JP5580782B2 - スイッチング回路 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング回路に関する。

トランジスタといった半導体スイッチ素子を利用したスイッチング回路が知られている（特許文献１参照）。半導体スイッチ素子には構成に起因する寄生容量が存在することにより、半導体スイッチのスイッチング動作において寄生容量の充放電時間が生じていた。このような寄生容量の充放電時間を短縮する方法として、特許文献１では、半導体スイッチ素子をオーバードライブしている。

実公平７−４７９９３号公報

しかしながら、オーバードライブでは、半導体スイッチ素子の駆動に必要な電圧（又は電流）より多くの電圧（又は電流）を供給する必要があることから、半導体スイッチ素子が破壊され得る場合もあると共に、スイッチング回路の電力効率が低下しやすい。

本発明は、オーバードライブによらずに、スイッチング速度の向上を図ると共に、電力効率の向上を図り得るスイッチング回路を提供することを目的とする。

本発明の一側面に係るスイッチング回路は、入力端子、出力端子及び共通端子を有する半導体スイッチ素子を少なくとも一つ含んでおり、入力端子と共通端子との間にパルス状信号を印加することによって、出力端子と共通端子との間の電流をスイッチングするスイッチング回路である。このスイッチング回路は、入力端子と出力端子との間、入力端子と共通端子との間及び出力端子と共通端子との間の少なくとも一つに接続される容量抑制素子部を備える。上記容量抑制素子部は、容量抑制素子部が接続される半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量を、パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、容量抑制素子部が接続されていない場合より低減する。

本発明の他の側面に係るスイッチング回路は、入力端子、出力端子及び共通端子を有する４つの半導体スイッチ素子を含んでおり、４つの上記半導体スイッチ素子のうちの第１の半導体スイッチ素子の出力端子と４つの上記半導体スイッチ素子のうちの第３の半導体スイッチ素子の出力端子とが接続され、４つの上記半導体スイッチ素子のうちの第２の半導体スイッチ素子の共通端子と４つの上記半導体スイッチ素子のうちの第４の半導体スイッチ素子の共通端子とが接続され、第１の半導体スイッチ素子の共通端子と第２の半導体スイッチ素子の出力端子が接続され、第３の半導体スイッチ素子の共通端子と第４の半導体スイッチ素子の出力端子とが接続され、第１及び第４の半導体スイッチ素子がＯＮ状態のとき第２及び第３の半導体スイッチ素子がＯＦＦ状態となると共に、第１及び第４の半導体スイッチ素子のＯＦＦ状態のとき第２及び第３の半導体スイッチ素子がＯＮ状態となるように、第１〜第４の半導体スイッチ素子の入力端子それぞれにパルス状信号が印加されるスイッチング回路である。このスイッチング回路は、４つの半導体スイッチ素子のうちの少なくとも一つの半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間、入力端子と共通端子との間及び出力端子と共通端子との間の少なくとも一つに接続される容量抑制素子部を備える。この容量抑制素子部は、容量抑制素子部が接続される半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量を、パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、容量抑制素子部が接続されていない場合より低減する。

上述した本発明の一側面及び他の側面に係るスイッチング回路の構成では、容量抑制素子部によって、半導体スイッチ素子に存在する寄生容量自体の影響を低減している。そのため、オーバードライブによらず、スイッチング速度の向上が図られ得ると共に、電力効率を向上し得る。

上記本発明の他の側面に係るスイッチング回路は、第２の半導体スイッチ素子の出力端子と第４の半導体スイッチ素子の入力端子との間に接続される第１のキャパシタンス素子と、第２の半導体スイッチ素子の入力端子と第４の半導体スイッチ素子の出力端子の間に接続される第２のキャパシタンス素子とを更に備え得る。この形態では、第１のキャパシタンス素子は、第４の半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間の寄生容量を、第４の半導体スイッチ素子に供給されるパルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、第１のキャパシタンス素子を接続しない場合より低減する容量を有し得る。また、第２のキャパシタンス素子は、第２の半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間の寄生容量を、第２の半導体スイッチ素子に供給されるパルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、第２のキャパシタンス素子を接続しない場合より低減する容量を有し得る。

この構成では、第１及び第２のキャパシタンス素子が接続されることによって、第２及び第４の半導体スイッチ素子の各々の入力端子と出力端子との間の寄生容量が低減され得る。その結果、スイッチング速度の高速化及び電力効率の向上が更に図られ得る。

上記パルス状信号は、ＰＷＭ信号であり得る。この場合、容量抑制素子部は、容量抑制素子部のリアクタンスを角周波数の関数Ｘ（ω）としたとき、式（１）及び式（２）を満たすように構成され得る。

（式（１）及び式（２）において、ｊは虚数単位を示し、ω_０はＰＷＭ信号のクロック周波数と２πとの積であり、ω_ＭはＰＷＭ信号の変調周波数と２πとの積であり、Ｃ_Ｘは、半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であって、容量抑制素子部が接続される半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であり、Ｒ_ＣＯは、容量抑制素子部が接続される半導体スイッチ素子の入力端子に接続されておりＰＷＭ信号を供給する駆動回路の出力インピーダンスである。）

この構成では、容量抑制素子部が接続された半導体スイッチにおいて、容量抑制素子部が接続された端子間の寄生容量と、容量抑制素子部とによる合成インピーダンスが非常に大きくなる。その結果、容量抑制素子部が接続された端子間の寄生容量が実質的に存在しない状態に近づくので、その寄生容量の影響を低減できる。
上記関数Ｘ（ω）は、式（３）で表され得る。

（式（３）中、ｔを１〜Ｎ−１の整数としたとき、ω_z0は０＜ω_z0＜ω_０を満たす値であり、ω_ｚｔ，ω_ｐｔはｔω_０＜ω_ｐｔ＜ω_ｚｔ＜（ｔ＋１）ω_０を満たす値であり、βは任意の値である。）

上記容量抑制素子部は、半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間に接続され得る。この場合、半導体スイッチ素子の寄生容量であって、入力端子と出力端子との間の寄生容量が容量抑制素子部によって低減され得る。

上記Ｎは２以上とし得る。この場合、容量低減素子部は、直列に接続された第１〜第Ｎの回路部を有し得る。更に、第１の回路部は、直列に接続されたインダクタンス素子とキャパシタンス素子とから構成され得ると共に、第２〜第Ｎの回路部のうちの第ｉの回路部（ｉは２〜Ｎの整数）は、並列に接続されたインダクタンス素子とキャパシタンス素子とから構成され得る。

この場合、Ｎ次高調波までにおいて寄生容量を低減可能な容量抑制素子部を構成する素子数を最小にし得る。

上記第１の回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子のそれぞれの素子値をＬ_０及びＣ_０とし、上記第ｉの回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子の素子値をそれぞれＬ_ｉ−１及びＣ_ｉ−１とした場合、第１の回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子のそれぞれの素子値並びに第２〜第Ｎの回路部の各々が有するキャパシタンス素子の素子値は、式（４）を満たし、Ｌ_ｉ−１は、１／（Ｃ_ｉ−１（ω_{ｐ（ｉ−１）}）^２）であり得る。

本発明によれば、オーバードライブによらずに、スイッチング速度の向上を図ると共に、電力効率の向上を図り得るスイッチング回路を提供され得る。

第１の実施形態に係るスイッチング回路の概略構成を示す回路図である。 図１に用いた半導体スイッチ素子の寄生容量と容量抑制素子部との配置関係の一例を示す図面である。 容量抑制素子部のリアクタンス曲線と寄生容量のリアクタンス曲線との関係を示す図面である。 容量抑制素子部の回路構成の一例を示す図面である クロック周波数の２次高調波までの寄生容量の影響を低減し得る容量抑制素子部の回路構成の例を示す図面である。 クロック周波数の３次高調波までの寄生容量の影響を低減し得る容量抑制素子部の回路構成の例を示す図面である。 クロック周波数の３次高調波までの寄生容量の影響を低減し得る容量抑制素子部の回路構成の他の例を示す図面である。 クロック周波数の３次高調波までの寄生容量の影響を低減し得る容量抑制素子部の回路構成の更に他の例を示す図面である。 シミュレーション用の半導体スイッチ素子のモデル図である。 図１に示したスイッチング回路に対応するシミュレーション用の回路図である。 第１の実施形態におけるシミュレーションでの電力効率及び時比率の算出結果を示す図面である。 第１の実施形態におけるシミュレーションでの全高調波歪み（ＴＨＤ）の算出結果を示す図面である。 第２の実施形態に係るスイッチング回路の概略構成を示す回路図である。 キャパシタンス素子の接続により、半導体スイッチ素子の寄生容量が抑制され得る原理を説明するための図面である。 図１３に示したスイッチング回路に対応するシミュレーション用のモデルである。 図１５に示した４つの半導体スイッチ素子の各々がすべての寄生容量を有するとした場合のシミュレーション結果を示す図面である。 図１５に示した４つの半導体スイッチ素子の寄生容量Ｃ_ＧＤを０とした場合のシミュレーション結果を示す図面である。 図１５中の上側の２個の半導体スイッチ素子の寄生容量Ｃ_ＧＤを０とした場合のシミュレーション結果を示す図面である。 図１５中の上側の２個の半導体スイッチ素子の寄生容量Ｃ_ＧＤを０とすると共に、キャパシタンス素子の接続を想定した場合のシミュレーション結果を示す図面である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図面の説明においては同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致していない。
（第１の実施形態）

図１を利用して、本発明の第１の実施形態に係るスイッチング回路１０について説明する。図１は、第１の実施形態に係るスイッチング回路１０の概略構成を示す回路図である。

スイッチング回路１０は、半導体スイッチ素子２０ａ及び半導体スイッチ素子２０ｂを備える。スイッチング回路１０は、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂを駆動する駆動回路３０を含み得る。

半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂはいずれもＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴの例としてはパワーＭＯＳＦＥＴを含む。本実施形態では、半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂの構成及びデバイス特性は同じである。ただし、半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂの構成及びデバイス特性は異なっていてもよい。半導体スイッチ素子２０ａは、入力端子としてのゲート端子２１ａ、出力端子としてのドレイン端子２２ａ及び共通端子としてのソース端子２３ａを有する。同様に、半導体スイッチ素子２０ｂは、入力端子としてのゲート端子２１ｂ、出力端子としてのドレイン端子２２ｂ及び共通端子としてのソース端子２３ｂを有する。

半導体スイッチ素子２０ａのドレイン端子２２ａは第１の電源４０に接続されている。第１の電源４０は、ドレイン端子２２ａに正電圧Ｖ_ＤＤを供給する。正電圧Ｖ_ＤＤの例は４００Ｖである。半導体スイッチ素子２０ａのソース端子２３ａは、半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ａに接続されている。この場合、半導体スイッチ素子２０ａと半導体スイッチ素子２０ｂは、直列に接続されている。

半導体スイッチ素子２０ｂのソース端子２３ｂは、第２の電源４１に接続されている。第２の電源４１は、ソース端子２３ｂに負電圧Ｖ_ＳＳを供給する。負電圧Ｖ_ＳＳは、−Ｖ_ＤＤとし得る。

半導体スイッチ素子２０ａのドレイン端子２２ａ及びソース端子２３ａ間に接続されているダイオードＤ１及び半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ｂ及びソース端子２３ｂに接続されているダイオードＤ２は、半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂの寄生ダイオードを表している。本実施形態では、半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂをＭＯＳ型電界トランジスタとしているため、寄生ダイオードとして説明した。しかしながら、半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂが、寄生ダイオードを含まない場合などでは、保護用ダイオードとしてダイオードＤ１,Ｄ２が半導体スイッチ素子２０ａ,２０ｂに接続され得る。この場合、図１に示すよう、ダイオードＤ１,Ｄ２のカソード端子がドレイン端子２２ａ,２２ｂにそれぞれ接続され、ダイオードＤ１,Ｄ２のアノード端子がソース端子２３ａに接続され得る。本実施形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２は半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂの寄生ダイオードとして説明するため、記載を省略する場合もある。

駆動回路３０は各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂをパルス幅変調（Pulse Width Modulation: PWM)制御するゲートドライブ回路である。駆動回路３０は、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂのゲート端子（入力端子）２１ａ，２１ｂにそれぞれ接続されている。駆動回路３０は、半導体スイッチ素子２０ａのゲート端子２１ａに正相のパルス状信号としてのＰＷＭ信号を供給すると共に、半導体スイッチ素子２０ｂのゲート端子２１ｂに逆相のパルス状信号としてのＰＷＭ信号を供給する。ＰＷＭ信号は、変調周波数ｆ_Ｍと、各半導体スイッチ２０ａ，２０ｂをスイッチングするスイッチング周波数としてのクロック周波数ｆ_ＣＬＫを有する。ＰＷＭ信号は、変調周波数ｆ_Ｍを有する信号波（例えば正弦波）とクロック周波数ｆ_ＣＬＫを有する三角波とを比較器などで比較することで生成され得る。駆動回路３０のうち半導体スイッチ素子２０ａにＰＷＭ信号を供給する回路部を第１の駆動回路部３１とし、半導体スイッチ素子２０ｂにＰＷＭ信号を供給する回路部を第２の駆動回路部３２として説明する。第１及び第２の駆動回路部３１，３２の各々は、第３の電源４２ａ，４２ｂの負極にそれぞれ接続されている。第３の電源４２ａ，４２ｂの正極は、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂのソース端子２３ａ，２３ｂにそれぞれ接続されている。この構成では、第３の電源４２ａ、４２ｂによって、ソース端子２３ａ、２３ａ，２３ｂを基準として所定の負電圧(例えば、−１１Ｖ）が第１及び第２の駆動回路部３１、３２に供給される。

図１に示すように、半導体スイッチ素子２０ａのソース端子２３ａと半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ａとの接続点には、誘導負荷としてのインダクタンス素子Ｌ_Ｌの一端が接続されている。インダクタンス素子Ｌ_Ｌの他端には、一端が接地された抵抗Ｒ_Ｌが接続されている。インダクタンス素子Ｌ_Ｌの素子値の例は２．５ｍＨである。また、抵抗Ｒ_Ｌの抵抗値の例は１０Ωである。

上記構成では、第１の駆動回路部３１からゲート端子２１ａとソース端子２３ａとの間にパルス状信号が供給される。パルス状信号としてのＰＷＭ信号におけるＨｉレベルとＬｏｗレベルとの切り換えに応じて、ドレイン端子２２ａとソース端子２３ａ間に電流が流れ得るＯＮ状態と、ドレイン端子２２ａとソース端子２３ａ間に電流が流れないＯＦＦ状態とに半導体スイッチ素子２０ａが制御される。半導体スイッチ素子２０ｂについても同様である。すなわち、第２の駆動回路部３２からゲート端子２１ｂにＰＷＭ信号が供給されることによって、半導体スイッチ素子２０ｂのＯＮ状態とＯＦＦ状態とが制御され得る。

第１の駆動回路部３１から半導体スイッチ素子２０ａに供給されるＰＷＭ信号は正相である。これに対して、第２の駆動回路部３２から半導体スイッチ素子２０ｂに供給されるＰＷＭ信号は逆相である。よって、半導体スイッチ素子２０ａがＯＮ状態のとき半導体スイッチ素子２０ｂがＯＦＦ状態となる。半導体スイッチ素子２０ａがＯＮ状態のときドレイン端子２２ａからソース端子２３ａに電流が流れる。この電流は、半導体スイッチ素子２０ｂがＯＦＦ状態であるため、インダクタンス素子Ｌ_Ｌとしてのコイル側に流れる。

一方、半導体スイッチ素子２０ａがＯＦＦ状態のとき半導体スイッチ素子２０ａがＯＮ状態となる。この場合、半導体スイッチ素子２０ａからの電流がインダクタンス素子Ｌ_Ｌに流れなくなる一方、半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ｂとソース端子２３ｂとの間に電流が流れ得る状態となる。その結果、インダクタンス素子Ｌ_Ｌ側から半導体スイッチ素子２０ｂに電流が流れる。従って、半導体スイッチ素子２０ａ（又は半導体スイッチ素子２０ｂ）のＯＮ／ＯＦＦのスイッチングによりインダクタンスＬ_Ｌに流れる電流の向きが図１の矢印Ａ１と矢印Ａ２で示すようにスイッチングされる。

スイッチング回路１０では、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂのスイッチング速度の高速化と共に、スイッチング回路１０の電力効率の向上を図るために、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂに容量抑制素子部５０ａ，５０ｂが接続されている。容量抑制素子部５０ａ，５０ｂは、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂにそれぞれ存在する寄生容量の影響を抑制するための素子部である。

以下、容量抑制素子部５０ａ，５０ｂについて説明する。前述したように、本実施形態では、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂは同じ構成を有しているとしているため、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂを区別して説明する場合以外は、半導体スイッチ素子２０と称す。これは、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂがそれぞれ有する各端子の表記についても同様である。また、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂは同じ構成を有しているとしていることから、容量抑制素子部５０ａ，５０ｂの構成も同じとし得る。よって、容量抑制素子部５０ａ，５０ｂも特に区別して説明する場合以外は、容量抑制素子部５０ａ，５０ｂを容量抑制素子部５０と称して説明する。

図２は、半導体スイッチ素子に存在する寄生容量と容量抑制素子部との関係を説明するための図面である。図２に示すように、半導体スイッチ素子２０の各端子間には、寄生容量Ｃ_ＧＳ、Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳが存在する。図２では、寄生容量Ｃ_ＧＳ、Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳをキャパシタンス素子として表している。

半導体スイッチ素子２０には、寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳの少なくとも一つを抑制するために、少なくとも一つの容量抑制素子部５０が接続されている。容量抑制素子部５０は、抑制すべき寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳが存在する端子間に接続される。この場合、容量抑制素子部５０は、抑制すべき寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳに並列接続される。図２では、一例として、ゲート端子２１とドレイン端子２２との間に容量抑制素子部５０を接続し、寄生容量Ｃ_ＧＤを抑制する場合の形態を示している。寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳのうち、容量抑制素子部５０によって抑制されるべき寄生容量を寄生容量Ｃ_Ｘと称す。

容量抑制素子部５０は、ＰＷＭ信号のクロック周波数のＮ倍の周波数において半導体スイッチ素子２０の寄生容量Ｃ_Ｘを抑制する。容量抑制素子部５０は、次の条件を満たすように構成されている。

条件(i)：ＰＷＭ信号のクロック周波数のＮ次高調波の角周波数において、寄生容量Ｃ_Ｘのインピーダンスと、容量抑制素子部５０のインピーダンスの大きさが等しく且つそれらの符号が異なる。
条件(ii)：半導体スイッチ素子２０のゲート端子２１に接続される駆動回路３０の出力インピーダンスＲ_Ｃ０が、半導体スイッチ素子２０の入力インピーダンスより十分小さい。図１に示した回路構成において、半導体スイッチ素子２０ａに対する出力インピーダンスＲ_Ｃ０は、第１の駆動回路部３１の出力インピーダンスであり、第１の駆動回路部３１とソース端子２３ａとの間に表された抵抗Ｒ_ＣＯの抵抗値に対応する。同様に、図１に示した回路構成において、半導体スイッチ素子２０ｂに対する出力インピーダンスＲ_Ｃ０は、第１の駆動回路部３２の出力インピーダンスであり、第２の駆動回路部３２とソース端子２３ｂとの間に表された抵抗Ｒｃｏの抵抗値に対応する。

容量抑制素子部５０のリアクタンスを角周波数ωの関数としてＸ（ω）としたとき、上記(i)は式（５）で表され、(ii)は式（６）で表される。すなわち、容量抑制素子部５０は、式（５）及び式（６）を満たすように構成されている。以下の説明では、Ｘ（ω）を容量抑制素子部５０のリアクタンス曲線とも称す。

式（５）及び式（６）においてｊは虚数単位を示す。ω_０はＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫと２πの積である。ω_Ｍは、ＰＷＭ信号の変調周波数ｆ_Ｍと２πとの積である。Ｃ_Ｘは、容量抑制素子部５０が接続される半導体スイッチ素子２０の端子間の寄生容量である。例えば、容量抑制素子部５０がゲート端子２１及びドレイン端子２２の間に接続される場合、Ｃｘ＝Ｃ_ＧＤである。Ｒ_ＣＯは、前述したように、半導体スイッチ素子２０のゲート端子２１に接続される駆動回路３０の出力インピーダンスである。式（６）において、αは１より十分大きければよいが、例えば、αは１０以上とし得る。また、αは１００以上とし得る。

半導体スイッチ素子２０の端子間の寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳのうち打ち消したい寄生容量Ｃ_Ｘの端子間に容量抑制素子部５０を接続すれば、その寄生容量Ｃ_Ｘに対して容量抑制素子部５０は並列に接続されることになる。容量抑制素子部５０が式（５）及び式（６）を満たしていれば、容量抑制素子部５０とそれに並列する寄生容量Ｃ_Ｘとの合成インピーダンスは、ＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫのＮ次高調波で非常に大きな値（例えば無限大（∞））になる。よって、式（５）を満たす容量抑制素子部５０が接続された半導体スイッチ素子２０では、容量抑制素子部５０が接続された端子間の寄生容量Ｃ_Ｘが実質的に存在しない場合と同様に動作し得る。すなわち、半導体スイッチ素子２０の動作上、容量抑制素子部５０は、半導体スイッチ素子２０の寄生容量Ｃ_Ｘを、低減し得る。

次に、容量抑制素子部５０の回路構成について具体的に説明する。

図３は、容量抑制素子部のリアクタンス曲線と寄生容量のリアクタンス曲線との関係を示す図面であり、式（５）の関係を示す図に対応する。図３は、一例としてＮ＝３の場合を示している。図３中において、横軸は角周波数ωを示しており、縦軸はリアクタンス[Ω]を示している。図３中の実線は、容量抑制素子部５０のリアクタンス曲線Ｘ（ω）を示している。図３中の一点鎖線は、寄生容量のリアクタンス曲線（１／ωＣ_Ｘ）を表す。図３において、寄生容量Ｃ_Ｘのリアクタンス曲線は、寄生容量Ｃ_Ｘのリアクタンスの絶対値を示す曲線である。ω_ｐｎは、直流（すなわち、ω＝０）からｎ番目の極の角周波数である。ω_{ｚ（ｎ−１）}は、Ｘ（ω）＝０を満たす角周波数であって、直流からｎ番目の角周波数である。

図３を参照すれば、容量抑制素子部５０を構成する素子数最小の容量抑制素子部５０のリアクタンス関数Ｘ（ω）は、式（７）を満たし得る。

式（７）中において、ｔを１〜Ｎ−１の整数としたとき、ω_ｐｔ、ω_ｚ０、ω_ｚｔは、
０＜ω_ｚ０＜ω_０、及び、ｔω_０＜ω_ｐｔ＜ω_ｚｔ＜（ｔ＋１）ω_０を満たし、且つ、式（５）及び式（６）を満たすように決定される値である。βは、式（５）及び式（６）を満たすように決定される任意の値である。

図４は、式（７）を満たす容量抑制素子部５０の回路構成の一例を示す図面である。容量抑制素子部５０は、容量抑制素子部５０の端子５１，５２の間に、直列に接続されたＮ個の第１〜第Ｎの回路部５３_１〜５３_Ｎを有する。第１の回路部５３_１は、キャパシタンス素子Ｃ_０と、インダクタンス素子Ｌ_０とが直列に接続されてなる。この場合、第１の回路部５３_１は直列回路である。Ｎ＝１の場合、容量抑制素子部５０は、第１の回路部５３_１のみから構成され得る。Ｎが２以上の場合、第２〜第Ｎの回路部５３_Ｎのうちの第ｉの回路部５３_ｉ（ｉは２〜Ｎの整数）は、キャパシタンス素子Ｃ_ｉ−１とインダクタンス素子Ｌ_ｉ−１とが並列に接続されてなる。図４に示すように、第ｉの回路部５３_ｉは、並列共振回路を構成している。以下、説明のために、図４に示した回路構成を基本構成とも称す。この基本構成では、図４に示すように、並列共振回路を一段増加させることによって、別の高調波に対して寄生容量を低減し得る。また、回路構成から理解されるようにＮ次高調波に対して寄生容量を低減できる場合、並列共振回路の段数を増加させることにより、N次以外の任意の高調波に対しても寄生容量を低減し得る。なお、次数の低い高調波の順に寄生容量を低減しなくてもよい。しかも隣接する次数の高調波に限定しなくてもよい。例えば、１，３，５，７・・・のように1次おきに奇数次の高調波に対して寄生容量を低減するだけでもよい。

基本構成におけるキャパシタンス素子Ｃ_０，Ｃ_ｉ−１及びインダクタンス素子Ｌ_０，Ｌ_ｉ−１の素子値の導出方法の一例を説明する。

式（５）は式（８_０）〜（８_Ｎ−１）と表される。

基本構成において、式（７）は式（９）のように変形され得る。

ただし、Ｌ_１＝１／（Ｃ_１／（ω_ｐ１）²）、Ｌ_２＝１／（Ｃ_２（ω_ｐ２）²）、・・・、Ｌ_Ｎ−１＝１／（Ｃ_Ｎ−１（ω_{ｐ（Ｎ−１）}）²）である。

式（９）を式（８_０）〜（８_Ｎ−１）及び式（６）に代入した後、行列計算を行うことによって、式（１０）を得る。

式（１０）において、０＜ω_ｚ０＜ω_０、及び、ｔω_０＜ω_ｐｔ＜ω_ｚｔ＜（ｔ＋１）ω_０（ただし、ｔは１〜Ｎ−１の整数）の範囲内でω_p１〜ω_{p（Ｎ−1）}を与えることによって、式（１０）より各素子値を得ることができる。

以下、Ｎ＝３の場合において具体的に説明する。この場合、式（９）及び式（１０）は、次の式（１１）及び式（１２）に対応する。

ここで、ＰＷＭ信号の変調周波数ｆ_Ｍを６０Ｈｚとしてω_Ｍ＝１２０π[ｒａｄ／ｓ]とし、更に、ω_０＝２４００００π[ｒａｄ／ｓ]、Ｒｃｏ＝３０[Ω]、α＝１００、Ｃ＝１．９[ｎＦ]、ω_ｐ１＝２６４０００[ｒａｄ／ｓ]、ω_ｐ２＝５０４０００[ｒａｄ／ｓ]としたとき、Ｌ_０、Ｃ_０、Ｌ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２は以下の通りである。

Ｌ_０＝１３６．９[μＨ]
Ｃ_０＝８８２．３[ｎＦ]
Ｌ_１＝１３３．４[μＨ]
Ｃ_１＝ １０．９[ｎＦ]
Ｌ_２＝ ９．４[μＨ]
Ｃ_２＝ ２８．２[ｎＦ]
また、計算により得られたＬ_０、Ｃ_０、Ｌ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２を用いることによって、β、ω_ｚ０、ω_ｚ１を得ることができる。これらの求め方の一例を示す。

Ｎ＝３の場合において、式（７）の右辺は次のように変形できる。

更に、Ｎ＝３の場合において、式（１３）の右辺より次式が成り立つ。

式（１３）及び式（１４）を比較することにより、以下の関係が成立する。

これらの式（１５ａ）〜式（１５ｄ）及び算出したＬ_０、Ｃ_０、Ｌ_１、Ｃ_１、Ｌ_２、Ｃ_２により、β、ω_ｚ０、ω_ｚ１、ω_ｚ２を得ることができる。

容量抑制素子部５０が図４に示したように、第１〜第ｎの回路部５３_１〜５３_Ｎを有する構成では、前述したようにして容量抑制素子部５０に含まれる各素子の素子値を決定し得ると共に、Ｎ＝３の場合に例示したようにβ、ω_ｚ０、ω_ｚ１、ω_ｚ２・・・ω_{ｚ（Ｎ−１）}を得ることができる。

ここでは、図４を参照して、容量抑制素子部５０の素子構成の一例について説明した。しかしながら、容量抑制素子部５０の構成は、図４の形態に限定されない。例えば、Ｎ＝２の場合、図５（ａ）〜図５（ｃ）に示す素子構成があり得る。Ｎ＝３の場合については、更に、図６（ａ）〜図６（ｊ）、図７（ａ）〜図７（ｍ）及び図８（ａ）〜図８（ｈ）に例示する素子構成でもよい。図６（ａ）〜図６（ｊ）、図７（ａ）〜図７（ｍ）及び図８（ａ）〜図８（ｈ）は、Ｎ＝３であって、素子数が最小の場合の素子構成の例をそれぞれ示している。これらの図では、キャパシタンス素子及びインダクタンス素子に、図４の場合と同様に、Ｃ_０、Ｃ_１、Ｃ_２、Ｌ_０、Ｌ_１及びＬ_２を付しているが、これらの素子の素子値は、式（５）及び式（６）を満たすように決定される。図４のＮ＝３の場合、並びに、図６（ａ）〜図６（ｊ）、図７（ａ）〜図７（ｍ）及び図８（ａ）〜図８（ｈ）の例に示すように、Ｎ＝３の場合、容量抑制素子部５０は、６つのリアクタンス素子を備える。図４（Ｎ＝３の場合）、図６（ａ）〜図６（ｊ）、図７（ａ）〜図７（ｍ）及び図８（ａ）〜図８（ｈ）では、容量抑制素子部５０が有する素子数が最小である場合の回路構成例を示しているので、Ｎ＝３の場合、容量抑制素子部５０は、少なくとも６つのリアクタンス素子を備える。

次に、図６（ａ）に示した回路構成の場合の素子値の算出方法の一例を説明する。

式（１４）の右辺をｓ＝ｊωと置き換えることで式（１６）のように表す。

ただし、式（１６）において、ａ_３、ａ_２、ａ_１、ａ_０、ｂ_２、ｂ_１及びｂ_０は次の通りであり、図４の基本構成においてＮ＝３の場合について算出した値によって決まる値である。

そして、式（１６）は、Ｎ＝３の場合の式（７）に対応しており、容量抑制素子部５０のリアクタンスを示しているので、図６（ａ）の回路構成も含み得る。一方、図６（ａ）の素子構成に対応した式は式（１８）の通りである。前述したように、図６（ａ）では、キャパシタンス素子及びインダクタンス素子に、図４の場合と同様に、Ｃ_０、Ｃ_１、Ｃ_２、Ｌ_０、Ｌ_１及びＬ_２を付しているが、以下の計算では、図４の場合と区別するために、式（１８）では、Ｃ_０、Ｃ_１、Ｃ_２、Ｌ_０、Ｌ_１及びＬ_２をＣ_０ａ、Ｃ_１ａ、Ｃ_２ａ、Ｌ_０ａ、Ｌ_１ａ及びＬ_２ａと表記している。

各素子値を得るために式（１６）の右辺を式（１８）の右辺になるように変形する。

式（１６）の右辺の各変形の前後における有理関数の係数を比較することによって、式（２０ａ）〜式（２０ｆ）、式（２１ａ）〜式（２１ｇ）及び式（２２ａ）〜式（２２ｄ）が得られる。これらの式によって、図６（ａ）に示した回路構成の場合の各素子の素子値、すなわち、Ｌ_０ａ，Ｃ_０ａ，Ｌ_１ａ，Ｃ_１ａ，Ｌ_２ａ，Ｃ_２ａを得ることができる。

式（２０ａ）〜式（２０ｆ）において、ａ_３、ａ_２、ａ_１、ａ_０、ｂ_２，ｂ_１及びｂ_０は、式（１７ａ）〜式（１７ｇ）で与えられる。前述したように、式（１７ａ）〜式（１７ｇ）は、図４の基本構成においてＮ＝３の場合について算出した値に基づいている。

図５（ａ）〜図５（ｃ）に示した各回路構成等、他の回路構成についても同様に各回路構成が有する素子の素子値を得ればよい。すなわち、各回路構成の特性を表すように、式（１１）を変形する。この式変形の前後の有理関数の係数を比較し、ａ_３、ａ_２、ａ_１、ａ_０、ｂ_２及びｂ_１を使用することによって、各回路構成の素子値が得られる。ただし、回路構成が決まっても前述したような式変形等により素子値が決定できない場合は、数値解析的な手法を用いて素子値を決定してもよい。

以上の説明では、図４等に示したような回路構成を想定して容量抑制素子部５０の各素子値を決定した。容量抑制素子部５０の回路構成は、式（５）及び式（６）を満たすように設計されればよいが、例えば、トポロジ探索法により決定し得る。トポロジ探索法による回路構成の決定方法の一例は次のとおりである。

任意の係数ａ_ｎ〜ａ_０（ａ_ｎ、ａ_０≠０）を用いて、
ａ_ｎ（ｓ^２）^ｎ＋ａ_ｎ−１（ｓ^２）^ｎ−１＋・・・＋ａ_０と表される多項式をＤ_ｎと定義する。ただし、ｓ＝ｊωである。
同様に、
ａ_ｎ（ｐ^２）_ｎ＋ａ_ｎ−１（ｐ^２）^ｎ−１＋・・・＋ａ_０と表される多項式をＤ_ｎと定義する。ただし、ｐ＝１／ｓである。

そして、以下のルールを適用して回路構造を求める。
＜ルール１＞

＜ルール２＞

＜ルール３＞

＜ルール４＞

＜ルール５＞

ルール１〜４において矢印は式変形の方向を示している。ルール５は、ｓと１／ｐを相互に変換し得ることを示している。

式（７）においてｓ＝ｊωと置き換え、ルール１〜５を複数回適用することによって、回路構造を得る。

図４においてＮ＝３の場合について適用した場合について説明する。Ｎ＝３の場合の式（７）は、次のように表され得る。

式（２８）の右辺はルール１〜４を複数回適用することによって次のように変形され得る。

上記変形において、最後の式は、式（１１）に対応する。そのため、図４において、Ｎ＝３の場合の回路構成が得られることになる。

容量抑制素子部５０が有する素子数は、抑制すべき高調波の次数、すなわち、Ｎの値によって決まる。容量抑制素子部５０において、キャパシタンス素子とインダクタンス素子との数は同数になる。容量抑制素子部５０の両端子５１，５２間にキャパシタンス素子とインダクタンス素子とを並べる際に、次のルールに従って並べ得る。

ルールＡ：各素子は両端とも異なる中継節点又は端子に接続する。
ルールＢ：同一接点間に３つ以上の素子を並列に接続しない。
ルールＣ：ルールＢの双対も同様とする。
ルールＤ：ある節点に対して２つの素子のみを直列接続して同じ節点に戻るような閉路を形成しない。
ルールＥ：部分的な２端子回路が複数直列接続されているとき、順序を入れ替えたものは同一のものとみなす。
ルールＦ：容量抑制素子部５０の両端子間に一つの素子と並列に残りの素子が並列に接続されるような回路を除く。

上記ルールＡ〜Ｆを適用することによって、容量抑制素子部５０の回路構成の決定をより早く実行し得る。

スイッチング回路１０では、半導体スイッチ素子２０に容量抑制素子部５０が接続されている。容量抑制素子部５０は、前述したように、式（５）及び式（６）を満たすように設計されている。よって、ＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫのＮ次高調波まで、容量抑制素子部５０が接続された半導体スイッチ素子２０の端子間の寄生容量Ｃ_Ｘが実質的に存在しない状態と見なし得る。すなわち、容量抑制素子部５０によって寄生容量Ｃ_Ｘが中和される。そのため、寄生容量Ｃ_Ｘの充放電に要する時間が低減されるので、半導体スイッチ素子２０におけるスイッチングの高速化を図ることができる。その結果、スイッチング回路１０のスイッチング速度を速められると共に、スイッチング回路１０の電力効率の向上を図ることができる。

図１に例示した構成では、半導体スイッチ素子２０ａのゲート端子２１ａとドレイン端子２２ａに容量抑制素子部５０ａが接続されているので、半導体スイッチ素子２０ａの寄生容量Ｃ_ＧＤが打ち消され得る。同様に、半導体スイッチ素子２０ｂの寄生容量Ｇ_ＧＤが容量抑制素子部５０ｂで打ち消され得る。

半導体スイッチ素子２０を利用したスイッチング回路１０のスイッチングの高速化を図る方法としては、オーバードライブを行うことも考え得る。しかしながら、この場合、オーバードライブを行うために、オーバードライブを行わない場合に比べて駆動回路３０の構成が複雑化する場合がある。また、オーバードライブを行うために、駆動回路３０の電流容量も大きくする必要がある。そのため、駆動回路３０がオーバードライブを行わない場合に比べて大型化したり、駆動回路３０を含むスイッチング回路１０の電力効率の低下につながる。この場合、オーバードライブによって高速スイッチングを実現したとしても、高速スイッチング自体による電力効率の向上が望めない場合があり得た。

これに対して、スイッチング回路１０では、容量抑制素子部５０で寄生容量Ｃ_Ｘ自体を中和して、高速スイッチングを実現している。そのため、オーバードライブを行わなくても、前述したように、スイッチング回路１０のスイッチング速度の高速化と共に、電力効率の向上をより図り得る。

本実施形態では、容量抑制素子部５０は、寄生容量Ｃ_Ｘを実質的に存在しない状態とし得るとして説明したが、容量抑制素子部５０は、容量抑制素子部５０を接続した際に、寄生容量Ｃ_Ｘの影響が低減できていればよい。例えば、容量抑制素子部５０の回路構成及び容量抑制素子部５０が有する素子の素子値は、容量抑制素子部５０を接続することによって、容量抑制素子部５０が接続された端子値の等価容量が、元々の寄生容量Ｃ_ｘに比べて１／１０以下となるような値ともし得る。容量抑制素子部５０が有する素子の素子値は、上記等価容量が元々の寄生容量Ｃ_ｘに比べて半分以下となるような値であってもよい。

本実施形態では、スイッチング回路１０は、一例として誘導負荷としてのインダクタンス素子Ｌ_Ｌを備えるとして説明した。このような誘導負荷を備えることで、スイッチング回路１０はインバータなどに利用し得る。また、インダクタンス素子Ｌ_Ｌの代わりの負荷として例えばモータを接続することによって、そのモータの駆動に利用され得る。

次に、容量抑制素子部５０によるスイッチング回路１０の特性の変化について、シミュレーション結果を参照してより具体的に説明する。シミュレーションは、NGSPICEを用いて行った。

図９は、シミュレーション用の半導体スイッチ素子のモデルを示す図である。半導体スイッチ素子２０としては、ＭＯＳ型電界効果トランジスタを仮定した。半導体スイッチ素子２０には、寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＤＳ，Ｃ_ＧＤの他に寄生抵抗Ｒ_Ｇ、Ｒ_Ｉが存在すると仮定した。

半導体スイッチ素子２０のデバイスパラメータは次のように設定した。
閾値電圧Ｖ_Ｔ＝２Ｖ
伝達コンダクタンスパラメータＫ＝４２０ｍＳ／Ｖ
チャネル長変調係数λ＝０ｍＶ^−１
ゲート・ソース間の寄生容量Ｃ_ＧＳ＝７００ｐＦ
ドレイン・ソース間の寄生容量Ｃ_ＤＳ＝７７ｐＦ
ゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤ＝６３ｐＦ
寄生抵抗Ｒ_Ｇ＝１ｍΩ
寄生抵抗Ｒ_Ｉ＝１ｍΩ

図１０は、図１に示したスイッチング回路１０に対応するシミュレーション用の回路図である。以下、説明の便宜のため、図１に対応する要素には同様の符号を付して説明する。

図１０では、図１に示した駆動回路３０の第１の駆動回路部３１及び第２の駆動回路部３２を、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂに対応する信号源６１，６２として表示している。各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂは、図９に示した構成を有するものとする。

図１０に示したシミュレーション用回路モデルにおける素子値などは次のように設定した。
信号源６１，６２から供給されるＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫ＝１２０ｋＨｚ
信号源６１，６２から供給されるＰＷＭ信号の変調周波数ｆ_Ｍ＝６０ｋＨｚ
抵抗Ｒ_Ｃ０の抵抗値（ゲート端子２１ａ，２１ｂからの信号源６１，６２の出力インピーダンスＲ_Ｃ０）：３０Ω
ドレイン端子２２ａに供給する正電圧Ｖ_ＤＤ＝４００Ｖ
ソース端子２３ｂに供給する負電圧Ｖ_ＳＳ＝−４００Ｖ
第３の電源によって、ソース端子２３ａ，２３ｂを基準として信号源６１，６２に供給される電圧：−１３Ｖ
インダクタンス素子Ｌ_Ｌの素子値（インダクタンス）：２．５ｍＨ
抵抗Ｒ_Ｌの素子値（抵抗値）：１０Ω

また、容量抑制素子部５０ａ，５０ｂは、図４に示した基本構造を採用した。Ｎ＝１，３，５のそれぞれについて容量抑制素子部５０ａ，５０ｂが有する各素子の素子値を、前述した方法によって設計した。

Ｎ＝１、すなわち、クロック周波数ｆ_ＣＬＫに対して寄生容量Ｃ_Ｘを抑制する場合の素子値は表１の通りである。

Ｎ＝３、すなわち、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの３次高調波までに対して寄生容量Ｃ_Ｘを抑制する場合の素子値は表２の通りである。

Ｎ＝５、すなわち、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの５次高調波までに対して寄生容量Ｃ_Ｘを抑制する場合の素子値は表３の通りである。

上記条件において、シミュレーションとして、次のシミュレーション１，２を実施した。以下のシミュレーション１，２では、インダクタンスＬＬと、抵抗ＲＬとの接続点の電圧を出力電圧Ｖ_ｏｕｔとした。
［シミュレーション１］
シミュレーション１では、以下に述べる条件に基づくシミュレーション１ａ，１ｂにおいて、電力効率を算出した。
電力効率は、
（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ×出力電流Ｉ_ｏｕｔ）／（供給電圧Ｖ_ＤＤ×供給電流Ｉ_ＥＥ）×１００（％）
によって計算した。ここで、出力電流Ｉ_ｏｕｔは、インダクタンスＬ_Ｌに流れる電流である。また、供給電流Ｉ_ＥＥはドレイン端子２２ａに流れ込む電流である。
（シミュレーション１ａ）
Ｃ_ＧＳ＝７００ｐＦ、Ｃ_ＧＤ＝０及びＣ_ＤＳ＝７７ｐＦとしてシミュレーションを実施した。この場合の電力効率は、９６％であった。
（シミュレーション１ｂ）
Ｃ_ＧＳ＝７００ｐＦ、Ｃ_ＧＤ＝６３ｐＦ及びＣ_ＤＳ＝７７ｐＦとしてシミュレーションを実施した。この場合の電力効率は、８９％であった。

シミュレーション１ａの結果と、シミュレーション１ｂの結果とを比較すれば、半導体スイッチ素子２０の寄生容量（シミュレーション１ａでは一例として寄生容量Ｃ_ＧＤ）を低減することによって、電力効率の向上が得られることがわかった。

［シミュレーション２］
シミュレーション２では、半導体スイッチ素子２０に寄生容量Ｃ_ＧＤ、Ｃ_ＧＳ及びＣ_ＤＳの値を、前述したデバイスパラメータとして示した値とし、容量抑制素子部５０を利用して寄生容量Ｃ_ＧＤを抑制する場合のシミュレーション２ａ〜２ｃを行った。また、比較のために、容量抑制素子部５０を接続しない場合としてシミュレーション２ｄを行った。
（シミュレーション２ａ）
容量抑制素子部５０の構成をＮ＝１の場合の構成としてシミュレーションを行い、電力効率及び時比率を計算した。また、容量抑制素子部の全高調波歪み（Total Harmonic Distortion：THD)への影響を調べるために、ＴＨＤも計算した。
（シミュレーション２ｂ）
容量抑制素子部５０の構成をＮ＝３の場合の構成としてシミュレーションを行い、電力効率及び時比率を計算した。本シミュレーションにおいても、シミュレーション２ｂと同様に、ＴＨＤも計算した。
（シミュレーション２ｃ）
容量抑制素子部５０の構成をＮ＝１の場合の構成としてシミュレーションを行い、電力効率及び時比率を計算した。本シミュレーションにおいても、シミュレーション２ｃと同様に、ＴＨＤも計算した。
（シミュレーション２ｄ）
容量抑制素子部５０を接続しない場合についてシミュレーションを行い、電力効率及び時比率を計算した。

図１１は、シミュレーション２ａ〜２ｄにおける電力効率及び時比率の算出結果を示す図面である。横軸は、実施したシミュレーションを示している。縦軸は、電力効率（％）及び時比率（％）を示している。

図１１より、容量抑制素子部５０によって寄生容量Ｃ_ＧＤを打ち消していないシミュレーション２ｄの結果より、容量抑制素子部５０を利用したシミュレーション２ａ，２ｂ，２ｃで電力効率及び時比率が共に改善されていることが理解され得る。

また、図１２は、シミュレーション２ａ，２ｂ，２ｃにおけるＴＨＤの算出結果を示す図面である。横軸は、実施したシミュレーションを示している。縦軸は、高調波歪み：ＴＨＤ（％）を示している。図１２に示すように、容量抑制素子部５０を備えることによって、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの高調波の次数が大きくなるにつれて、ＴＨＤが減少していることが理解され得る。よって、容量抑制素子部５０を備えたスイッチング回路１０では、ＴＨＤの増加を低減できることが理解される。

（第２の実施形態）
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るスイッチング回路の概略構成を示す回路図である。スイッチング回路７０は、差動型のスイッチング回路である。

スイッチング回路７０は、４つの半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄを有する。半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄは、いずれも第１の実施形態と同じ半導体スイッチ素子である。以下の説明では、第１の実施形態の場合と同様に、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄを半導体スイッチ素子２０と称する場合もある。スイッチング回路７０は、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄのゲート端子２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄにＰＷＭ信号を供給するための駆動回路３０ａ，３０ｂ、３０ｃ，３０ｄを有し得る。図１１では、４つの半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄの各々に駆動回路３０ａ，３０ｂ、３０ｃ，３０ｄが接続されているが、第１の実施形態の場合と同様に、一つの駆動回路３０とし得る。駆動回路３０ａ及び駆動回路３０ｂは、第１の駆動回路部３１及び第２の駆動回路部３２に対応する。

スイッチング回路７０の構成について説明する。半導体スイッチ素子（第１の半導体スイッチ素子）２０ａのドレイン端子（出力端子）２２ａと半導体スイッチ素子（第３の半導体スイッチ素子）２０ｃのドレイン端子（出力端子）２２ｃとが接続されている。半導体スイッチ素子（第２の半導体スイッチ素子）２０ｂのソース端子（共通端子）２３ｂと半導体スイッチ素子（第４の半導体スイッチ素子）２０ｄのソース端子（共通端子）２３ｄとが接続されている。ドレイン端子２２ａとドレイン端子２２ｃの接続点及びソース端子２３ｂとソース端子２３ｄの接続点には、それぞれ第１の電源４０及び第２の電源４１が接続される。第１の電源４０は、ドレイン端子２２ａ，２２ｃに正電圧Ｖ_ＤＤを供給する。第２の電源４１は、ソース端子２３ｂ，２３ｄに負電圧Ｖ_ＳＳを供給する。

半導体スイッチ素子２０ａ及び半導体スイッチ素子２０ｂは、第１の実施形態と同様に直列接続されている。同様に、半導体スイッチ素子２０ｃ，２０ｄも直列接続されている。すなわち、半導体スイッチ素子２０ｃのソース端子２３ｃと半導体スイッチ素子２０ｄのドレイン端子２２ｄとが接続されている。ソース端子２３ａとドレイン端子２２ｂの接続点と、ソース端子２３ｃとドレイン端子２２ｄの接続点とは負荷８０を介して接続されている。負荷８０は、第１の実施形態と同様にインダクタンス素子といった誘導負荷でもよし、抵抗負荷でもよい。負荷８０として例えばモータを接続することによって、モータを駆動し得る。

駆動回路３０ａ，３０ｄの各々はそれぞれ半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｄのゲート端子２１ａ，２１ｃに正相のＰＷＭ信号を供給する。同様に、駆動回路３０ｂ，３０ｄの各々は半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｃのゲート端子２１ｂ，２１ｃに逆相のＰＷＭ信号を供給する。ゲート端子２１ａ〜２１ｄに供給されるＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫは、同じである。各半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄと、対応する駆動回路３０ａ〜３０ｄとの間の抵抗Ｒ_Ｃ０は、各半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄのゲート端子２１ａ〜２１ｄに接続された駆動回路３０ａ〜３０ｄの出力インピーダンスを表している。各半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄのソース端子２３ａ〜２３ｄと駆動回路３０ａ〜３０ｄとの間には、第３の電源４２ａ〜４２ｄが接続されている。第３の電源４２ａ〜４２ｄの正極は、対応するソース端子２３ａ〜２３ｄに接続され、第３の電源４２ａ〜４２ｄの負極は、対応する駆動回路３０ａ〜３０ｄに接続されている。これにより、第１の実施形態と同様に、駆動回路３０ａ〜３０ｄに、ソース端子２３ａ〜２３ｄを基準とした所定の負電圧が供給される。この所定の負電圧の大きさは第１の実施形態の第３の電源４２ａ又は第３の電源４２ｂから供給される負電圧と同じとし得る。

上記構成では、駆動回路３０ａ及び駆動回路３０ｄによって半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｄに正相のＰＷＭ信号が供給される一方、駆動回路３０ｂ及び駆動回路３０ｃによって、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｃに逆相のＰＷＭ信号が供給される。従って、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｄがＯＮ状態のとき半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｃがＯＦＦ状態になり、図１２中の矢印Ｂ１の方向に電流が流れる。一方、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｄがＯＦＦ状態のとき半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｃがＯＮ状態になり、図１２中の矢印Ｂ２の方向に電流が流れる。従って、ＰＷＭ信号に応じて、負荷８０に流れる電流の方向がスイッチされ得る。

このスイッチングに伴う電力効率の向上のために、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｄの３つの寄生容量Ｃ_ＧＳ，Ｃ_ＧＤ，Ｃ_ＤＳの少なくとも一つを抑制するために、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｃに少なくとも一つの容量抑制素子部５０ａ，５０ｃが接続されている。容量抑制素子部５０ａ，５０ｃは、抑制すべき寄生容量Ｃ_Ｘが存在する端子間に接続される。図１３では、各半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｃにおいて、ゲート端子２１ａ，２１ｃとドレイン端子２２ａ，２２ｃの間に容量抑制素子部５０ａ，５０ｃが接続された構成を示している。容量抑制素子部５０ａ，５０ｃの回路構成は第１の実施形態と同様とし得るので、説明を省略する。以下の説明では、容量抑制素子部５０ａ、５０ｃを第１の実施形態の場合と同様に、容量抑制素子部５０と称する場合もある。

スイッチング回路７０では、更に、半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ｂと半導体スイッチ素子２０ｄのゲート端子２１ｄとの間及び半導体スイッチ素子２０ｂのゲート端子２１ｂと半導体スイッチ素子２０ｄのドレイン端子２２ｄとの間にそれぞれキャパシタンス素子９０，９１が接続されている。キャパシタンス素子（第１のキャパシタンス素子）９０の容量Ｃ_９０は、ＰＷＭ信号のＮ次高調波において、半導体スイッチ素子２０ｄのゲート端子２１ｄ及びドレイン端子２２ｄの間の寄生容量Ｃ_ＧＤにほぼ等しい。同様に、キャパシタンス素子（第２のキャパシタンス素子）９１の容量Ｃ_９１は、半導体スイッチ素子２０ｂのゲート端子２１ｂ及びドレイン端子２２ｂの間の寄生容量Ｃ_ＧＤにほぼ等しい。

このようにキャパシタンス素子９０，９１を接続することによって、半導体スイッチ素子２０ｄ，２０ｂの各々の寄生容量Ｃ_ＧＤを抑制できる。この点について、図１４を参照して説明する。

図１４は、キャパシタンス素子の接続により、半導体スイッチ素子の寄生容量が抑制され得る原理を説明するための図面である。図１４は、差動型回路の半導体スイッチ素子２０ｄにおいてゲート端子２１ｄから見込んだ容量成分を計算するモデル図である。

図１４に示した回路モデルでは、第１端子１００と第２端子１０１との間にキャパシタンス素子１０２が接続され、第１端子１００と第３端子１０３との間にキャパシタンス素子１０２と同様の容量を有するキャパシタンス素子１０４が接続されている。キャパシタンス素子１０２は、寄生容量Ｃ_ＧＤを表しており、キャパシタンス素子１０４は、キャパシタンス素子９０に対応する。第１端子１００には、信号源１０５が接続され、第２端子１０１及び第３端子１０３にはそれぞれ電源１０６，１０７が接続されている。

図１４に示したモデルにおいて、第１端子１００は、半導体スイッチ素子２０ｄのゲート端子２１ｄに対応する。第１端子１００には、ゲート端子２１ｄへのＰＷＭ信号の入力を表すために、信号源１０５によりゲート電圧Ｖｘが供給される。第２端子１０１は、半導体スイッチ素子２０ｄのドレイン端子２２ｄに対応する。第２端子１０１には、ドレイン端子２２ｄの電圧を表すために、電圧源１０６により電圧Ｖ_Ｄが供給される。第３端子１０３は、半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ｂに対応する。半導体スイッチ素子２０ｂのドレイン端子２２ｂのドレイン電位は半導体スイッチ素子２０ｄのドレイン端子２２ｄのドレイン電位と逆相であると仮定して、第３端子１０３には、電圧源１０７により、ドレイン電圧（−Ｖ_Ｄ）が供給される。

このとき、ゲート端子２１ｄとしての第１端子１００に第２端子１０１及び第３端子１０３から流れ込む電荷量は、Ｃ_ＧＤ（Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｘ）＋Ｃ_ＧＤ（−Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｘ）＝−２Ｃ_ＧＤＶ_Ｘである。よって、等価的にゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤは存在せず、ゲート端子２１ｄと接地（すなわち、ソース端子）との間に２Ｃ_ＧＤの値を有する容量が存在しているように見えることになる。

このように、キャパシタンス素子９０を図１３に示したように設けることによって、ＰＷＭ信号のＮ次高調波（Ｎ＝１の場合はいわゆる基本波）において、等価的にゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤは存在しないので、半導体スイッチ素子２０ｄの寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を中和又は打ち消し得る。ここでは、半導体スイッチ素子２０ｄを中心にして説明したが、半導体スイッチ素子２０ｂについても同様である。すなわち、キャパシタンス素子９１を図１３に示したように設けることによって、ＰＷＭ信号のＮ次高調波において、半導体スイッチ素子２０ｂの寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を中和又は打ち消し得る。また、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄにおいて、ゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤがよりスイッチング速度に影響を与えやすい。そのため、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄのゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を低減することによって、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄのスイッチング速度の高速化を図ることができる。

ここでは、キャパシタンス素子９０，９１が、寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を中和するとして説明したが、キャパシタンス素子９０，９１は、寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を低減又は抑制できていればよい。例えば、キャパシタンス素子９０，９１の容量は、第１の実施形態で説明したように、キャパシタンス素子９０，９１を接続することによる等価容量が、元々の寄生容量Ｃ_ｘに比べて１／１０以下となるような値とし得る。また、キャパシタンス素子９０，９１の容量は、上記等価容量が元々の寄生容量Ｃ_ｘに比べて半分以下となるような値であってもよい。

スイッチング回路７０では、半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｃについては、容量抑制素子部５０ａ，５０ｃによって、寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を低減している。また、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄについては、キャパシタンス素子９０，９１によって、寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を低減している。その結果、第１の実施形態の場合と同様に、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄのスイッチング速度の高速化を図ることができると共に、電力効率の向上を図ることができる。容量抑制素子部５０ａ，５０ｃ及び、キャパシタンス素子９０，９１を利用して寄生容量Ｃ_ＧＤの影響を低減しているので、第１の実施形態の場合と同様に、オーバードライブを行わなくても、スイッチング速度及び電力効率の向上を図ることができる。更に、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄについてはキャパシタンス素子９０，９１を用いて寄生容量Ｃ_ＧＤの影響の低減を図っているので、スイッチング回路７０の設計がより容易である。従って、スイッチング回路７０の構成は、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄのデバイスパラメータに差が生じていたりする場合により有効な構成である。

スイッチング回路７０において電力効率の向上が図れる点を、シミュレーション結果を参照して説明する。

図１５は、図１３に示したスイッチング回路７０に対応するシミュレーション用のモデルである。以下、説明の便宜のため、図１３に対応する要素には同様の符号を付して説明する。図１５に示した回路モデルでは、負荷８０は、インダクタンス素子Ｌ_Ｌ１、抵抗Ｒ_Ｌ及びインダクタンス素子Ｌ_Ｌ２の直列回路で表した。シミュレーションでは、半導体スイッチ素子２０ａのソース端子２０ａと半導体スイッチ素子２３ｂのドレイン端子２２ｂとの接続点の接地に対する電圧を出力電圧Ｖ_ｏｕｔとした。シミュレーション用回路モデルにおいて、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄの構成は、第１の実施形態の場合と同様に、図９に示した構成とした。半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄのデバイスパラメータは、第１の実施形態で示したデバイスパラメータと同様とした。キャパシタンス素子９０，９１の容量は、Ｃ_ＧＤと同じ６３ｐＦとした。

図１５に示したシミュレーション用回路モデルにおける素子値などは次のように設定した。
駆動回路３０ａ〜３０ｄから供給されるＰＷＭ信号のクロック周波数ｆ_ＣＬＫ＝１２０ｋＨｚ
駆動回路３０ａ〜３０ｄから供給されるＰＷＭ信号の変調周波数ｆ_Ｍ＝６０ｋＨｚ
抵抗Ｒ_Ｃ０の抵抗値：３０Ω
ドレイン端子２２ａ，２２ｃに供給する正電圧Ｖ_ＤＤ＝４００Ｖ
ソース端子２３ｂ，２３ｄに供給する負電圧Ｖ_ＳＳ＝−４００Ｖ
第３の電源４２ａ〜４２ｄによって、ソース端子２３ａ〜２３ｄを基準として 駆動回路３０ａ〜３０ｄに供給される電圧：−１３Ｖ
インダクタンス素子Ｌ_Ｌ１，Ｌ_Ｌ２の素子値（インダクタンス）：２．５×１／２ｍＨ
抵抗Ｒ_Ｌの素子値（抵抗値）：１０Ω

シミュレーションとして、以下のシミュレーション４，５，６，７を実施した。

［シミュレーション４］
キャパシタンス素子９０、９１及び容量抑制素子部５０ａ、５０ｃのいずれも接続しない場合を想定してシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、各半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄにおいてすべての寄生容量をデバイスパラメータとして示した値に設定した。

［シミュレーション５］
キャパシタンス素子９０、９１及び容量抑制素子部５０ａ、５０ｃにより各半導体スイッチ素子２０のゲート・ドレイン間の寄生容量Ｃ_ＧＤが打ち消された場合を想定してシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、理想的な状態として各半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄの寄生容量Ｃ_ＧＤの設定値を０とした。

［シミュレーション６］
キャパシタンス素子９０、９１を設けずに、半導体スイッチ素子２０ａ〜２０ｄの寄生容量Ｃ_ＧＤを、容量抑制素子部５０を用いて中和したことを想定してシミュレーションを行った。従って、このシミュレーションでは、寄生容量Ｃ_ＧＤを０とした。

［シミュレーション７］
キャパシタンス素子９０、９１を接続した点でシミュレーション３と相違する以外は、シミュレーション３と同様の条件でシミュレーションを行った。

図１６〜図１９は、シミュレーション３〜６の結果をそれぞれ示す図面である。図１６〜図１９では、時間に対する半導体スイッチ素子２０のゲート・ソース間の電圧Ｖ_ＧＳ１ａ，Ｖ_ＧＳ２ａと出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変化を示している。横軸は時間［μｓ］を示し、縦軸は、ゲート・ソース間の電圧Ｖ_ＧＳ［Ｖ］及び出力電圧Ｖ_ｏｕｔ［Ｖ］を示す。図１６〜図１９では、図１４において左上の半導体スイッチ素子２０ａにおけるＶ_ＧＳとしてのＶ_ＧＳａ、図１４の左下の半導体スイッチ素子２０ｂにおけるＶ_ＧＳとしてのＶ_ＧＳｂ、及び、半導体スイッチ素子２０ａと半導体スイッチ素子２０ｂとの接続点の接地に対する電圧としての出力電圧Ｖ_ｏｕｔを示している。

図１６、図１７及び図１８を比較すれば、容量抑制素子部５０ａ，５０ｃを設けて半導体スイッチ素子２０ａ，２０ｃの寄生容量Ｃ_ＧＤを打ち消すことによって、図１６に示した場合より電圧変化、特に出力電圧Ｖ_ｏｕｔの電圧変化がより急峻になり、理想的な図１７に近づくことが理解できる。

また、図１７、図１８及び図１９を比較すれば、容量抑制素子部５０を設けると共に、キャパシタンス素子を接続することによって、図１８の場合より、更に、電圧変化、特に出力電圧Ｖ_ｏｕｔの電圧変化がより急峻になり、理想的な図１７に近づくことが理解できる。

第２の実施形態では、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄの寄生容量Ｃ_Ｘをキャパシタンス素子９０，９１で低減する形態を例示して説明したが、半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄについても、キャパシタンス素子９０，９１の代わりに、容量抑制素子部を利用して寄生容量の低減を図ってもよい。また、キャパシタンス素子９０，９１によって、等価的に存在するように見えるゲート端子２１ｄ，２１ｂと接地（ソース端子）との間の容量であって２Ｃ_ＧＤの値を有する容量の影響を、容量抑制素子部を更に接続することによって実質的に低減することもできる。半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄの寄生容量Ｃ_Ｘを容量抑制素子部と、キャパシタンス素子９０，９１とを組み合わせて半導体スイッチ素子２０ｂ，２０ｄの各々の少なくとも一つの寄生容量の低減をはかってもよい。

以上、本発明の種々の実施形態について説明したが、本発明は、上記に例示した種々の実施形態に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能である。例えば、スイッチング回路が備える半導体スイッチ素子は、例示したＭＯＳ型電界効果トランジスタに限定されない。例えば、半導体スイッチ素子は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタでもよいし、接合型電界効果トランジスタでもよいし、接合型バイポーラトランジスタでもよいし、又は、半導体スイッチ素子はサイリスタでもよい。半導体スイッチ素子が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ又は接合型バイポーラトランジスタである場合、半導体スイッチ素子の入力端子は、ゲート端子であり、出力端子はコレクタ端子であり、共通端子はエミッタ端子である。半導体スイッチ素子が接合型電界トランジスタの場合、ＭＯＳ型電界効果トランジスタの場合と同様に、半導体スイッチ素子の入力端子は、ゲート端子であり、出力端子はドレイン端子であり、共通端子はソース端子である。半導体スイッチ素子がサイリスタである場合、半導体スイッチ素子の入力端子は、ゲート端子であり、出力端子はアノード端子であり、共通端子はカソード端子である。

また、スイッチング回路が備える複数の半導体スイッチ素子の構成は同じとして説明したが、互いに異なっていてもよい。また、複数の半導体スイッチ素子の各々に接続される容量抑制素子部の構成も異なっていてもよい。また、スイッチング回路が備える半導体スイッチ素子の数は、例示した２個の場合及び４個の場合に限定されない。スイッチング回路は、少なくとも一つの半導体スイッチ素子を有していればよい。

前述した種々の実施形態では、半導体スイッチ素子に供給されるパルス状信号はＰＷＭ信号としたが、半導体スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦが制御され得るパルス状信号であればよい。

１０…スイッチング回路、２０…半導体スイッチ素子、２０ａ…半導体スイッチ素子（第１の半導体スイッチ素子）、２０ｂ…半導体スイッチ素子（第２の半導体スイッチ素子）、２０ｃ…半導体スイッチ素子（第３の半導体スイッチ素子）、２０ｄ…半導体スイッチ素子（第４の半導体スイッチ素子）、２１，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ…ゲート端子（入力端子）、２２，２２ａ，２２ｂ,２２ｃ,２２ｄ…ドレイン端子（出力端子）、２３,２３ａ,２３ｂ,２３ｃ,２３ｄ…ソース端子（共通端子）、３０,３０ａ,３０ｂ,３０ｃ,３０ｄ…駆動回路、５０,５０ａ,５０ｂ,５０ｃ…容量抑制素子部、５３_１…第１の回路部、５３_ｉ…第ｉの回路部（ｉは２〜Ｎの整数））、７０…スイッチング回路、９０，９１…キャパシタンス素子（第１及び第２のキャパシタンス素子）。

Claims (8)

1. 入力端子、出力端子及び共通端子を有する半導体スイッチ素子を少なくとも一つ含んでおり、前記入力端子と前記共通端子との間にパルス状信号を印加することによって、前記出力端子と前記共通端子との間の電流をスイッチングするスイッチング回路であって、
   前記入力端子と前記出力端子との間、前記入力端子と前記共通端子との間及び前記出力端子と前記共通端子との間の少なくとも一つに接続される容量抑制素子部を備え、
   前記容量抑制素子部は、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量を、前記パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、前記容量抑制素子部が接続されていない場合より低減し、
   前記パルス状信号は、ＰＷＭ信号であり、
   前記容量抑制素子部は、前記容量抑制素子部のリアクタンスを角周波数の関数Ｘ（ω）としたとき、式（１）及び式（２）を満たすように構成されている、
   スイッチング回路。
   

   

   
   

   

   
   （式（１）及び式（２）において、ｊは虚数単位を示し、ω _０ は前記ＰＷＭ信号のクロック周波数と２πとの積であり、ω _Ｍ は前記ＰＷＭ信号の変調周波数と２πとの積であり、
   Ｃ _Ｘ は、前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であって、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であり、Ｒ _ＣＯ は、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の入力端子に接続されており前記ＰＷＭ信号を供給する駆動回路の出力インピーダンスである。）
2. 入力端子、出力端子及び共通端子を有する４つの半導体スイッチ素子を含んでおり、４つの前記半導体スイッチ素子のうちの第１の半導体スイッチ素子の出力端子と４つの前記半導体スイッチ素子のうちの第３の半導体スイッチ素子の出力端子とが接続され、４つの前記半導体スイッチ素子のうちの第２の半導体スイッチ素子の共通端子と４つの前記半導体スイッチ素子のうちの第４の半導体スイッチ素子の共通端子とが接続され、前記第１の半導体スイッチ素子の共通端子と前記第２の半導体スイッチ素子の出力端子が接続され、前記第３の半導体スイッチ素子の共通端子と前記第４の半導体スイッチ素子の出力端子とが接続され、前記第１及び前記第４の半導体スイッチ素子がＯＮ状態のとき前記第２及び第３の半導体スイッチ素子がＯＦＦ状態となると共に、前記第１及び前記第４の半導体スイッチ素子がＯＦＦ状態のとき前記第２及び第３の半導体スイッチ素子がＯＮ状態となるように、前記第１〜第４の半導体スイッチ素子の入力端子それぞれにパルス状信号が印加されるスイッチング回路であって、
   ４つの前記半導体スイッチ素子のうちの少なくとも一つの半導体スイッチ素子の前記入力端子と前記出力端子との間、前記入力端子と前記共通端子との間及び前記出力端子と前記共通端子との間の少なくとも一つに接続される容量抑制素子部を備え、
   前記容量抑制素子部は、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量を、前記パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、前記容量抑制素子部が接続されていない場合より低減する、
   スイッチング回路。
3. 前記第２の半導体スイッチ素子の出力端子と前記第４の半導体スイッチ素子の入力端子との間に接続される第１のキャパシタンス素子と、
   前記第２の半導体スイッチ素子の入力端子と前記第４の半導体スイッチ素子の出力端子の間に接続される第２のキャパシタンス素子と、
   を更に備え、
   前記第１のキャパシタンス素子は、前記第４の半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間の寄生容量を、前記第４の半導体スイッチ素子に供給される前記パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、前記第１のキャパシタンス素子を接続しない場合より低減する容量を有し、
   前記第２のキャパシタンス素子は、前記第２の半導体スイッチ素子の入力端子と出力端子との間の寄生容量を、前記第２の半導体スイッチ素子に供給される前記パルス状信号のクロック周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）の周波数において、前記第２のキャパシタンス素子を接続しない場合より低減する容量を有する、
   請求項２記載のスイッチング回路
4. 前記パルス状信号は、ＰＷＭ信号であり、
   前記容量抑制素子部は、前記容量抑制素子部のリアクタンスを角周波数の関数Ｘ（ω）としたとき、式（３）及び式（４）を満たすように構成されている、請求項２又は３に記載のスイッチング回路。
   

   

   
   

   

   
   （式（３）及び式（４）において、ｊは虚数単位を示し、ω_０は前記ＰＷＭ信号のクロック周波数と２πとの積であり、ω_Ｍは前記ＰＷＭ信号の変調周波数と２πとの積であり、
   Ｃ_Ｘは、前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であって、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の端子間の寄生容量であり、Ｒ_ＣＯは、前記容量抑制素子部が接続される前記半導体スイッチ素子の入力端子に接続されており前記ＰＷＭ信号を供給する駆動回路の出力インピーダンスである。）
5. 前記関数Ｘ（ω）は、式（５）で表される、請求項１又は４に記載のスイッチング回路。
   

   

   
   （式（５）中、ｔを１〜Ｎ−１の整数としたとき、ω_ｚ０は０＜ω_ｚ０＜ω_０を満たす値であり、ω_ｚｔ，ω_ｐｔはｔω_０＜ω_ｐｔ＜ω_ｚｔ＜（ｔ＋１）ω_０を満たす値であり、βは任意の値である。）
6. 前記容量抑制素子部は、前記半導体スイッチ素子の前記入力端子と前記出力端子との間に接続される、請求項５記載のスイッチング回路。
7. Ｎは２以上であり、
   前記容量抑制素子部は、直列に接続された第１〜第Ｎの回路部を有し、
   前記第１の回路部は、直列に接続されたインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなり、
   前記第２〜第Ｎの回路部のうちの第ｉの回路部（ｉは２〜Ｎの整数）は、並列に接続されたインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる、
   請求項１〜６の何れか一項記載のスイッチング回路。
8. 前記第１の回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子のそれぞれの素子値をＬ_０及びＣ_０とし、前記第ｉの回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子の素子値をそれぞれＬ_ｉ−１及びＣ_ｉ−１とした場合、
   前記第１の回路部が有するインダクタンス素子及びキャパシタンス素子のそれぞれの素子値並びに前記第２〜第Ｎの回路部の各々が有するキャパシタンス素子の素子値は、式（６）を満たし、
   前記Ｌ_ｉ−１は、１／（Ｃ_ｉ−１（ω_{ｐ（ｉ−１）}）^２）である、
   請求項７記載のスイッチング回路。
   

   

   
   

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