JP4389306B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば陰極線管を用いて高解像度の映像信号を表示するコンピュータディスプレイモニタや大形のテレビジョン受像機に使用して好適なスイッチング電源装置に関する。詳しくは、例えば陰極線管を用いるディスプレイモニタやテレビジョン受像機において、高圧発生を含む複数の電圧の発生を効率よく行うことができるようにするものである。
【０００２】
【従来の技術】
高解像度の映像信号を表示するコンピュータディスプレイモニタ等に使用される電源装置としては、従来から例えば図９に示すような絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を用いた装置が使用されている。
【０００３】
すなわち図９において、商用交流電源（ＡＣ）１００がダイオードブリッジ整流回路１０１を通じて平滑用のコンデンサ１０２に接続される。このコンデンサ１０２の負極端が接地され、正極端が抵抗器１０３を通じて発振駆動回路１０４に接続されると共に、このコンデンサ１０２の正極端がスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２の直列回路からなるスイッチング回路部１０５を通じて接地される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２が発振駆動回路１０４によって所定の周波数で交互に導通するように駆動される。
【０００４】
さらにこのスイッチング回路部１０５はハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ１０２の正極端がスイッチング素子Ｑａ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑａ２のソースが接地される。またスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２にはそれぞれダンパーダイオードＤａ１、Ｄａ２が並列に接続される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑａ１のソースとスイッチング素子Ｑａ２のドレインとの接続点が、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１を通じて接地される。
【０００５】
これによりこのコンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１には、上述の発振駆動回路１０４の発振周波数に従って反転する共振電流が流され、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ電源回路が構成される。すなわちこの回路において、コンバータトランス１０８の１次側の基本動作は模式的に図１０に示すようになる。この図１０において、同図のＡに示す発振駆動回路１０４からの駆動パルスによりスイッチング素子Ｑａ１がオンされたときの等価回路を同図のＢ、スイッチング素子Ｑａ２がオンされたときの等価回路を同図のＣに示している。
【０００６】
そこでスイッチング素子Ｑａ１がオンされたときには、図１０のＢの等価回路でスイッチング素子Ｑａ１に相当するスイッチ２０１が閉じられることから、コンデンサ１０２の正極端に相当する直流電圧源２０３と、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７と１次巻線Ｌａ１を含むインダクタ２０４、抵抗器２０５の直列共振回路が構成される。そして直流電圧源２０３を電源としてスイッチ２０１を通じて正の共振電流が流される。
【０００７】
次に、スイッチング素子Ｑａ２がオンされたときには、図１０のＣの等価回路でスイッチング素子Ｑａ２に相当するスイッチ２０２が閉じられることから、このスイッチ２０２を通じて共振コンデンサ１０７、インダクタ２０４、抵抗器２０５の直列共振回路に負の共振電流が流される。そしてこのように正負の共振電流が発振駆動回路１０４からの駆動パルスに従って交互に発生され、上述の直列共振回路に所望の周波数の交番電流が流される。
【０００８】
さらに図１０に示された等価回路の各部を流れる電流波形を図１１に示す。ここで図１１のＡ、Ｂはそれぞれスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２を流れる電流ＩＱ１、ＩＱ２の波形を示し、図１１のＣは直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１の波形を示す。また図１２には、この直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１と周波数ｆの関係を示す。図１２において、ｆ０は図１０の直列共振回路の共振周波数を示し、ｆｓｗは発振駆動回路１０４によりドライブされるスイッチング回路部１０５の繰り返し動作周波数を表わす。
【０００９】
この場合に、共振コンデンサ１０６、インダクタ２０４、抵抗器２０５の値をそれぞれＣ、Ｌ、Ｒとし、各周波数ωに対する直列共振回路のインピーダンスをＺとしてアドミタンスを求めると、アドミタンスＹは〔数１〕で表わされる。
【数１】
【００１０】
一方、直列共振回路の共振周波数ｆ０は〔数２〕で表わされる。
【数２】
【００１１】
ここで、〔数１〕において電流ＩはＹに比例するからこれを用いて周波数に対する電流Ｉ１の大きさを示したのが図１２の曲線であり、共振周波数ｆ０において共振電流の最大値を与えるものである。また、スイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２からなるスイッチング回路部１０５の繰り返し動作周波数ｆｓｗは、この共振カーブの右側に沿って動くように、すなわちこれらの周波数においてｆｓｗ＞ｆ０を満足するように設定される。
【００１２】
そこで上述の基本動作を踏まえて、図９の全体の回路動作について詳細に説明する。この図９の回路構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず投入される商用交流電源１００をダイオードブリッジ整流回路１０１で整流して得られる整流電流を充電電流として、平滑用のコンデンサ１０２の両端に整流平滑電圧が発生される。さらにこの整流平滑電圧を動作電源として、抵抗器１０３を通じて発振駆動回路１０４に電源が供給され、この発振駆動回路１０４で交互に発生される駆動パルスがスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２に供給される。
【００１３】
そして或るタイミングで発振駆動回路１０４からは、例えばスイッチング素子Ｑａ１に正の駆動パルスが供給され、逆にスイッチング回路部１０５を構成するもう一方のスイッチング素子Ｑａ２には負の駆動パルスが供給される。これによりスイッチング素子Ｑａ１がオン、スイッチング素子Ｑａ２がオフになると、このスイッチング素子Ｑａ１を通じて共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１の直列共振回路に正の共振電流が供給される。
【００１４】
さらに次のタイミングで発振駆動回路１０４からは、スイッチング素子Ｑａ１に負の駆動パルスが供給され、逆にスイッチング回路部１０５を構成するもう一方のスイッチング素子Ｑａ２には正の駆動パルスが供給される。これによりスイッチング素子Ｑａ１は急激にオフすると共に、スイッチング素子Ｑａ２がオンとなる。この結果、このスイッチング素子Ｑａ２を通じて共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１の直列共振回路に負の共振電流が供給される。
【００１５】
この動作が繰り返されて得られる直列共振電流によりコンバータトランス１０８が励磁される。そしてこのコンバータトランス１０８の２次側に巻装された２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５から交番出力電圧が取り出される。さらにこれらの２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５には、それぞれ交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流回路（ダイオード）１０９、１１０、１１１、１１２及び平滑回路（コンデンサ）１１３、１１４、１１５、１１６が接続される。
【００１６】
このようにして、コンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５からは、それぞれ整流回路１０９、１１０、１１１、１１２及び平滑回路１１３、１１４、１１５、１１６を通じて、例えば水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）、及び、各信号系回路の電源電圧として使用されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）が取り出される。
【００１７】
またこのコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られる、水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧の定電圧化は、例えば次のようにして行われる。すなわち、例えば陰極線管に表示される画像の輝度が上昇しこの結果高圧負荷が増加するように変動した場合や、陰極線管に表示される画像の水平振幅が大きくなるように変化したとすると、＋Ｂ電圧の負荷が増加する。この結果、＋Ｂ電圧の電圧値Ｅ０は低下するように変動しようとする。
【００１８】
そこでこの電圧変動が抵抗器１１７、１１８で構成される電圧検出部で取り出され、制御回路１１９で誤差増幅をされた後、定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ１２０を通して、スイッチング回路部１０５の周波数制御及び駆動を行う発振駆動回路１０４に送られる。そしてこの電圧に応じて発振駆動回路１０４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗが低下される。
【００１９】
ここで上述の電源回路では、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗを高く設定している。従ってこの回路で、スイッチング周波数ｆｓｗが低下するように制御された場合には、図１２において直列共振回路の共振周波数ｆ０に対してスイッチング周波数ｆｓｗが近づくことになり、この結果、１次巻線Ｌａ１を流れる励磁電流が増加することで定電圧化が図られることになる。
【００２０】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合や、陰極線管に表示される画像の水平振幅が小さくなるように変化したとすると、＋Ｂ電圧の電圧値Ｅ０が上昇するように変動する。このため、前述のように制御信号はフォトカプラ１２０を通して発振駆動回路１０４に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路１０４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗが上昇される。
【００２１】
従ってスイッチング周波数ｆｓｗが上昇するように制御された場合には、図１２において直列共振回路の共振周波数ｆ０に対して、スイッチング周波数ｆｓｗが離れることになり、この結果、コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が図られることになる。またこのとき、同じコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５から取り出されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）についても、いわゆるクロスレギュレーションにより、概略、定電圧化が図られることになる。
【００２２】
さらに、このようにしてコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られた＋Ｂ電圧は、例えば水平振幅ピン歪補正回路１２１を通して水平発振駆動回路１２２、水平出力回路１２３、水平偏向ヨーク１２４で構成される水平偏向回路に供給される。また、コンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られた＋Ｂ電圧は、高圧発振駆動回路１２５、スイッチング回路部１２６、制御回路１２７、高圧トランス１２８で構成される高圧発生回路の電源としても供給される。
【００２３】
次に、高圧発生回路について説明する。図９において高圧発生回路は他励式の電流共振形コンバータで構成される。そしてスイッチング回路部１２６を構成する２つのスイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑａ３のドレインが＋Ｂ電圧に接続され、スイッチング素子Ｑａ４のソースが接地される。また、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４ソースドレイン間にはそれぞれダンパーダイオードＤａ３、Ｄａ４が接続される。
【００２４】
さらにスイッチング素子Ｑａ３のソースとスイッチング素子Ｑａ４のドレインの接続点に、共振コンデンサ１２９、チョークコイル１３０と、例えばフライバックトランス（ＦＢＴ）のような高圧トランス１２８が直列に接続される。そしてこのスイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４には、高圧発振駆動回路１２５からの半周期ごとに交互にオン、オフを行うための、互いに極性の異なる矩形の駆動パルスが供給される。
【００２５】
すなわちこの構成による高圧発生回路のスイッチング動作としては、まず＋Ｂ電圧から抵抗器１３１を通して高圧発振駆動回路１２５に電源が供給され、＋Ｂ電圧がこの高圧発生回路に供給されると、高圧発振駆動回路１２５からスイッチング素子Ｑａ３に正の駆動パルスが供給されオンになる。そしてスイッチング素子Ｑａ３を通して共振コンデンサ１２９及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０とに正の共振電流が供給される。
【００２６】
次にスイッチング素子Ｑａ３に負の駆動パルスが供給され、これとは逆にスイッチング素子Ｑａ４に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑａ３は急激にオフすると共に、スイッチング素子Ｑａ４がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑａ４を通して、共振コンデンサ１２９及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０に負の共振電流が供給される。この動作が繰り返されることで、直列共振電流により高圧トランス１２８が励磁され、高圧トランス１２８の２次側に巻装された高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９から交番出力電圧が取り出される。
【００２７】
さらに巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９は正負の交番電圧について全波整流を行うように、巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９とダイオードＤｂ６〜Ｄｂ９とが直列に接続され、巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ４は巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９と逆極性になるようにダイオードＤａ１〜Ｄｂ５が直列に接続されたのち互に接続される。またこの接続部には一端を開放させた巻線Ｌｂ５が巻装され、等価的に平滑コンデンサを設けて巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ４と巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い、出力コンデンサ１３２を通じて高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００２８】
そしてこの高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、例えば上述の図１０の等価回路の場合と同様にして次のように行われる。すなわちこの高圧発生回路では、直列共振コンデンサ１２９、チョークコイル１３０及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０で構成される直列共振回路の共振周波数をｆ０１とした場合に、この共振周波数ｆ０１よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗ１を高く設定している。
【００２９】
そこで例えば陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動すると、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。この電圧変動を抵抗器１３３、１３４で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路１２７で得られる制御信号が高圧発振駆動回路１２５に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路１２５から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４のスイッチング周波数をｆｓｗ１とすると、このスイッチング周波数ｆｓｗ１が低下する。
【００３０】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動する。この電圧変動を抵抗器１３３、１３４で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路１２７で得られる制御信号が発振駆動回路１２５に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路１２５から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４のスイッチング周波数ｆｓｗ１が上昇する。
【００３１】
従って先に述べた高圧発生回路の設定では、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、高圧負荷が増加すると、高圧出力電圧ＥＨＴが低下するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ１は低下されるように制御されるが、この時、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が近づくことになり、この結果、１次巻線Ｌｂ０を流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が図られることになる。
【００３２】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ１は上昇するように制御され、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が離れることになり、この結果、１次巻線Ｌｂ０を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が図られることになる。
【００３３】
さらに高圧トランス１２８には、前述の励磁電流の供給される１次巻線Ｌｂ０と、２次巻線として陰極線管にアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９と共に、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌｃ１が巻装される。そしてこの高圧トランス１２８の２次巻線Ｌｃ１から取り出される交番出力電圧が、整流用のダイオードＤｃ１を通じて平滑用のコンデンサ１３５に供給されて、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１が取り出される。
【００３４】
さらに図１３には、上述した絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を含む従来の装置の全体の構成をブロック図で示す。この図１３において、ＡＣ整流平滑回路３０１で商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路３０２から得られる駆動パルスを用いてコンバータ回路３０３にスイッチング動作を行わせてコンバータトランス３０４を励磁し、このコンバータトランス３０４から出力電圧を取り出す。
【００３５】
この取り出された出力電圧を用いて、水平発振駆動回路３０５から得られる駆動パルスを用いて水平出力回路３０６にスイッチング動作を行わせて水平偏向ヨーク３０７に偏向電流を供給する。それと共に、コンバータトランス３０４からの出力電圧を制御回路３０８に供給し、この制御回路３０８からの制御信号を発振駆動回路３０２に供給して、コンバータトランス３０４からの出力電圧の安定化が行われる。
【００３６】
またコンバータトランス３０４から取り出される出力電圧を用いて、高圧発振駆動回路３０９より得られる駆動パルスを用いて高圧出力回路３１０にスイッチング動作を行わせて高圧トランス３１１を励磁し、この高圧トランス３１１に高電圧を発生させて陰極線管３１２のアノードに高電圧を供給する。それと共に、高圧トランス３１１の出力電圧を制御回路３１３に供給し、この制御回路３１３からの制御信号を高圧発振駆動回路３０９に供給して、高圧トランス３１１からの出力電圧の安定化が行われる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
このようにして＋Ｂ電圧及び高電圧、さらにその他の電圧の形成が行われる。ところが上述の従来のスイッチング電源装置では、より経済的にかつエネルギー資源の有効活用という面で改善すべき点が有る。すなわちその第１はスイッチング回路部の電力損失の問題、第２はスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題である。以下に、この２点の課題について説明する。
【００３８】
すなわちこのスイッチング電源装置は、第１の課題として、複数の定電圧出力電圧を供するための機能を有する電源回路部を備え、さらに高精度の高圧負荷特性を得るための高圧発生回路部を別に備える回路構成を有するものである。このためスイッチング回路部を二系統構成にせざるを得ない。ここでこのように高圧発生回路を別に設けることは、特性上は非常に有利では有るが、その結果、回路構成が複雑になるという欠点と、スイッチング回路部の電力損失の増大を招くという問題点を有することになるものである。
【００３９】
またこのスイッチング電源装置は、第２の課題として、電源回路部に大地アースより絶縁を図るための絶縁形コンバータトランスを有し、高圧発生回路部にフライバックトランスのような非絶縁型の高圧トランスを備えるものである。このため出力コンバータトランスを二重に備える構成にせざるを得ない。その結果、商用交流電源から得られる整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段を用いて高圧出力電圧を取り出す構成において、直流／直流変換効率が悪く省電力化を図る上で問題点を有することになるものである。
【００４０】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、上述した従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたというものである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
すなわち本発明においては、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動され第１のコンバータトランスを構成する第１の１次巻線と、第１の１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、第１の１次巻線に対して並列に設けられ第２のコンバータトランスを構成する第２の１次巻線と、第２の１次巻線に対して直列に設けられる可飽和リアクタと、第２の１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて、第２の整流回路出力が基準電圧よりも上昇した場合には、可飽和リアクタのインダクタンスを増加させることにより第２の１次巻線に流れる励磁電流を抑制して第２の整流回路出力を定電圧化し、第２の整流回路出力が基準電圧よりも低下した場合には、可飽和リアクタのインダクタンスを減少させることにより第２の１次巻線に流れる励磁電流を増加させて第２の整流回路出力を定電圧化する第２の制御手段とを備えてなるものである。
【００４４】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明を適用したスイッチング電源装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【００４５】
図１において、商用交流電源（ＡＣ）１０がダイオードブリッジ整流回路１１を通じて平滑用のコンデンサ１２に接続される。このコンデンサ１２の負極端が接地され、正極端が抵抗器１３を通じて発振駆動回路１４に接続されると共に、このコンデンサ１２の正極端が例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴのようなスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路からなるスイッチング回路部１５を通じて接地される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が発振駆動回路１４によって所定の周波数で交互に導通するように駆動される。
【００４６】
さらにこのスイッチング回路部１５はハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ１２の正極端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースが接地される。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にはそれぞれダンパーダイオードＤ１、Ｄ２が並列に接続される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点が、共振コンデンサ１６、チョークコイル１７、及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を通じて接地される。
【００４７】
これによりコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１には、上述の発振駆動回路１４の発振周波数に従って反転する共振電流が流され、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ電源回路が構成される。この構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず商用交流電源１０が投入されると発振駆動回路１４からスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。そしてスイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次側に巻装された１次巻線Ｌ１に正の共振電流が供給される。
【００４８】
次にスイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルスが供給され、これとは逆にスイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１は急激にオフすると共にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に負の共振電流が供給され、この動作が繰り返されることで直列共振電流によりコンバータトランス１８が励磁され、トランス１８の２次側に巻装された各巻線より交番出力電圧が取り出される。
【００４９】
さらにこのコンバータトランス１８は絶縁型で構成され、１次側には前述のように励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１が設けられる。そしてこのコンバータトランス１８の２次側には、主に水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧を得る２次巻線Ｌ２と、その他の電圧（電圧値Ｅ２〜Ｅ４）を得る２次巻線Ｌ３〜Ｌ５と、２次巻線として陰極線管のアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る整流回路を備えた高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４と、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌ１５とが設けられる。
【００５０】
ここで高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４は正負の交番電圧について全波整流を行うように、巻線Ｌ１１〜Ｌ１４とダイオードＤ１１〜Ｄ１４とが直列に接続され、巻線Ｌ６〜Ｌ９は巻線Ｌ１１〜Ｌ１４と逆極性になるようにダイオードＤ６〜Ｄ１０が直列に接続されたのち互に接続される。またこの接続部には一端を開放させた巻線Ｌ１０が巻装され、等価的に平滑コンデンサを設けて巻線Ｌ６〜Ｌ９と巻線Ｌ１１〜Ｌ１４とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い、出力コンデンサ１９を通じて高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００５１】
そしてこの高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は次のように行われる。例えば商用交流電源１０の入力電圧値が低下した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。そこでこの電圧変動を抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路２２で得られる制御信号を定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給する。
【００５２】
この制御信号に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング回路部１５を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ２とすればこのスイッチング周波数ｆｓｗ２が低下する。ここで上述の回路では、共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路部１５のスイッチング周波数ｆｓｗ２を高く設定している。
【００５３】
このため上述の場合では、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し高圧負荷が増加すると高圧出力電圧ＥＨＴが低下するように変動し、スイッチング周波数ｆｓｗ２が低下するように制御されるが、このとき直列共振回路の共振周波数をｆ０２とすればこの共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が近づくことになる。この結果、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を流れる励磁電流が増加することで、高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られることになる。
【００５４】
逆に商用交流入力電圧が上昇した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動する。そしてこの電圧変動による制御信号が前述のようにフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇する。
【００５５】
すなわち陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、これにより高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇するように制御されて直列共振回路の共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が離れることになる。この結果、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を流れる励磁電流が抑制されることで、高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られることになる。
【００５６】
さらに２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５には、それぞれ交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流回路（ダイオード）２４、２５、２６、２７及び平滑回路（コンデンサ）２８、２９、３０、３１が接続される。このようにしてコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５からは、それぞれ水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）、及び各信号系回路の電源電圧として使用されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）が取り出される。
【００５７】
そしてこのコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）の定電圧化が次のようにして行われる。すなわちこのコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２には、定電圧制御を実施するための手段として可飽和リアクタ３２が直列に接続される。そしてこの可飽和リアクタ３２のインダクタンスを制御することによって、２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧を制御する方法をとっている。
【００５８】
そこでこの可飽和リアクタ３２は、例えば図２に示されるような制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとをもつ直交型の可飽和リアクタで構成される。そしてこの可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲがコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２に直列に接続され、制御巻線ＮＣには＋Ｂ電圧の電圧変動を検出した制御信号に応じた制御電流が流される。これによって、２次巻線Ｌ２に直列に接続された被制御巻線ＮＲのインダクタンスが制御されるように構成される。
【００５９】
すなわち図１において例えば出力電圧Ｅ０が上昇した場合には、この出力電圧Ｅ０が検出用の抵抗器３３、３４によって検出され、検出電圧が基準電圧３５より上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下して制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少する。このコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスを制御し、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用する。この結果、出力電圧Ｅ０がインダクタンス制御により抑制される。
【００６０】
逆に、出力電圧Ｅ０が低下した場合には、この出力電圧Ｅ０の検出電圧が基準電圧３５より低下して反転比較増幅器３６の出力が上昇す。これによって制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が増加し、このコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスを制御し、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが減少するように作用する。この結果、出力電圧Ｅ０がインダクタンス制御により増加される。これによって２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧の定電圧化が図られる。
【００６１】
このようにして高圧出力電圧ＥＨＴ及び＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）の定電圧化が図られる。またこのとき同じくコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５から取り出されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）についても、いわゆるクロスレギュレーションにより、概略、定電圧化が図られることになる。さらにコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ１５から取り出される交番出力電圧が、整流用のダイオードＤ１５を通じて平滑用のコンデンサ３８に供給されて、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１が取り出される。
【００６２】
さらに図３には、上述した絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を含むスイッチング電源装置の全体の構成をブロック図で示す。この図３において、ＡＣ整流平滑回路４０１で商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路４０２から得られる駆動パルスを用いてコンバータ回路４０３にスイッチング動作を行わせてコンバータトランス４０４を励磁される。
【００６３】
これによってコンバータトランス４０４からは高圧出力電圧ＥＨＴ、＋Ｂ電圧及びその他の出力電圧が取り出される。そしてこのコンバータトランス４０４で発生された高電圧が陰極線管４０５のアノードに供給されると共に、この高電圧が制御回路４０６に供給され、この制御回路４０６からの制御信号が発振駆動回路４０２に供給されて、コンバータトランス４０４から高圧出力電圧ＥＨＴの安定化が行われる。
【００６４】
さらにコンバータトランス４０４からの出力電圧が上述の可飽和リアクタ３２を含む制御回路４０７に供給され、この制御回路４０７からの制御信号がコンバータトランス４０４に供給されて出力電圧の安定化が行われる。そしてこの安定化された出力電圧を用いて、水平発振駆動回路４０８から得られる駆動パルスを用いて水平出力回路４０９にスイッチング動作を行わせて水平偏向ヨーク４１０に偏向電流を供給する。
【００６５】
従ってこの装置において、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６６】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００６７】
次に本発明の第２の実施形態について図４を参照しながら説明する。なおこの第２の実施形態においては、コンバータトランスが複数の絶縁型のコンバータトランスで構成されているものである。
【００６８】
すなわち図４において、コンバータトランス１８ａ、１８ｂはそれぞれ前述の図１におけるコンバータトランス１８の一部を構成している。そして第１のコンバータトランス１８ａは励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ａと、例えば陰極線管のアノード電圧を供給するための２次巻線として巻装された高圧出力電圧ＥＨＴを得る高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４と、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌ１５とから構成される。
【００６９】
また第２のコンバータトランス１８ｂは励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ｂと、主に水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）と、その他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）を得るための２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５とから構成される。そしてこの実施形態では、この第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに直列に定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続される。他は図１と同様に構成され、図１と対応している部分には同一の符号を附して示す。
【００７０】
そしてこの図４において、スイッチング回路部１５を構成する２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接点に共振コンデンサ１６の一端が直列に接続される。そしてこの共振コンデンサ１６の他端にはチョークコイル１７を通して第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａの一端が接続され、この１次巻線Ｌ１ａの他端はアースに接地される。
【００７１】
また、共振コンデンサ１６の他端には可飽和リアクタ３２が接続され、この可飽和リアクタ３２に第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂの一端が接続されると共に、この１次巻線Ｌ１ｂの他端はアースに接地される。これによってチョークコイル１７と第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａ、及び可飽和リアクタ３２と第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂとが並列回路を形成するように構成される。
【００７２】
そこで上記の構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず商用交流電源１０が投入されると、発振駆動回路１４よりスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。この結果、スイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１６と第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの１次巻線Ｌ１ａ、Ｌ１ｂに、その直列共振回路を形成する合成インダクタのインダクタンス値に応じた正の共振電流が供給される。
【００７３】
次にスイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルス、スイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１はオフすると共にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、前述とは逆に、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１６及び第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの１次巻線Ｌ１ａ、Ｌ１ｂに負の共振電流が供給される。この動作が繰り返されることで正負の共振電流により出力トランスが励磁され、第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの２次側巻線からそれぞれ交番出力電圧が取り出される。
【００７４】
そしてこの装置において、第１のコンバータトランス１８ａの２次巻線Ｌ６〜Ｌ１４から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、次のようにして行われる。例えば商用交流電圧１０が低下した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。
【００７５】
そこでこの電圧変動を抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路２２で得られる制御信号が定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給される。この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ３とするとこのスイッチング周波数ｆｓｗ３が低下する。
【００７６】
逆に、商用交流入力電圧１０が上昇した場合か、もしくは、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。そこで前述のようにこの電圧変動がフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給され、この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇する。
【００７７】
ここでこの電源回路では、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路部１５のスイッチング周波数ｆｓｗ３は、共振コンデンサ１６とチョークコイル１７及び第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａと、可飽和リアクタ３２と第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂとで構成される共振回路の共振周波数ｆ０３よりも常に高くなるように設定されている。
【００７８】
従ってこの回路で陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ３が低下するように制御されることになり、直列共振回路の共振周波数ｆ０３に対してスイッチング周波数ｆｓｗ３が近づくことになって、この結果、１次巻線Ｌ１ａを流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が図られることになる。
【００７９】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇するように制御されることになり、直列共振回路の共振周波数ｆ０３に対してスイッチング周波数ｆｓｗ３が離れることになって、この結果、１次巻線Ｌ１ａを流れる励磁電流が抑制されることで定電圧化が図られることになる。
【００８０】
これに対して、第２のコンバータトランス１８ｂの２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の定電圧化は次のようにして行われる。すなわち第２のコンバータトランス１８ｂは、励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ｂと、例えば水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧を得る２次巻線Ｌ２と、その他の電圧を得る２次巻線Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５とから構成されるが、この第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂには、定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続されている。
【００８１】
ここでこの可飽和リアクタ３２は、制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとで構成されており、制御巻線ＮＣは被制御巻線ＮＲから十分な空間距離をもって巻装された絶縁型の可飽和リアクタとなっている。そして第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂにこの被制御巻線ＮＲが直列に接続され、制御巻線ＮＣには２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の電圧変動に伴い、制御信号に応じた制御電流を流すことで被制御巻線ＮＲのインダクタンスの制御が行われる。
【００８２】
そしてこの装置で２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０は、次のような動作で定電圧化が図られる。すなわち例えば出力電圧Ｅ０が上昇した場合には、出力電圧Ｅ０が検出用の抵抗器３３、３４によって検出され、ここで検出電圧が基準電圧３５より上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下して、制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少される。そこでこのコレクタ電流を制御電流として、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが制御され、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用される。
【００８３】
この結果、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。すなわちこの場合に、出力電圧Ｅ０が上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下されて制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少され、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加されて、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。
【００８４】
逆に、出力電圧Ｅ０が低下した場合には、抵抗器３３、３４によって検出される検出電圧が基準電圧３５より低下し、反転比較増幅器３６の出力が上昇して制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が増加される。そこでこのコレクタ電流によって可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが減少するように制御される。この結果、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により増加されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。なおこの他の動作は、上述の第１の実施形態と同様に行われる。
【００８５】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００８６】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００８７】
さらに本発明の第３の実施形態について図５を参照しながら説明する。なおこの第３の実施形態においては、発振駆動回路部を自励型を用いて構成しているものである。
【００８８】
すなわち図５においては、スイッチング回路部１５が例えばバイポーラトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を用いて構成される。そしてこのトランジスタＱｘ１のエミッタとトランジスタＱｘ２のコレクタの接続点に共振コンデンサ１６が接続され、さらに後述するドライブトランス４０の励磁巻線ＮＤ、チョークコイル１７、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１が直列に接続されて、ハーフブリッジ型の直列共振回路を有する自励型の電流共振コンバータが形成される。
【００８９】
一方、この実施形態においてはスイッチング回路部１５を構成するバイポーラトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を駆動するためのドライブトランス４０が設けられる。ここでドライブトランス４０には、例えば図６に示すように駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２及び励磁巻線ＮＤと、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線ＮＣを巻装して構成された、例えば直交型の可飽和リアクタが使用される。なおこのドライブトランス４０は上述の直交型の可飽和リアクタに限らず所謂ＥＩ型等で構成されても良い。
【００９０】
そしてこのドライブトランス４０の一方の駆動巻線ＮＢ１の一端には、抵抗器４１と共振コンデンサ４２とが直列共振回路を形成するように接続されて、この直列共振回路を通じてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１のベースに接続される。また、駆動巻線ＮＢ１の他端はトランジスタＱｘ１のエミッタに接続される。さらにトランジスタＱｘ１のベース−エミッタ間にはダンパー用のダイオード４３が設けられる。
【００９１】
またドライブトランス４０の他方の駆動巻線ＮＢ２は、駆動巻線ＮＢ１と逆極性となるように設けられる。そしてこの駆動巻線ＮＢ２の一端には、抵抗器４４と共振コンデンサ４５とが直列共振回路を形成するように接続されて、この直列共振回路を通じてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ２のベースに接続されると共に、他端はアースに接地される。さらにトランジスタＱｘ２のベース−エミッタ間にはダンパー用のダイオード４６が設けられる。
【００９２】
これによってこのドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２の出力に従ってスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２が駆動される。そしてこのトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を駆動する後述するスイッチング周波数ｆｓｗ４が可変制御されることによって、後段のインバータトタンス１８を通じて得られる出力電圧の定電圧制御を図るように、自励型の周波数制御回路が構成されている。
【００９３】
そこで上記構成による電流共振型電源回路のスイッチング動作は次のように行われる。まず商用交流電源１０が投入されると、起動を行うための抵抗器４７を通してトランジスタＱｘ１のベースに起動電流が供給される。ここでトランジスタＱｘ１がオンになったときを考えると、コンデンサ１２からの整流出力電圧を直流電源として、トランジスタＱｘ１を通して、共振コンデンサ１６、ドライブ巻線ＮＤ、チョークコイル１７及びコンバータトランストランス１８の１次巻線Ｌ１に正の共振電流が流れる。
【００９４】
さらにこの共振電流が零になると、ドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ２にはトランジスタＱｘ２をオンにするように正のパルスが発生し、逆にドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ１にはトランジスタＱｘ１をオフにするように負のパルスが発生する。そしてトランジスタＱｘ１が急激にオフすると共にトランジスタＱｘ２がオンになる。その結果、トランジスタＱｘ２を通って共振コンデンサ１６、ドライブ巻線ＮＤ、チョークコイル１７及びコンバータトランストランス１８の１次巻線Ｌ１に負の共振電流が流れる。
【００９５】
このようにしてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２がスイッチング周波数ｆｓｗ４に従って交互にオン、オフを繰り返すことにより、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に正負の励磁電流が供給される。これによってコンバータトランス１８の２次側巻線にそれぞれ所望の交番出力が取り出されるものである。
【００９６】
ここでコンバータトランス１８は、上述の励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１と、高圧出力電圧を得る２次巻線Ｌ２０及びその他の電圧を得る２次巻線Ｌ２〜Ｌ５、Ｌ１５から構成されており、２次巻線Ｌ２には前述と同じ＋Ｂ電圧Ｅ０の定電圧制御を行うための手段として可飽和リアクタ３２が接続される。また２次巻線Ｌ２０には、例えばダイオードＤ２１〜Ｄ２８と平滑コンデンサＣ２１〜Ｃ２８で構成されるコッククロフト・ウオルトン回路のような多倍圧整流回路が接続されて、高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００９７】
そしてこの装置において、高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧制御は次のようにして行われる。すなわち例えば２次巻線Ｌ２０とダイオードＤ２１〜Ｄ２８及び平滑コンデンサＣ２１〜Ｃ２８で構成される８倍圧のコッククロフト・ウオルトン回路から取り出された高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動したとすると、この電圧変動が抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で検出されたのち、制御回路２２で得られる制御信号により制御用のトランジスタ４８のコレクタ電流が増加するように制御される。
【００９８】
ここで上述のドライブトランス４０の制御巻線ＮＣの一端がトランジスタ４８のコレクタに接続され、他端が電圧源４９に接続されている。従ってこのコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタで構成されたドライブトランス４０の制御巻線ＮＣに流れる制御電流を増加するように制御し、ドライブトランス４０は飽和傾向となって駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２のインダクタンスが減少するように作用する。この結果、自励発振回路の発振周波数が高くなり、このときのスイッチング周波数ｆｓｗ４が上昇するように制御される。
【００９９】
一方、上述の共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１とで形成される共振周波数をｆ０４とすれば、前述の回路と同様に、共振周波数ｆ０４よりも高い領域でスイッチング周波数ｆｓｗ４を設定しているために、スイッチング周波数が高くなると共振周波数ｆｓｗ４よりも離れることになり、これにより１次巻線Ｌ１に供給される励磁電流が抑制され、２次巻線Ｌ２０から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られる。
【０１００】
さらにコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の定電圧化は次のように行われる。２次巻線Ｌ２には定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続される。この可飽和リアクタ３２は、制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとで構成されており、２次巻線Ｌ２に被制御巻線ＮＲが直列に接続され、制御巻線ＮＣに出力電圧Ｅ０の電圧変動に伴い、制御信号に応じた制御電流を流すことで被制御巻線ＮＲのインダクタンスの制御が行われる。
【０１０１】
すなわち出力電圧Ｅ０の負荷条件が変わるなどして出力電圧Ｅ０が上昇するように変動したとする。前述のように、制御巻線ＮＣには電圧変動に応じた制御信号により制御電流が減少するように制御される。この結果、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用し、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ２を流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて定電圧化が図られる。なおこの他の動作は、上述の第１の実施形態と同様に行われる。
【０１０２】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１０３】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【０１０４】
さらに本発明の第４の実施形態について図７を参照しながら説明する。なおこの実施形態においては、並列共振回路を構成することで前述の各実施形態と同等の回路動作を電圧共振型スイッチングコンバータ回路で実現するものである。
【０１０５】
すなわち図７において、スイッチング回路部１５を１石のスイッチング素子で構成し、共振コンデンサ５１とダンパーダイオード５２とが、スイッチング回路部１５のスイッチング素子に並列に接続される。そして商用交流電源１０の整流出力電圧がチョークコイル１７を通してコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１の一端に供給され、このコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１のもう一端はスイッチング回路部１５のスイッチング素子のコレクタに接続される。
【０１０６】
さらに抵抗器１３を通じて発振駆動回路１４に電源が供給され、発振駆動回路１４からスイッチング回路部１５のスイッチング素子のベースに駆動パルスが送られる。そしてスイッチング回路部１５のスイッチング素子をオン、オフ制御することで、スイッチング回路部１５のスイッチング素子のコレクタに共振電圧が発生すると共に、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に共振電流が供給される。他は、上述の図５の実施形態と同様に構成される。
【０１０７】
そしてこの装置において、出力電圧の定電圧制御については、図１に示した第１の実施形態と同様の動作で行われる。以上のようにして、この第４の実施形態では並列共振回路を構成することで、前述の各実施形態と同等の回路動作を電圧共振型スイッチングコンバータ回路で実現することができるものである。
【０１０８】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１０９】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【０１１０】
こうして上述のスイッチング電源装置によれば、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動される１次巻線と、１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される可飽和リアクタと、可飽和リアクタに接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて可飽和リアクタのインダクタンスを制御する第２の制御手段とを備えることにより、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１１１】
また、上述のスイッチング電源装置によれば、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動され第１のコンバータトランスを構成する第１の１次巻線と、第１の１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、第１の１次巻線に対して並列に設けられ第２のコンバータトランスを構成する第２の１次巻線と、第２の１次巻線に対して直列に設けられる可飽和リアクタと、第２の１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて可飽和リアクタのインダクタンスを制御する第２の制御手段とを備えることにより、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１１２】
なお本発明は、上記の実施形態の構成に限定されるものではなく、共振型のコンバータの方式は適宜変更されて構成されても良い。さらに高圧発生回路の高圧整流回路については、上述の実施形態の構成に限らず、多倍圧回路もしくは図８のＡ、Ｂに示すような複数に分割された高圧トランスの２次巻線と複数の整流ダイオード及びコンデンサより構成された高圧整流方式を適宜変更して構成しても良い。
【０１１３】
また本発明によれば、コンバータトランスを非絶縁型とし、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として整流平滑電圧を発生する整流平滑手段を備える代わりに外部から直流電圧を供給する手段を設け、この直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段とを備える構成としても同様の効果が得られるものである。
【０１１４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング出力電流波形及び電圧波形が非常に滑らかで、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ないという特長を有する高周波スイッチング動作の可能な共振型コンバータを用いて、一系統のコンバータ出力回路を形成し、これを用いて、主となる電圧の定電圧化を周波数制御手段を用いて行うと共に、更に、その他の主要な出力電圧の定電圧制御をスイッチングノイズやスイッチング損失の少ない特長を有する可飽和リアクタを用いたインダクタンス制御手段を複合的に備えることで実現し、大幅に簡略化されたスイッチング回路の構成で負荷変動の大きい複数個の出力電圧の定電圧化を可能とする、きわめて有効な解決手段を提供するものである。
【０１１５】
これにより、高圧負荷変動の大きい高圧発生回路とその他の電圧を供給する電源回路とを、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ない共振型コンバータ回路を用いた周波数制御手段と、動作損失の少ない可飽和リアクタを用いた制御手段を同時に備えることで、簡単な回路構成で、高圧発生回路とその他の電圧を供給する電源回路との融合化を図り電源回路部のコンバータトランスから直接高圧出力を得ることを可能にした。この結果、コンバータトランスから得られた定電圧化の図られた＋Ｂ電圧を電源電圧とし、高圧トランスより高圧出力を得るという二重に行われていた直流／直流変換を、上記のように一度の直流／直流変換で行うように構成することで大幅に変換効率の改善を図ることを可能にした。
【０１１６】
このように本発明は、共振型コンバータと定電圧制御用可飽和リアクタを備え、絶縁型定電圧電源回路と高電圧発生回路とを一体化して電源回路を構成することで、低雑音、低コストで、且つ高周波スイッチング動作による小型軽量化の促進が図られると共に、スイッチング回路の構成とトランス構成を簡略化することで大幅な変換効率の改善を可能にし製品の省電力化が図られるという効果を有している。
【０１１７】
さらに請求項１に記載の発明によれば、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１１９】
また、請求項２に記載の発明によれば、発振駆動手段には、他励型の周波数制御回路を構成するか、若しくは、スイッチング手段を駆動する駆動巻線と、スイッチング手段からの共振経路に直列に接続される励磁巻線と、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線を備えた可飽和リアクタを用いて自励型の周波数制御回路を構成することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２０】
また、請求項３に記載の発明によれば、スイッチング手段のスイッチングによる共振駆動は、１次巻線と直列に共振コンデンサが接続されて、スイッチング手段のスイッチング動作を電流共振型とするように設けるか、若しくは、１次巻線と直列にスイッチング手段が接続されると共に、スイッチング手段と並列に共振コンデンサが接続されて、スイッチング手段のスイッチング動作を電圧共振型とするように設けることによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２１】
また、請求項４に記載の発明によれば、第１の制御手段は、第１の整流回路を多倍圧整流回路構成とし、この多倍圧整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２２】
また、請求項５に記載の発明によれば、動作電源には、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として整流平滑電圧を発生する整流平滑電源回路、及び／または、外部からの直流電圧の供給される直流電源回路からの電源を用いることによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２３】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の第１の実施形態の構成図である。
【図２】その要部の説明のための図である。
【図３】その全体の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態の構成図である。
【図５】本発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態の構成図である。
【図６】その要部の説明のための図である。
【図７】本発明によるスイッチング電源装置の第４の実施形態の構成図である。
【図８】他の構成の説明のための図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の構成図である。
【図１０】その動作の説明のための図である。
【図１１】その説明のための波形図である。
【図１２】その説明のための特性図である。
【図１３】従来の装置の全体の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…商用交流電源（ＡＣ）、１１…ダイオードブリッジ整流回路、１２…平滑用コンデンサ、１３…抵抗器、１４…発振駆動回路、１５…スイッチング回路部、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２…ダンパーダイオード、１６…共振コンデンサ、１７…チョークコイル、１８…コンバータトランス、Ｌ１…１次巻線、Ｌ２〜Ｌ１５…２次巻線、Ｄ６〜Ｄ１５…ダイオード、１９…出力コンデンサ、２０，２１…抵抗器、２２…制御回路、２３…フォトカプラ、２４〜２７…整流回路（ダイオード）、２８〜３１…平滑回路（コンデンサ）、３２…可飽和リアクタ、３３，３４…抵抗器、３５…基準電圧、３６…反転比較増幅器、３７…制御用トランジスタ、３８…平滑用コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば陰極線管を用いて高解像度の映像信号を表示するコンピュータディスプレイモニタや大形のテレビジョン受像機に使用して好適なスイッチング電源装置に関する。詳しくは、例えば陰極線管を用いるディスプレイモニタやテレビジョン受像機において、高圧発生を含む複数の電圧の発生を効率よく行うことができるようにするものである。
【０００２】
【従来の技術】
高解像度の映像信号を表示するコンピュータディスプレイモニタ等に使用される電源装置としては、従来から例えば図９に示すような絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を用いた装置が使用されている。
【０００３】
すなわち図９において、商用交流電源（ＡＣ）１００がダイオードブリッジ整流回路１０１を通じて平滑用のコンデンサ１０２に接続される。このコンデンサ１０２の負極端が接地され、正極端が抵抗器１０３を通じて発振駆動回路１０４に接続されると共に、このコンデンサ１０２の正極端がスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２の直列回路からなるスイッチング回路部１０５を通じて接地される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２が発振駆動回路１０４によって所定の周波数で交互に導通するように駆動される。
【０００４】
さらにこのスイッチング回路部１０５はハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ１０２の正極端がスイッチング素子Ｑａ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑａ２のソースが接地される。またスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２にはそれぞれダンパーダイオードＤａ１、Ｄａ２が並列に接続される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑａ１のソースとスイッチング素子Ｑａ２のドレインとの接続点が、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１を通じて接地される。
【０００５】
これによりこのコンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１には、上述の発振駆動回路１０４の発振周波数に従って反転する共振電流が流され、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ電源回路が構成される。すなわちこの回路において、コンバータトランス１０８の１次側の基本動作は模式的に図１０に示すようになる。この図１０において、同図のＡに示す発振駆動回路１０４からの駆動パルスによりスイッチング素子Ｑａ１がオンされたときの等価回路を同図のＢ、スイッチング素子Ｑａ２がオンされたときの等価回路を同図のＣに示している。
【０００６】
そこでスイッチング素子Ｑａ１がオンされたときには、図１０のＢの等価回路でスイッチング素子Ｑａ１に相当するスイッチ２０１が閉じられることから、コンデンサ１０２の正極端に相当する直流電圧源２０３と、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７と１次巻線Ｌａ１を含むインダクタ２０４、抵抗器２０５の直列共振回路が構成される。そして直流電圧源２０３を電源としてスイッチ２０１を通じて正の共振電流が流される。
【０００７】
次に、スイッチング素子Ｑａ２がオンされたときには、図１０のＣの等価回路でスイッチング素子Ｑａ２に相当するスイッチ２０２が閉じられることから、このスイッチ２０２を通じて共振コンデンサ１０７、インダクタ２０４、抵抗器２０５の直列共振回路に負の共振電流が流される。そしてこのように正負の共振電流が発振駆動回路１０４からの駆動パルスに従って交互に発生され、上述の直列共振回路に所望の周波数の交番電流が流される。
【０００８】
さらに図１０に示された等価回路の各部を流れる電流波形を図１１に示す。ここで図１１のＡ、Ｂはそれぞれスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２を流れる電流ＩＱ１、ＩＱ２の波形を示し、図１１のＣは直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１の波形を示す。また図１２には、この直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１と周波数ｆの関係を示す。図１２において、ｆ０は図１０の直列共振回路の共振周波数を示し、ｆｓｗは発振駆動回路１０４によりドライブされるスイッチング回路部１０５の繰り返し動作周波数を表わす。
【０００９】
この場合に、共振コンデンサ１０６、インダクタ２０４、抵抗器２０５の値をそれぞれＣ、Ｌ、Ｒとし、各周波数ωに対する直列共振回路のインピーダンスをＺとしてアドミタンスを求めると、アドミタンスＹは〔数１〕で表わされる。
【数１】
一方、直列共振回路の共振周波数ｆ０は〔数２〕で表わされる。
【数２】
ここで、〔数１〕において電流ＩはＹに比例するからこれを用いて周波数に対する電流Ｉ１の大きさを示したのが図１２の曲線であり、共振周波数ｆ０において共振電流の最大値を与えるものである。また、スイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２からなるスイッチング回路部１０５の繰り返し動作周波数ｆｓｗは、この共振カーブの右側に沿って動くように、すなわちこれらの周波数においてｆｓｗ＞ｆ０を満足するように設定される。
【００１２】
そこで上述の基本動作を踏まえて、図９の全体の回路動作について詳細に説明する。この図９の回路構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず投入される商用交流電源１００をダイオードブリッジ整流回路１０１で整流して得られる整流電流を充電電流として、平滑用のコンデンサ１０２の両端に整流平滑電圧が発生される。さらにこの整流平滑電圧を動作電源として、抵抗器１０３を通じて発振駆動回路１０４に電源が供給され、この発振駆動回路１０４で交互に発生される駆動パルスがスイッチング素子Ｑａ１、Ｑａ２に供給される。
【００１３】
そして或るタイミングで発振駆動回路１０４からは、例えばスイッチング素子Ｑａ１に正の駆動パルスが供給され、逆にスイッチング回路部１０５を構成するもう一方のスイッチング素子Ｑａ２には負の駆動パルスが供給される。これによりスイッチング素子Ｑａ１がオン、スイッチング素子Ｑａ２がオフになると、このスイッチング素子Ｑａ１を通じて共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１の直列共振回路に正の共振電流が供給される。
【００１４】
さらに次のタイミングで発振駆動回路１０４からは、スイッチング素子Ｑａ１に負の駆動パルスが供給され、逆にスイッチング回路部１０５を構成するもう一方のスイッチング素子Ｑａ２には正の駆動パルスが供給される。これによりスイッチング素子Ｑａ１は急激にオフすると共に、スイッチング素子Ｑａ２がオンとなる。この結果、このスイッチング素子Ｑａ２を通じて共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１の直列共振回路に負の共振電流が供給される。
【００１５】
この動作が繰り返されて得られる直列共振電流によりコンバータトランス１０８が励磁される。そしてこのコンバータトランス１０８の２次側に巻装された２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５から交番出力電圧が取り出される。さらにこれらの２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５には、それぞれ交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流回路（ダイオード）１０９、１１０、１１１、１１２及び平滑回路（コンデンサ）１１３、１１４、１１５、１１６が接続される。
【００１６】
このようにして、コンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２、Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５からは、それぞれ整流回路１０９、１１０、１１１、１１２及び平滑回路１１３、１１４、１１５、１１６を通じて、例えば水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）、及び、各信号系回路の電源電圧として使用されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）が取り出される。
【００１７】
またこのコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られる、水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧の定電圧化は、例えば次のようにして行われる。すなわち、例えば陰極線管に表示される画像の輝度が上昇しこの結果高圧負荷が増加するように変動した場合や、陰極線管に表示される画像の水平振幅が大きくなるように変化したとすると、＋Ｂ電圧の負荷が増加する。この結果、＋Ｂ電圧の電圧値Ｅ０は低下するように変動しようとする。
【００１８】
そこでこの電圧変動が抵抗器１１７、１１８で構成される電圧検出部で取り出され、制御回路１１９で誤差増幅をされた後、定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ１２０を通して、スイッチング回路部１０５の周波数制御及び駆動を行う発振駆動回路１０４に送られる。そしてこの電圧に応じて発振駆動回路１０４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗが低下される。
【００１９】
ここで上述の電源回路では、共振コンデンサ１０６、チョークコイル１０７、及び絶縁型コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗを高く設定している。従ってこの回路で、スイッチング周波数ｆｓｗが低下するように制御された場合には、図１２において直列共振回路の共振周波数ｆ０に対してスイッチング周波数ｆｓｗが近づくことになり、この結果、１次巻線Ｌａ１を流れる励磁電流が増加することで定電圧化が図られることになる。
【００２０】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合や、陰極線管に表示される画像の水平振幅が小さくなるように変化したとすると、＋Ｂ電圧の電圧値Ｅ０が上昇するように変動する。このため、前述のように制御信号はフォトカプラ１２０を通して発振駆動回路１０４に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路１０４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング回路部１０５のスイッチング周波数ｆｓｗが上昇される。
【００２１】
従ってスイッチング周波数ｆｓｗが上昇するように制御された場合には、図１２において直列共振回路の共振周波数ｆ０に対して、スイッチング周波数ｆｓｗが離れることになり、この結果、コンバータトランス１０８の１次巻線Ｌａ１を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が図られることになる。またこのとき、同じコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ３、Ｌａ４、Ｌａ５から取り出されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）についても、いわゆるクロスレギュレーションにより、概略、定電圧化が図られることになる。
【００２２】
さらに、このようにしてコンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られた＋Ｂ電圧は、例えば水平振幅ピン歪補正回路１２１を通して水平発振駆動回路１２２、水平出力回路１２３、水平偏向ヨーク１２４で構成される水平偏向回路に供給される。また、コンバータトランス１０８の２次巻線Ｌａ２から得られた＋Ｂ電圧は、高圧発振駆動回路１２５、スイッチング回路部１２６、制御回路１２７、高圧トランス１２８で構成される高圧発生回路の電源としても供給される。
【００２３】
次に、高圧発生回路について説明する。図９において高圧発生回路は他励式の電流共振形コンバータで構成される。そしてスイッチング回路部１２６を構成する２つのスイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑａ３のドレインが＋Ｂ電圧に接続され、スイッチング素子Ｑａ４のソースが接地される。また、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４ソースドレイン間にはそれぞれダンパーダイオードＤａ３、Ｄａ４が接続される。
【００２４】
さらにスイッチング素子Ｑａ３のソースとスイッチング素子Ｑａ４のドレインの接続点に、共振コンデンサ１２９、チョークコイル１３０と、例えばフライバックトランス（ＦＢＴ）のような高圧トランス１２８が直列に接続される。そしてこのスイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４には、高圧発振駆動回路１２５からの半周期ごとに交互にオン、オフを行うための、互いに極性の異なる矩形の駆動パルスが供給される。
【００２５】
すなわちこの構成による高圧発生回路のスイッチング動作としては、まず＋Ｂ電圧から抵抗器１３１を通して高圧発振駆動回路１２５に電源が供給され、＋Ｂ電圧がこの高圧発生回路に供給されると、高圧発振駆動回路１２５からスイッチング素子Ｑａ３に正の駆動パルスが供給されオンになる。そしてスイッチング素子Ｑａ３を通して共振コンデンサ１２９及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０とに正の共振電流が供給される。
【００２６】
次にスイッチング素子Ｑａ３に負の駆動パルスが供給され、これとは逆にスイッチング素子Ｑａ４に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑａ３は急激にオフすると共に、スイッチング素子Ｑａ４がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑａ４を通して、共振コンデンサ１２９及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０に負の共振電流が供給される。この動作が繰り返されることで、直列共振電流により高圧トランス１２８が励磁され、高圧トランス１２８の２次側に巻装された高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９から交番出力電圧が取り出される。
【００２７】
さらに巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９は正負の交番電圧について全波整流を行うように、巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９とダイオードＤｂ６〜Ｄｂ９とが直列に接続され、巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ４は巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９と逆極性になるようにダイオードＤａ１〜Ｄｂ５が直列に接続されたのち互に接続される。またこの接続部には一端を開放させた巻線Ｌｂ５が巻装され、等価的に平滑コンデンサを設けて巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ４と巻線Ｌｂ６〜Ｌｂ９とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い、出力コンデンサ１３２を通じて高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００２８】
そしてこの高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、例えば上述の図１０の等価回路の場合と同様にして次のように行われる。すなわちこの高圧発生回路では、直列共振コンデンサ１２９、チョークコイル１３０及び高圧トランス１２８の１次巻線Ｌｂ０で構成される直列共振回路の共振周波数をｆ０１とした場合に、この共振周波数ｆ０１よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗ１を高く設定している。
【００２９】
そこで例えば陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動すると、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。この電圧変動を抵抗器１３３、１３４で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路１２７で得られる制御信号が高圧発振駆動回路１２５に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路１２５から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４のスイッチング周波数をｆｓｗ１とすると、このスイッチング周波数ｆｓｗ１が低下する。
【００３０】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動する。この電圧変動を抵抗器１３３、１３４で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路１２７で得られる制御信号が発振駆動回路１２５に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路１２５から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑａ３、Ｑａ４のスイッチング周波数ｆｓｗ１が上昇する。
【００３１】
従って先に述べた高圧発生回路の設定では、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、高圧負荷が増加すると、高圧出力電圧ＥＨＴが低下するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ１は低下されるように制御されるが、この時、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が近づくことになり、この結果、１次巻線Ｌｂ０を流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が図られることになる。
【００３２】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ１は上昇するように制御され、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が離れることになり、この結果、１次巻線Ｌｂ０を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が図られることになる。
【００３３】
さらに高圧トランス１２８には、前述の励磁電流の供給される１次巻線Ｌｂ０と、２次巻線として陰極線管にアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る高圧巻線Ｌｂ１〜Ｌｂ９と共に、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌｃ１が巻装される。そしてこの高圧トランス１２８の２次巻線Ｌｃ１から取り出される交番出力電圧が、整流用のダイオードＤｃ１を通じて平滑用のコンデンサ１３５に供給されて、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１が取り出される。
【００３４】
さらに図１３には、上述した絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を含む従来の装置の全体の構成をブロック図で示す。この図１３において、ＡＣ整流平滑回路３０１で商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路３０２から得られる駆動パルスを用いてコンバータ回路３０３にスイッチング動作を行わせてコンバータトランス３０４を励磁し、このコンバータトランス３０４から出力電圧を取り出す。
【００３５】
この取り出された出力電圧を用いて、水平発振駆動回路３０５から得られる駆動パルスを用いて水平出力回路３０６にスイッチング動作を行わせて水平偏向ヨーク３０７に偏向電流を供給する。それと共に、コンバータトランス３０４からの出力電圧を制御回路３０８に供給し、この制御回路３０８からの制御信号を発振駆動回路３０２に供給して、コンバータトランス３０４からの出力電圧の安定化が行われる。
【００３６】
またコンバータトランス３０４から取り出される出力電圧を用いて、高圧発振駆動回路３０９より得られる駆動パルスを用いて高圧出力回路３１０にスイッチング動作を行わせて高圧トランス３１１を励磁し、この高圧トランス３１１に高電圧を発生させて陰極線管３１２のアノードに高電圧を供給する。それと共に、高圧トランス３１１の出力電圧を制御回路３１３に供給し、この制御回路３１３からの制御信号を高圧発振駆動回路３０９に供給して、高圧トランス３１１からの出力電圧の安定化が行われる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
このようにして＋Ｂ電圧及び高電圧、さらにその他の電圧の形成が行われる。ところが上述の従来のスイッチング電源装置では、より経済的にかつエネルギー資源の有効活用という面で改善すべき点が有る。すなわちその第１はスイッチング回路部の電力損失の問題、第２はスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題である。以下に、この２点の課題について説明する。
【００３８】
すなわちこのスイッチング電源装置は、第１の課題として、複数の定電圧出力電圧を供するための機能を有する電源回路部を備え、さらに高精度の高圧負荷特性を得るための高圧発生回路部を別に備える回路構成を有するものである。このためスイッチング回路部を二系統構成にせざるを得ない。ここでこのように高圧発生回路を別に設けることは、特性上は非常に有利では有るが、その結果、回路構成が複雑になるという欠点と、スイッチング回路部の電力損失の増大を招くという問題点を有することになるものである。
【００３９】
またこのスイッチング電源装置は、第２の課題として、電源回路部に大地アースより絶縁を図るための絶縁形コンバータトランスを有し、高圧発生回路部にフライバックトランスのような非絶縁型の高圧トランスを備えるものである。このため出力コンバータトランスを二重に備える構成にせざるを得ない。その結果、商用交流電源から得られる整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段を用いて高圧出力電圧を取り出す構成において、直流／直流変換効率が悪く省電力化を図る上で問題点を有することになるものである。
【００４０】
この出願はこのような点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問題点は、上述した従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたというものである。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
このため本発明においては、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
すなわち本発明においては、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動され第１のコンバータトランスを構成する第１の１次巻線と、第１の１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、第１の１次巻線に対して並列に設けられ第２のコンバータトランスを構成する第２の１次巻線と、第２の１次巻線に対して直列に設けられる可飽和リアクタと、第２の１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて、第２の整流回路出力が基準電圧よりも上昇した場合には、可飽和リアクタのインダクタンスを増加させることにより第２の１次巻線に流れる励磁電流を抑制して第２の整流回路出力を定電圧化し、第２の整流回路出力が基準電圧よりも低下した場合には、可飽和リアクタのインダクタンスを減少させることにより第２の１次巻線に流れる励磁電流を増加させて第２の整流回路出力を定電圧化する第２の制御手段とを備えてなるものである。
【００４４】
以下、図面を参照して本発明を説明するに、図１は本発明を適用したスイッチング電源装置の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【００４５】
図１において、商用交流電源（ＡＣ）１０がダイオードブリッジ整流回路１１を通じて平滑用のコンデンサ１２に接続される。このコンデンサ１２の負極端が接地され、正極端が抵抗器１３を通じて発振駆動回路１４に接続されると共に、このコンデンサ１２の正極端が例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴのようなスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路からなるスイッチング回路部１５を通じて接地される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が発振駆動回路１４によって所定の周波数で交互に導通するように駆動される。
【００４６】
さらにこのスイッチング回路部１５はハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ１２の正極端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースが接地される。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にはそれぞれダンパーダイオードＤ１、Ｄ２が並列に接続される。そしてこれらのスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点が、共振コンデンサ１６、チョークコイル１７、及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を通じて接地される。
【００４７】
これによりコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１には、上述の発振駆動回路１４の発振周波数に従って反転する共振電流が流され、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ電源回路が構成される。この構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず商用交流電源１０が投入されると発振駆動回路１４からスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。そしてスイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次側に巻装された１次巻線Ｌ１に正の共振電流が供給される。
【００４８】
次にスイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルスが供給され、これとは逆にスイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１は急激にオフすると共にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に負の共振電流が供給され、この動作が繰り返されることで直列共振電流によりコンバータトランス１８が励磁され、トランス１８の２次側に巻装された各巻線より交番出力電圧が取り出される。
【００４９】
さらにこのコンバータトランス１８は絶縁型で構成され、１次側には前述のように励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１が設けられる。そしてこのコンバータトランス１８の２次側には、主に水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧を得る２次巻線Ｌ２と、その他の電圧（電圧値Ｅ２〜Ｅ４）を得る２次巻線Ｌ３〜Ｌ５と、２次巻線として陰極線管のアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る整流回路を備えた高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４と、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌ１５とが設けられる。
【００５０】
ここで高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４は正負の交番電圧について全波整流を行うように、巻線Ｌ１１〜Ｌ１４とダイオードＤ１１〜Ｄ１４とが直列に接続され、巻線Ｌ６〜Ｌ９は巻線Ｌ１１〜Ｌ１４と逆極性になるようにダイオードＤ６〜Ｄ１０が直列に接続されたのち互に接続される。またこの接続部には一端を開放させた巻線Ｌ１０が巻装され、等価的に平滑コンデンサを設けて巻線Ｌ６〜Ｌ９と巻線Ｌ１１〜Ｌ１４とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い、出力コンデンサ１９を通じて高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００５１】
そしてこの高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は次のように行われる。例えば商用交流電源１０の入力電圧値が低下した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。そこでこの電圧変動を抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路２２で得られる制御信号を定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給する。
【００５２】
この制御信号に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング回路部１５を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ２とすればこのスイッチング周波数ｆｓｗ２が低下する。ここで上述の回路では、共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路部１５のスイッチング周波数ｆｓｗ２を高く設定している。
【００５３】
このため上述の場合では、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し高圧負荷が増加すると高圧出力電圧ＥＨＴが低下するように変動し、スイッチング周波数ｆｓｗ２が低下するように制御されるが、このとき直列共振回路の共振周波数をｆ０２とすればこの共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が近づくことになる。この結果、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を流れる励磁電流が増加することで、高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られることになる。
【００５４】
逆に商用交流入力電圧が上昇した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動する。そしてこの電圧変動による制御信号が前述のようにフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇する。
【００５５】
すなわち陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、これにより高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇するように制御されて直列共振回路の共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が離れることになる。この結果、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１を流れる励磁電流が抑制されることで、高圧巻線から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られることになる。
【００５６】
さらに２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５には、それぞれ交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流回路（ダイオード）２４、２５、２６、２７及び平滑回路（コンデンサ）２８、２９、３０、３１が接続される。このようにしてコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５からは、それぞれ水平偏向回路や高圧発生回路の電源電圧となるいわゆる＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）、及び各信号系回路の電源電圧として使用されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）が取り出される。
【００５７】
そしてこのコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）の定電圧化が次のようにして行われる。すなわちこのコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２には、定電圧制御を実施するための手段として可飽和リアクタ３２が直列に接続される。そしてこの可飽和リアクタ３２のインダクタンスを制御することによって、２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧を制御する方法をとっている。
【００５８】
そこでこの可飽和リアクタ３２は、例えば図２に示されるような制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとをもつ直交型の可飽和リアクタで構成される。そしてこの可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲがコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２に直列に接続され、制御巻線ＮＣには＋Ｂ電圧の電圧変動を検出した制御信号に応じた制御電流が流される。これによって、２次巻線Ｌ２に直列に接続された被制御巻線ＮＲのインダクタンスが制御されるように構成される。
【００５９】
すなわち図１において例えば出力電圧Ｅ０が上昇した場合には、この出力電圧Ｅ０が検出用の抵抗器３３、３４によって検出され、検出電圧が基準電圧３５より上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下して制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少する。このコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスを制御し、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用する。この結果、出力電圧Ｅ０がインダクタンス制御により抑制される。
【００６０】
逆に、出力電圧Ｅ０が低下した場合には、この出力電圧Ｅ０の検出電圧が基準電圧３５より低下して反転比較増幅器３６の出力が上昇す。これによって制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が増加し、このコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスを制御し、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが減少するように作用する。この結果、出力電圧Ｅ０がインダクタンス制御により増加される。これによって２次巻線Ｌ２から取り出される＋Ｂ電圧の定電圧化が図られる。
【００６１】
このようにして高圧出力電圧ＥＨＴ及び＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）の定電圧化が図られる。またこのとき同じくコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５から取り出されるその他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）についても、いわゆるクロスレギュレーションにより、概略、定電圧化が図られることになる。さらにコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ１５から取り出される交番出力電圧が、整流用のダイオードＤ１５を通じて平滑用のコンデンサ３８に供給されて、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１が取り出される。
【００６２】
さらに図３には、上述した絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路及び高圧発生回路を含むスイッチング電源装置の全体の構成をブロック図で示す。この図３において、ＡＣ整流平滑回路４０１で商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路４０２から得られる駆動パルスを用いてコンバータ回路４０３にスイッチング動作を行わせてコンバータトランス４０４を励磁される。
【００６３】
これによってコンバータトランス４０４からは高圧出力電圧ＥＨＴ、＋Ｂ電圧及びその他の出力電圧が取り出される。そしてこのコンバータトランス４０４で発生された高電圧が陰極線管４０５のアノードに供給されると共に、この高電圧が制御回路４０６に供給され、この制御回路４０６からの制御信号が発振駆動回路４０２に供給されて、コンバータトランス４０４から高圧出力電圧ＥＨＴの安定化が行われる。
【００６４】
さらにコンバータトランス４０４からの出力電圧が上述の可飽和リアクタ３２を含む制御回路４０７に供給され、この制御回路４０７からの制御信号がコンバータトランス４０４に供給されて出力電圧の安定化が行われる。そしてこの安定化された出力電圧を用いて、水平発振駆動回路４０８から得られる駆動パルスを用いて水平出力回路４０９にスイッチング動作を行わせて水平偏向ヨーク４１０に偏向電流を供給する。
【００６５】
従ってこの装置において、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６６】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００６７】
次に本発明の第２の実施形態について図４を参照しながら説明する。なおこの第２の実施形態においては、コンバータトランスが複数の絶縁型のコンバータトランスで構成されているものである。
【００６８】
すなわち図４において、コンバータトランス１８ａ、１８ｂはそれぞれ前述の図１におけるコンバータトランス１８の一部を構成している。そして第１のコンバータトランス１８ａは励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ａと、例えば陰極線管のアノード電圧を供給するための２次巻線として巻装された高圧出力電圧ＥＨＴを得る高圧巻線Ｌ６〜Ｌ１４と、保護回路用の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線Ｌ１５とから構成される。
【００６９】
また第２のコンバータトランス１８ｂは励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ｂと、主に水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧（電圧値Ｅ０）と、その他の電圧（電圧値Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４）を得るための２次巻線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５とから構成される。そしてこの実施形態では、この第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに直列に定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続される。他は図１と同様に構成され、図１と対応している部分には同一の符号を附して示す。
【００７０】
そしてこの図４において、スイッチング回路部１５を構成する２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接点に共振コンデンサ１６の一端が直列に接続される。そしてこの共振コンデンサ１６の他端にはチョークコイル１７を通して第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａの一端が接続され、この１次巻線Ｌ１ａの他端はアースに接地される。
【００７１】
また、共振コンデンサ１６の他端には可飽和リアクタ３２が接続され、この可飽和リアクタ３２に第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂの一端が接続されると共に、この１次巻線Ｌ１ｂの他端はアースに接地される。これによってチョークコイル１７と第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａ、及び可飽和リアクタ３２と第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂとが並列回路を形成するように構成される。
【００７２】
そこで上記の構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず商用交流電源１０が投入されると、発振駆動回路１４よりスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。この結果、スイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１６と第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの１次巻線Ｌ１ａ、Ｌ１ｂに、その直列共振回路を形成する合成インダクタのインダクタンス値に応じた正の共振電流が供給される。
【００７３】
次にスイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルス、スイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１はオフすると共にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、前述とは逆に、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１６及び第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの１次巻線Ｌ１ａ、Ｌ１ｂに負の共振電流が供給される。この動作が繰り返されることで正負の共振電流により出力トランスが励磁され、第１、第２のコンバータトランス１８ａ、１８ｂの２次側巻線からそれぞれ交番出力電圧が取り出される。
【００７４】
そしてこの装置において、第１のコンバータトランス１８ａの２次巻線Ｌ６〜Ｌ１４から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、次のようにして行われる。例えば商用交流電圧１０が低下した場合か、もしくは陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。
【００７５】
そこでこの電圧変動を抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路２２で得られる制御信号が定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給される。この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ３とするとこのスイッチング周波数ｆｓｗ３が低下する。
【００７６】
逆に、商用交流入力電圧１０が上昇した場合か、もしくは、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとする。この場合に高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。そこで前述のようにこの電圧変動がフォトカプラ２３を通して発振駆動回路１４に供給され、この電圧に応じて発振駆動回路１４から出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇する。
【００７７】
ここでこの電源回路では、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路部１５のスイッチング周波数ｆｓｗ３は、共振コンデンサ１６とチョークコイル１７及び第１のコンバータトランス１８ａの１次巻線Ｌ１ａと、可飽和リアクタ３２と第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂとで構成される共振回路の共振周波数ｆ０３よりも常に高くなるように設定されている。
【００７８】
従ってこの回路で陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ３が低下するように制御されることになり、直列共振回路の共振周波数ｆ０３に対してスイッチング周波数ｆｓｗ３が近づくことになって、この結果、１次巻線Ｌ１ａを流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が図られることになる。
【００７９】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。このためスイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇するように制御されることになり、直列共振回路の共振周波数ｆ０３に対してスイッチング周波数ｆｓｗ３が離れることになって、この結果、１次巻線Ｌ１ａを流れる励磁電流が抑制されることで定電圧化が図られることになる。
【００８０】
これに対して、第２のコンバータトランス１８ｂの２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の定電圧化は次のようにして行われる。すなわち第２のコンバータトランス１８ｂは、励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１ｂと、例えば水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧を得る２次巻線Ｌ２と、その他の電圧を得る２次巻線Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５とから構成されるが、この第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂには、定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続されている。
【００８１】
ここでこの可飽和リアクタ３２は、制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとで構成されており、制御巻線ＮＣは被制御巻線ＮＲから十分な空間距離をもって巻装された絶縁型の可飽和リアクタとなっている。そして第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂにこの被制御巻線ＮＲが直列に接続され、制御巻線ＮＣには２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の電圧変動に伴い、制御信号に応じた制御電流を流すことで被制御巻線ＮＲのインダクタンスの制御が行われる。
【００８２】
そしてこの装置で２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０は、次のような動作で定電圧化が図られる。すなわち例えば出力電圧Ｅ０が上昇した場合には、出力電圧Ｅ０が検出用の抵抗器３３、３４によって検出され、ここで検出電圧が基準電圧３５より上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下して、制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少される。そこでこのコレクタ電流を制御電流として、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが制御され、この場合は被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用される。
【００８３】
この結果、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。すなわちこの場合に、出力電圧Ｅ０が上昇すると反転比較増幅器３６の出力が低下されて制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が減少され、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加されて、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。
【００８４】
逆に、出力電圧Ｅ０が低下した場合には、抵抗器３３、３４によって検出される検出電圧が基準電圧３５より低下し、反転比較増幅器３６の出力が上昇して制御用のトランジスタ３７のコレクタ電流が増加される。そこでこのコレクタ電流によって可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが減少するように制御される。この結果、第２のコンバータトランス１８ｂの１次巻線Ｌ１ｂに流れる励磁電流がインダクタンス制御により増加されて出力電圧Ｅ０の定電圧化が図られる。なおこの他の動作は、上述の第１の実施形態と同様に行われる。
【００８５】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【００８６】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【００８７】
さらに本発明の第３の実施形態について図５を参照しながら説明する。なおこの第３の実施形態においては、発振駆動回路部を自励型を用いて構成しているものである。
【００８８】
すなわち図５においては、スイッチング回路部１５が例えばバイポーラトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を用いて構成される。そしてこのトランジスタＱｘ１のエミッタとトランジスタＱｘ２のコレクタの接続点に共振コンデンサ１６が接続され、さらに後述するドライブトランス４０の励磁巻線ＮＤ、チョークコイル１７、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１が直列に接続されて、ハーフブリッジ型の直列共振回路を有する自励型の電流共振コンバータが形成される。
【００８９】
一方、この実施形態においてはスイッチング回路部１５を構成するバイポーラトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を駆動するためのドライブトランス４０が設けられる。ここでドライブトランス４０には、例えば図６に示すように駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２及び励磁巻線ＮＤと、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線ＮＣを巻装して構成された、例えば直交型の可飽和リアクタが使用される。なおこのドライブトランス４０は上述の直交型の可飽和リアクタに限らず所謂ＥＩ型等で構成されても良い。
【００９０】
そしてこのドライブトランス４０の一方の駆動巻線ＮＢ１の一端には、抵抗器４１と共振コンデンサ４２とが直列共振回路を形成するように接続されて、この直列共振回路を通じてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１のベースに接続される。また、駆動巻線ＮＢ１の他端はトランジスタＱｘ１のエミッタに接続される。さらにトランジスタＱｘ１のベース−エミッタ間にはダンパー用のダイオード４３が設けられる。
【００９１】
またドライブトランス４０の他方の駆動巻線ＮＢ２は、駆動巻線ＮＢ１と逆極性となるように設けられる。そしてこの駆動巻線ＮＢ２の一端には、抵抗器４４と共振コンデンサ４５とが直列共振回路を形成するように接続されて、この直列共振回路を通じてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ２のベースに接続されると共に、他端はアースに接地される。さらにトランジスタＱｘ２のベース−エミッタ間にはダンパー用のダイオード４６が設けられる。
【００９２】
これによってこのドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２の出力に従ってスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２が駆動される。そしてこのトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２を駆動する後述するスイッチング周波数ｆｓｗ４が可変制御されることによって、後段のインバータトタンス１８を通じて得られる出力電圧の定電圧制御を図るように、自励型の周波数制御回路が構成されている。
【００９３】
そこで上記構成による電流共振型電源回路のスイッチング動作は次のように行われる。まず商用交流電源１０が投入されると、起動を行うための抵抗器４７を通してトランジスタＱｘ１のベースに起動電流が供給される。ここでトランジスタＱｘ１がオンになったときを考えると、コンデンサ１２からの整流出力電圧を直流電源として、トランジスタＱｘ１を通して、共振コンデンサ１６、ドライブ巻線ＮＤ、チョークコイル１７及びコンバータトランストランス１８の１次巻線Ｌ１に正の共振電流が流れる。
【００９４】
さらにこの共振電流が零になると、ドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ２にはトランジスタＱｘ２をオンにするように正のパルスが発生し、逆にドライブトランス４０の駆動巻線ＮＢ１にはトランジスタＱｘ１をオフにするように負のパルスが発生する。そしてトランジスタＱｘ１が急激にオフすると共にトランジスタＱｘ２がオンになる。その結果、トランジスタＱｘ２を通って共振コンデンサ１６、ドライブ巻線ＮＤ、チョークコイル１７及びコンバータトランストランス１８の１次巻線Ｌ１に負の共振電流が流れる。
【００９５】
このようにしてスイッチング回路部１５を構成するトランジスタＱｘ１、Ｑｘ２がスイッチング周波数ｆｓｗ４に従って交互にオン、オフを繰り返すことにより、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に正負の励磁電流が供給される。これによってコンバータトランス１８の２次側巻線にそれぞれ所望の交番出力が取り出されるものである。
【００９６】
ここでコンバータトランス１８は、上述の励磁電流が供給される１次巻線Ｌ１と、高圧出力電圧を得る２次巻線Ｌ２０及びその他の電圧を得る２次巻線Ｌ２〜Ｌ５、Ｌ１５から構成されており、２次巻線Ｌ２には前述と同じ＋Ｂ電圧Ｅ０の定電圧制御を行うための手段として可飽和リアクタ３２が接続される。また２次巻線Ｌ２０には、例えばダイオードＤ２１〜Ｄ２８と平滑コンデンサＣ２１〜Ｃ２８で構成されるコッククロフト・ウオルトン回路のような多倍圧整流回路が接続されて、高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００９７】
そしてこの装置において、高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧制御は次のようにして行われる。すなわち例えば２次巻線Ｌ２０とダイオードＤ２１〜Ｄ２８及び平滑コンデンサＣ２１〜Ｃ２８で構成される８倍圧のコッククロフト・ウオルトン回路から取り出された高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動したとすると、この電圧変動が抵抗器２０、２１で構成した電圧検出回路で検出されたのち、制御回路２２で得られる制御信号により制御用のトランジスタ４８のコレクタ電流が増加するように制御される。
【００９８】
ここで上述のドライブトランス４０の制御巻線ＮＣの一端がトランジスタ４８のコレクタに接続され、他端が電圧源４９に接続されている。従ってこのコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタで構成されたドライブトランス４０の制御巻線ＮＣに流れる制御電流を増加するように制御し、ドライブトランス４０は飽和傾向となって駆動巻線ＮＢ１、ＮＢ２のインダクタンスが減少するように作用する。この結果、自励発振回路の発振周波数が高くなり、このときのスイッチング周波数ｆｓｗ４が上昇するように制御される。
【００９９】
一方、上述の共振コンデンサ１６、チョークコイル１７及びコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１とで形成される共振周波数をｆ０４とすれば、前述の回路と同様に、共振周波数ｆ０４よりも高い領域でスイッチング周波数ｆｓｗ４を設定しているために、スイッチング周波数が高くなると共振周波数ｆｓｗ４よりも離れることになり、これにより１次巻線Ｌ１に供給される励磁電流が抑制され、２次巻線Ｌ２０から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られる。
【０１００】
さらにコンバータトランス１８の２次巻線Ｌ２から取り出される出力電圧Ｅ０の定電圧化は次のように行われる。２次巻線Ｌ２には定電圧制御を行うための可飽和リアクタ３２が接続される。この可飽和リアクタ３２は、制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとで構成されており、２次巻線Ｌ２に被制御巻線ＮＲが直列に接続され、制御巻線ＮＣに出力電圧Ｅ０の電圧変動に伴い、制御信号に応じた制御電流を流すことで被制御巻線ＮＲのインダクタンスの制御が行われる。
【０１０１】
すなわち出力電圧Ｅ０の負荷条件が変わるなどして出力電圧Ｅ０が上昇するように変動したとする。前述のように、制御巻線ＮＣには電圧変動に応じた制御信号により制御電流が減少するように制御される。この結果、可飽和リアクタ３２の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが増加するように作用し、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ２を流れる励磁電流がインダクタンス制御により抑制されて定電圧化が図られる。なおこの他の動作は、上述の第１の実施形態と同様に行われる。
【０１０２】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１０３】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【０１０４】
さらに本発明の第４の実施形態について図７を参照しながら説明する。なおこの実施形態においては、並列共振回路を構成することで前述の各実施形態と同等の回路動作を電圧共振型スイッチングコンバータ回路で実現するものである。
【０１０５】
すなわち図７において、スイッチング回路部１５を１石のスイッチング素子で構成し、共振コンデンサ５１とダンパーダイオード５２とが、スイッチング回路部１５のスイッチング素子に並列に接続される。そして商用交流電源１０の整流出力電圧がチョークコイル１７を通してコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１の一端に供給され、このコンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１のもう一端はスイッチング回路部１５のスイッチング素子のコレクタに接続される。
【０１０６】
さらに抵抗器１３を通じて発振駆動回路１４に電源が供給され、発振駆動回路１４からスイッチング回路部１５のスイッチング素子のベースに駆動パルスが送られる。そしてスイッチング回路部１５のスイッチング素子をオン、オフ制御することで、スイッチング回路部１５のスイッチング素子のコレクタに共振電圧が発生すると共に、コンバータトランス１８の１次巻線Ｌ１に共振電流が供給される。他は、上述の図５の実施形態と同様に構成される。
【０１０７】
そしてこの装置において、出力電圧の定電圧制御については、図１に示した第１の実施形態と同様の動作で行われる。以上のようにして、この第４の実施形態では並列共振回路を構成することで、前述の各実施形態と同等の回路動作を電圧共振型スイッチングコンバータ回路で実現することができるものである。
【０１０８】
従ってこの装置においても、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用するようにしたものであって、これによれば、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１０９】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【０１１０】
こうして上述のスイッチング電源装置によれば、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動される１次巻線と、１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される可飽和リアクタと、可飽和リアクタに接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて可飽和リアクタのインダクタンスを制御する第２の制御手段とを備えることにより、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１１１】
また、上述のスイッチング電源装置によれば、直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、スイッチング手段に接続されて任意の周波数でスイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動され第１のコンバータトランスを構成する第１の１次巻線と、第１の１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、第１の１次巻線に対して並列に設けられ第２のコンバータトランスを構成する第２の１次巻線と、第２の１次巻線に対して直列に設けられる可飽和リアクタと、第２の１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて可飽和リアクタのインダクタンスを制御する第２の制御手段とを備えることにより、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１１２】
なお本発明は、上記の実施形態の構成に限定されるものではなく、共振型のコンバータの方式は適宜変更されて構成されても良い。さらに高圧発生回路の高圧整流回路については、上述の実施形態の構成に限らず、多倍圧回路もしくは図８のＡ、Ｂに示すような複数に分割された高圧トランスの２次巻線と複数の整流ダイオード及びコンデンサより構成された高圧整流方式を適宜変更して構成しても良い。
【０１１３】
また本発明によれば、コンバータトランスを非絶縁型とし、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として整流平滑電圧を発生する整流平滑手段を備える代わりに外部から直流電圧を供給する手段を設け、この直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段とを備える構成としても同様の効果が得られるものである。
【０１１４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング出力電流波形及び電圧波形が非常に滑らかで、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ないという特長を有する高周波スイッチング動作の可能な共振型コンバータを用いて、一系統のコンバータ出力回路を形成し、これを用いて、主となる電圧の定電圧化を周波数制御手段を用いて行うと共に、更に、その他の主要な出力電圧の定電圧制御をスイッチングノイズやスイッチング損失の少ない特長を有する可飽和リアクタを用いたインダクタンス制御手段を複合的に備えることで実現し、大幅に簡略化されたスイッチング回路の構成で負荷変動の大きい複数個の出力電圧の定電圧化を可能とする、きわめて有効な解決手段を提供するものである。
【０１１５】
これにより、高圧負荷変動の大きい高圧発生回路とその他の電圧を供給する電源回路とを、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ない共振型コンバータ回路を用いた周波数制御手段と、動作損失の少ない可飽和リアクタを用いた制御手段を同時に備えることで、簡単な回路構成で、高圧発生回路とその他の電圧を供給する電源回路との融合化を図り電源回路部のコンバータトランスから直接高圧出力を得ることを可能にした。この結果、コンバータトランスから得られた定電圧化の図られた＋Ｂ電圧を電源電圧とし、高圧トランスより高圧出力を得るという二重に行われていた直流／直流変換を、上記のように一度の直流／直流変換で行うように構成することで大幅に変換効率の改善を図ることを可能にした。
【０１１６】
このように本発明は、共振型コンバータと定電圧制御用可飽和リアクタを備え、絶縁型定電圧電源回路と高電圧発生回路とを一体化して電源回路を構成することで、低雑音、低コストで、且つ高周波スイッチング動作による小型軽量化の促進が図られると共に、スイッチング回路の構成とトランス構成を簡略化することで大幅な変換効率の改善を可能にし製品の省電力化が図られるという効果を有している。
【０１１７】
さらに請求項１に記載の発明によれば、スイッチング電源部の電力損失を低減し変換効率を改善する手段、いいかえれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１１９】
また、請求項２に記載の発明によれば、発振駆動手段には、他励型の周波数制御回路を構成するか、若しくは、スイッチング手段を駆動する駆動巻線と、スイッチング手段からの共振経路に直列に接続される励磁巻線と、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線を備えた可飽和リアクタを用いて自励型の周波数制御回路を構成することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２０】
また、請求項３に記載の発明によれば、スイッチング手段のスイッチングによる共振駆動は、１次巻線と直列に共振コンデンサが接続されて、スイッチング手段のスイッチング動作を電流共振型とするように設けるか、若しくは、１次巻線と直列にスイッチング手段が接続されると共に、スイッチング手段と並列に共振コンデンサが接続されて、スイッチング手段のスイッチング動作を電圧共振型とするように設けることによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２１】
また、請求項４に記載の発明によれば、第１の制御手段は、第１の整流回路を多倍圧整流回路構成とし、この多倍圧整流回路出力から得られる制御信号を用いて発振駆動手段の発振周波数を制御することによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２２】
また、請求項５に記載の発明によれば、動作電源には、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として整流平滑電圧を発生する整流平滑電源回路、及び／または、外部からの直流電圧の供給される直流電源回路からの電源を用いることによって、スイッチング回路部の電力損失の問題、やスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を解消して、実用に具するスイッチング電源装置を提供することができるものである。
【０１２３】
これによって、従来のスイッチング電源装置では、第１にスイッチング回路部の電力損失の問題、また第２にスイッチングコンバータ出力トランス部の変換効率の問題を有していたものを、本発明によればこれらの問題点を容易に解消することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるスイッチング電源装置の第１の実施形態の構成図である。
【図２】その要部の説明のための図である。
【図３】その全体の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明によるスイッチング電源装置の第２の実施形態の構成図である。
【図５】本発明によるスイッチング電源装置の第３の実施形態の構成図である。
【図６】その要部の説明のための図である。
【図７】本発明によるスイッチング電源装置の第４の実施形態の構成図である。
【図８】他の構成の説明のための図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置の構成図である。
【図１０】その動作の説明のための図である。
【図１１】その説明のための波形図である。
【図１２】その説明のための特性図である。
【図１３】従来の装置の全体の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０…商用交流電源（ＡＣ）、１１…ダイオードブリッジ整流回路、１２…平滑用コンデンサ、１３…抵抗器、１４…発振駆動回路、１５…スイッチング回路部、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２…ダンパーダイオード、１６…共振コンデンサ、１７…チョークコイル、１８…コンバータトランス、Ｌ１…１次巻線、Ｌ２〜Ｌ１５…２次巻線、Ｄ６〜Ｄ１５…ダイオード、１９…出力コンデンサ、２０，２１…抵抗器、２２…制御回路、２３…フォトカプラ、２４〜２７…整流回路（ダイオード）、２８〜３１…平滑回路（コンデンサ）、３２…可飽和リアクタ、３３，３４…抵抗器、３５…基準電圧、３６…反転比較増幅器、３７…制御用トランジスタ、３８…平滑用コンデンサ
Claims (5)
- 直流電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、
前記スイッチング手段に接続されて任意の周波数で前記スイッチング動作の駆動を行う発振駆動手段と、
前記スイッチング手段のスイッチング動作により共振駆動され第１のコンバータトランスを構成する第１の１次巻線と、
前記第１の１次巻線に対する第１の２次巻線に接続される第１の整流回路出力から得られる制御信号を用いて前記発振駆動手段の発振周波数を制御する第１の制御手段と、
前記第１の１次巻線に対して並列に設けられ第２のコンバータトランスを構成する第２の１次巻線と、
前記第２の１次巻線に対して直列に設けられる可飽和リアクタと、
前記第２の１次巻線に対する第２の２次巻線に接続される第２の整流回路出力から得られる制御信号を用いて、前記第２の整流回路出力が基準電圧よりも上昇した場合には、前記可飽和リアクタのインダクタンスを増加させることにより前記第２の１次巻線に流れる励磁電流を抑制して前記第２の整流回路出力を定電圧化し、前記第２の整流回路出力が前記基準電圧よりも低下した場合には、前記可飽和リアクタのインダクタンスを減少させることにより前記第２の１次巻線に流れる励磁電流を増加させて前記第２の整流回路出力を定電圧化する第２の制御手段と、を備えた
スイッチング電源装置。 - 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記発振駆動手段には、他励型の周波数制御回路を構成するか、若しくは、前記スイッチング手段を駆動する駆動巻線と、前記スイッチング手段からの共振経路に直列に接続される励磁巻線と、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線を備えた可飽和リアクタを用いて自励型の周波数制御回路を構成する
スイッチング電源装置。 - 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング手段のスイッチングによる共振駆動は、前記１次巻線と直列に共振コンデンサが接続されて、前記スイッチング手段のスイッチング動作を電流共振型とするように設けるか、若しくは、前記１次巻線と直列に前記スイッチング手段が接続されると共に、前記スイッチング手段と並列に共振コンデンサが接続されて、前記スイッチング手段のスイッチング動作を電圧共振型とするように設ける
スイッチング電源装置。 - 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記第１の制御手段は、前記第１の整流回路出力を多倍圧整流回路構成とし、この多倍圧整流回路の出力から得られる制御信号を用いて前記発振駆動手段の発振周波数を制御する
スイッチング電源装置。 - 請求項１記載のスイッチング電源装置において、
前記動作電源には、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として整流平滑電圧を発生する整流平滑電源回路、及び／または、外部からの直流電圧の供給される直流電源回路からの電源を用いる
スイッチング電源装置。
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| JP2002064980A (ja) * | 2000-08-16 | 2002-02-28 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2002159178A (ja) * | 2000-11-15 | 2002-05-31 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2003333861A (ja) * | 2002-05-10 | 2003-11-21 | Canon Inc | 電源装置およびその設計方法、並びに、発電装置 |
| JP3578163B2 (ja) | 2002-05-31 | 2004-10-20 | ソニー株式会社 | 昇圧トランス |
| US7176698B2 (en) * | 2003-10-10 | 2007-02-13 | Primary Integration, Llc | Voltage sensing device and associated method |
| CN100380796C (zh) * | 2003-11-25 | 2008-04-09 | 柏怡国际股份有限公司 | 切换式电源转换电路 |
| TWI287950B (en) * | 2003-11-28 | 2007-10-01 | Kobe Steel Ltd | High-voltage generator and accelerator using same |
| JP4692155B2 (ja) * | 2005-08-25 | 2011-06-01 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4649299B2 (ja) * | 2005-09-07 | 2011-03-09 | 株式会社東芝 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JPWO2007080762A1 (ja) * | 2006-01-12 | 2009-06-11 | 株式会社村田製作所 | 電子放出型ディスプレイ用高圧電源回路 |
| JP2009245847A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Sony Corp | 蛍光ランプ駆動装置及び液晶表示装置 |
| WO2010144528A2 (en) * | 2009-06-09 | 2010-12-16 | Battelle Memorial Institute | High efficiency and low cost high voltage power converter |
| CN102281002B (zh) * | 2010-06-09 | 2014-05-14 | 光宝电子(广州)有限公司 | 谐振式电力转换电路 |
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