값(minimum noise figure; NFmin) 및 최소 잡음측정(Mmin) 및 입력 잡음 정합되고, 출력 이득 정합되었을 때의 입력 전압 정상파 율(input voltage standing wave ratio; VSWR)을 각각 나타낸다. 이 값들은 이솝 시뮬레이터(EEsof's LibraTM)를 사용함에 의해서 얻어졌다. 그리고, 표를 볼때 알아두어야 할 점으로는 표 1-3에 나타낸 값중 K가 1보다 클 수록, MAG가 클수록, NFmin이 작을수록, Mmin이 작을수록, 그리고 VSWR이 1에 가까울수록 좋은 성능을 가진 저잡음 증폭기가 될 수 있다는 것이다.
상기 표로부터, 제9도에 나타낸 CCPF의 NF(최소 노이즈 특성)은 드레인 노드에서 안정화 저항과 함께 CS구조와 같은 단순한 회로 구조와 비교하여 보면 약간 증가된다. 이 원인은 고주파(C 및 X밴드들)에서는 궤환 저항 및 CG(공통 게이트)로부터 추가된 잡음에 의한 것이고, 저주파(L밴드)에서는 궤환 저항으로부터 추가된 잡음으로 인한 것이다. 그래서, CCPF의 NF를 감소하기 위해서, 우리는 훨씬 더 큰 정합저항을 사용하거나 또는 CS 및 CG단들 사이에 단간정합을 고려하여 CG단으로부터 추가되는 잡음을 감소시켜야 한다. 그래서, 제10도 및 제12도에 나타낸 구조가 만들어진 것이다.
CG가 CS보다 더 큰 NF, 더 작은 이득을 가지며, 더 악화된 안정성을 가진다는 것은 알려져 있다. 그러나, 유도 병렬 궤환 구조는 무조건적인 안정성과 함께 NF을 더 작게, 이득을 더 크게 만든다. 유도 병렬 궤환의 역할은 C(드레인-소오스간의 캐패시턴스)를 제거하는 것이다. 게다가, 제11도에 나타낸 것처럼, 우리는 G가 Γ에 훨씬 더 가깝도록 만들 수 있다. 요구되는 인덕턴스의 값은 대략 L1=1/(ω C)(ω는 각 주파수)에 의해서 주어진다. 그래서, 제10도에 나타낸 구조는 주파수가 증가하고, 소자의 게이트 폭이 증가할수록 더 실질적이 될 수 있다. CGPF의 정규화된 노이즈 저항은 CS보다 작다. 이것은 CGPF의 일정한 노이즈 특성 원들의 반경이 더 크다는 것을 의미한다. 이것은 CGPF가 동시 노이즈, 입력 파워 매칭 및 무조건적인 안정성(표 1-3을 참조)과 함께 더 좋은 잡음 측정 성능을 우리에게 준다. 그러나, 비교적 큰 C변동으로 인한 이 구조에 대한 제조 가능성이 관건이고, 출력 전력 정합은 큰 출력 임피이던스로 인하여 오히려 어렵다.
CG단의 NF의 감소외에도 국부 유도 병렬 궤환은 표 3에 나타낸 것처럼 동시 매칭을 위하여 훨씬 더 큰 궤환 저항을 사용하는 것을 가능하도록 한다. CCPF+CFPF의 M(최소 잡음 측정)은 120㎓에서 단지 CCPF의 M보다 훨씬 더 낮다.
2 및 6㎓에서 CCSF와 CCPF의 M은 CSSF와 함께 CSSF의 M보다 더 작고, 120㎓에서는 그렇지 않다. 이것은 CG단계로부터 추가된 잡음이 주파수가 증가함에 따라서 더 크게되기 때문이다. 이것을 감소하기 위한 구조가 제10도에 나타낸 구조이다. 이 구조의 M은 모든 초고주파 범위에서 매우 좋다. 그러나, 이 구조의 단점은 두개의 인덕터들이 요구되고, 칩사이즈가 상당하게 증가한다는 것이다.
결과적으로, 각 구조는 저잡음 주파수의 액티브 소자로서 충분히 이용될 수 있지만 각각은 약간의 단점을 지니고 있다.
그래서, 우리는 어떤 종류의 구조가 주어진 주파수 밴드, 즉, L(2㎓), C(6㎓)및 X(12㎓)에 대하여 가장 적절한지를 알아보기로 한다.
우선, L밴드에 대하여, 표 1에서 2보다 작은 VSWR 특성을 가지면서 가장 작은 M을 가지는 구조는 CGPF이다. 그러나, 이 구조에 있어서 요구된 익덕턴스는 75nH이고, 그 값이 너무 커서 모노리식 형으로 구현될 수 없다. 다음으로 작은 M을 가지는 후보는 CSSL+CGPF 및 CCSF이고, 이들은 유사한 노이즈 측정 성능을 나타낸다. 대역, 선형성, 안정성 및 파라메타 변화에 대한 불감성을 생각할 때, 그들이 비록 조금 더 큰 NF을 가지지만, CCPF 및 CCPF+CGPF는 또한 좋은 기술들이다. 전체적으로, 0.5㎛ MESFET가 사용될 때 CCSF 및 CSSL+CGPF는 2㎓에서 최선의 선택으로 보인다. npn BJT를 사용한 LNA에 대하여, CCPF의 M은 거의 다른 것과 같다. 왜냐하면, NF의 증가는 CE단의 더 큰 이득과 더 큰 궤환 저항으로 인하여 무시되기 때문이다. 게다가, Γ및 G포인트들은 제21도에 도시된 50Ω에 가깝다. 그래서, CCPF는 실리콘 npn BJT를 사용한 L밴드 응용을 위하여 가장 좋은 것으로 보인다(표 4 참조).
다음으로, C밴드 및 X밴드에 대하여, 표 2와 표 3에서 2 보다 작은 VSWR 특성을 가지면서 가장 낮은 M을 가지는 구조는 CGPF이다. 요구된 인덕턴스 값은 6 및 12㎓에 대하여 각각 7.5nH 및 1.85nH이고, 모노리식 형으로 잘 구현될 수 있다. CSSL+CGPF, CCSF, CCPF 및 CCPF+CGPF는 무조건적인 안정성 및 제조 가능성과 함께 상당하게 좋은 노이즈 측정을 나타낸다.
특히, X밴드에서, 캐스코드 구조를 사용하는 것 중, CCPF+CGPF 및 CSSL+CGPF는 CCSF 및 CCPF 보다 더 좋은 노이즈 측정 성능을 나타낸다. 이것은 공통-게이트 유도 병렬 궤환은 더 높은 주파수에서 노이즈 측정 성능을 증가하는데 중요한 역할을 한다는 것을 의미한다. 결론적으로, 만일 C의 값과 궤환 인덕턴스에 대한 적절한 통일성이 유지된다면, CGPF가 6 및 12㎓에서 잡음 및 입력 전력 동시 정합 및 무조건적인 안정성과 함께 가장 좋은 잡음 측정 성능을 가지는 구조이다. CGPF외에, CSSL+CGPF는 6㎓에서 가장 좋은 것으로 보이고, CCPF+CGPF 및 CSSL+CGPF는 12㎓에서 가장 좋은 것으로 보인다. 왜냐하면, 잡음 성능은 CCPF+CGPF 및 CSSL+CGPF 모두에서 궤환 인덕턴스의 변화에 민감하지 않고, 반면에, CGPF에서는 민감하기 때문이다.
결과적으로, 본 발명의 저잡음 증폭기는 종래의 저잡음 증폭기보다 Γ와 G포인트를 보다 더 가깝게 만들어, 잡음 및 입력 이득 동시 정합이 이루어지게 할 수 있음으로 성능이 개선될 수 있다.

Claims (8)

  1. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터와 공통 게이트 트랜지스터; 및 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  2. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 공통 게이트 트랜지스터; 및 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  3. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 저항; 및 상기 공통 소오스 트랜지스터와 공통 게이트 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  4. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 상기 공통 게이트 트랜지스터; 상기 공통 소오스 트랜지스터의 소오스와 접지 사이에 연결된 인덕터; 및 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단과 접지 사이에 연결된 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  5. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 소오스 트랜지스터 및 상기 공통 게이트 트랜지스터; 상기 공통 소오스 트랜지스터의 소오스와 접지 사이에 연결된 제1인덕터; 및 상기 공통 소오스 트랜지스터 및 공통 게이트 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 게이트 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 제2인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  6. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 에미터 트랜지스터와 공통 베이스 트랜지스터; 및 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 연결된 궤환 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  7. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터; 상기 공통 에미터 트랜지스터의 에미터와 접지 사이에 연결된 제1인덕터; 및 상기 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터의 공통점과 상기 공통 베이스 트랜지스터의 출력단 사이에 연결된 제2인덕터를 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
  8. 입력단의 입력 정합수단 및 출력단의 출력 정합수단; 상기 입력 정합수단과 출력 정합수단 사이에 직렬 연결된 공통 에미터 트랜지스터 및 공통 베이스 트랜지스터; 상기 공통 에미터 트랜지스터의 에미터와 접지 사이에 연결된 인덕터; 및 상기 공통 베이스 트랜지스터의 출력단과 접지 사이에 연결된 저항을 구비한 것을 특징으로 하는 저잡음 증폭기.
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