KR100704271B1 - 스위칭전원장치 - Google Patents

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KR100704271B1
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power supply
winding
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사카모토히로시
이와이켄지
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소니 가부시끼 가이샤
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Abstract

전력손실의 저감과 변환효율의 개선을 도모한다.
상용교류전원(10)을 정류평활한 전압이 발진구동회로(14)와 스위칭회로부(15)에 공급된다. 이 스위칭회로부(15)는 하프브리지회로를 구성하고, 출력점이 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17), 절연형 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)을 통하여 접지된다. 이 컨버터 트랜스(18)에는, +B전압을 얻는 2차권선(L2)과 고압출력전압(EHT)을 얻는 고압권선(L6∼L14) 등이 설치된다. 또한 고압출력전압(EHT)의 전압변동이 저항기(20, 21), 제어회로(22), 포토커플러(23)를 통하여 발진구동회로(14)에 공급되고, 스위칭회로부(15)가 제어된다. 또 2차권선(L2)에 가포화 리액터(32)가 직렬로 접속된다. 그리고 이 가포화 리액터(32)의 인덕턴스를 제어함으로써, 2차권선(L2)에서 꺼내지는 +B전압이 제어된다.

Description

스위칭전원장치{Switching power supply}
도 1은 본 발명에 의한 스위칭전원장치의 제 1실시형태의 구성도이다.
도 2는 그 요부의 설명을 위한 도면이다.
도 3은 그 전체의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명에 의한 스위칭전원장치의 제 2실시형태의 구성도이다.
도 5는 본 발명에 의한 스위칭전원장치의 제 3실시형태의 구성도이다.
도 6은 그 요부의 설명을 위한 도면이다.
도 7은 본 발명에 의한 스위칭전원장치의 제 4실시형태의 구성도이다.
도 8은 다른 구성의 설명을 위한 도면이다.
도 9는 종래의 스위칭전원장치의 구성도이다.
도 10은 그 동작의 설명을 위한 도면이다.
도 11은 그 발명을 위한 파형도이다.
도 12는 그 설명을 위한 특성도이다.
도 13은 종래의 장치의 전체의 구성을 나타내는 블록도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호설명
10. 상용교류전원(AC) 11. 다이오드브리지 정류회로
12. 평활용 콘덴서 13. 저항기
14. 발진구동회로 15. 스위칭회로부
Q1,Q2. 스위칭소자 D1,D2. 댐퍼다이오드
16. 공진콘덴서 17. 쵸크코일
18. 컨버터 트랜스 L1. 1차권선
L2∼L15. 2차권선 D6∼D15. 다이오드
19. 출력콘덴서 20,21. 저항기
22. 제어회로 23. 포토커플러
24∼27. 정류회로(다이오드) 28∼31. 평활회로(콘덴서)
32. 가포화 리액터 33.34. 저항기
35. 기준전압 36. 반전비교증폭기
37. 제어용 트랜지스터 38. 평활용 콘덴서
본 발명은, 예를 들면 음극선관을 이용해서 고해상도의 영상신호를 표시하는 컴퓨터 디스플레이 모니터나 대형의 텔레비전 수상기에 사용하는데 적절한 스위칭전원장치에 관한 것이다. 상세하게는, 예를 들면 음극선관을 이용하는 디스플레이 모니터나 텔레비전 수상기에 있어서, 고압발생을 포함하는 복수의 전압의 발생을 효율좋게 행할 수 있도록 한 것이다.
고해상도의 영상신호를 표시하는 컴퓨터 디스플레이 모니터 등에 사용되는 전원장치로서는, 종래부터 예를 들면 도 9에 나타내는 바와 같은 절연형 스위칭전원회로와 수평편향회로 및 고압발생회로를 이용한 장치가 사용되고 있다.
즉 도 9에 있어서, 상용교류전원(AC)(100)이 다이오드 브리지정류회로(101)를 통하여 평활용의 콘덴서(102)에 접속된다. 이 콘덴서(102)의 부(負, -)극단이 접지되고, 정(正, +)극단이 저항기(103)를 통하여 발진구동회로(104)에 접속되는 동시에, 이 콘덴서(102)의 정극단이 스위칭소자(Qa1, Qa2)의 직렬회로가 되는 스위칭회로부(105)를 통하여 접지된다. 그리고 이들의 스위칭소자(Qa1, Qa2)가 발진구동회로(104)에 의해 소정의 주파수에서 교대로 도통하도록 구동된다.
또한 이 스위칭회로부(105)는 하프브리지회로를 구성하고, 콘덴서(102)의 정극단이 스위칭소자(Qa1)의 드레인에 접속되고, 스위칭소자(Qa2)의 소스가 접지된다. 또 스위칭소자(Qa1, Qa2)에는 각각 댐퍼다이오드(Da1, Da2)가 병렬로 접속된다. 그리고 이들의 스위칭소자(Qa1)의 소스와 스위칭소자(Qa2)의 드레인과의 접속점이, 공진콘덴서(106), 쵸크코일(107) 및 절연형 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)을 통해서 접지된다.
이것에 의해 이 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)에는, 상술의 발진구동회로(104)의 발진주파수에 따라서 반전하는 공진전류가 흐르고, 소위 타려식의 전류공진형 컨버터 전원회로가 구성된다. 즉 이 회로에 있어서, 컨버터 트랜스(108)의 1차측의 기본동작은 모식적으로 도 10에 나타내는 바와 같이 된다. 이 도 10에 있어서, 동 도면의 a에 나타내는 발진구동회로(104)로부터의 구동펄스에 의해 스위칭소자(Qa1)가 온 되었을 때의 등가회로를 동 도면의 b, 스위칭소자(Qa2)가 온 되었을 때의 등가회로를 동 도면의 c에 나타내고 있다.
그리고, 스위칭소자(Qa1)가 온 되었을 때에는, 도 10b의 등가회로에서 스위칭소자(Qa1)에 상당하는 스위치(201)가 닫히게 되기 때문에, 콘덴서(102)의 정극단에 상당하는 직류전압원(203)과, 공진콘덴서(106), 쵸크코일(107)과 1차권선(La1)을 포함하는 인덕터(204), 저항기(205)의 직렬공진회로가 구성된다. 그리고 직류전압원(203)을 전원으로서 스위치(201)를 통하여 정(正)의 공진전류가 흐른다.
다음에, 스위칭소자(Qa2)가 온되었을 때에는, 도 10c의 등가회로에서 스위칭소자(Qa2)에 상당하는 스위치(202)가 닫히게 되기 때문에, 이 스위치(202)를 통하여 공진콘덴서(107), 인덕터(204), 저항기(205)의 직렬공진회로에 부(負)의 공진전류가 흐른다. 그리고 이와 같이 정부(正負)의 공진전류가 발진구동회로(104)로부터의 구동펄스에 따라서 교대로 발생되고, 상술의 직렬공진회로에 소망하는 주파수의 교번전류가 흐른다.
또한 도 10에 나타낸 등가회로의 각부를 흐르는 전류파형을 도 11에 나타낸다. 여기서 도 11(a, b)은 각각 스위칭소자(Qa1, Qa2)를 흐르는 전류(IQ1, IQ2)의 파형을 나타내고, 도 11(c)은, 직렬공진회로를 흐르는 공진전류(I1)의 파형을 나타낸다. 또 도 12에는, 이 직렬공진회로를 흐르는 공진전류(I1)와 주파수(f)의 관계를 나타낸다. 도 12에 있어서, f0은 도 10의 직렬공진회로의 공진주파수를 나타내고, fsw는 발진구동회로(104)에 의해 드라이브 되는 스위칭회로부(105)의 반복동작주파수를 표시한다.
이 경우에, 공진콘덴서(106), 인덕터(204), 저항기(205)의 값을 각각 C, L, R로 하고, 각 주파수(ω)에 대한 직렬공진회로의 임피던스를 Z로서 어드미턴스를 구하면, 어드미턴스(Y)는 수학식 1로 표시된다.
Figure 112000021781991-pat00001
한편, 직렬공진회로의 공진주파수(f0)는 수학식 2로 표시된다.
Figure 112000021781991-pat00002
여기서, 수학식 1에 있어서 전류(I)는 Y에 비례하기 때문에 이것을 이용하여 주파수에 대한 전류(I1)의 크기를 나타낸 것이 도 12의 곡선이고, 공진주파수(f0)에 있어서 공진전류의 최대값을 부여하는 것이다. 또, 스위칭소자(Qa1, Qa2)로 되는 스위칭회로부(105)의 반복동작주파수(fsw)는, 이 공진커브의 우측에 따라서 움직이도록, 즉 이들의 주파수에 있어서 fsw＞f0 를 만족하도록 설정된다.
그리고, 상술의 기본동작을 기초로 해서, 도 9의 전체의 회로동작에 대해서 상세히 설명한다. 이 도 9의 회로구성에 의한 전원회로의 스위칭동작으로서는, 먼저 투입되는 상용교류전원(100)을 다이오드 브리지정류회로(101)에서 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로서, 평활용의 콘덴서(102)의 양단에 정류평활전압이 발생된다. 또한 이 정류평활전압을 동작전원으로서, 저항기(103)를 통하여 발진구동회로(104)에 전원이 공급되고, 이 발진구동회로(104)에서 교대로 발생되는 구동펄스가 스위칭소자(Qa1, Qa2)에 공급된다.
그리고 혹은 타이밍에서 발진구동회로(104)에서는, 예를 들면 스위칭소자(Qa1)에 정의 구동펄스가 공급되고, 역으로 스위칭회로부(105)를 구성하는 또 한편의 스위칭소자(Qa2)에는 부의 구동펄스가 공급된다. 이것에 의해 스위칭소자(Qa1)가 온, 스위칭소자(Qa2)가 오프가 되면, 이 스위칭소자(Qa1)를 통해서 공진콘덴서(106), 쵸크코일(107) 및 절연형 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)의 직렬공진회로에 정의 공진전류가 공급된다.
또한 다음의 타이밍에서 발진구동회로(104)에서는, 스위칭소자(Qa1)에 부의 구동펄스가 공급되고, 반대로 스위칭회로부(105)를 구성하는 또 한편의 스위칭소자(Qa2)에는 정의 구동펄스가 공급된다. 이것에 의해 스위칭소자(Qa1)는 급격하게 오프하는 동시에, 스위칭소자(Qa2)가 온으로 된다. 이 결과, 이 스위칭소자(Qa2)를 통해서 공진콘덴서(106), 쵸크코일(107) 및 절연형 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)의 직렬공진회로에 부의 공진전류가 공급된다.
이 동작이 반복되어 얻어지는 직렬공진전류에 의해 컨버터 트랜스(108)가 여자된다. 그리고 이 컨버터 트랜스(108)의 2차측에 감겨진 2차권선(La2, La3, La4, La5)에서 교번출력전압이 꺼내진다. 또한 이들의 2차권선(La2, La3, La4, La5)에는, 각각 교번출력전압에서 직류전압을 꺼내기 위한 정류회로(다이오드)(109, 110, 111, 112) 및 평활회로(콘덴서)(113, 114, 115, 116)가 접속된다.
이와 같이 하여, 컨버터 트랜스(108)의 2차권선(La2, La3, La4, La5)에서는, 각각 정류회로(109, 110, 111, 112) 및 평활회로(113, 114, 115, 116)를 통해서, 예를 들면 수평편향회로나 고압발생회로의 전원전압이 되는 소위 +B전압(전압값 E0) 및 각 신호계회로의 전원전압으로서 사용되는 그외의 전압(전압값 E2, E3, E4)이 꺼내진다.
또 이 컨버터 트랜스(108)의 2차권선(La2)에서 얻어지는 수평편향회로나 고압발생회로의 전원전압으로 되는 소위 +B전압의 정전압화는, 예를 들면 다음과 같이하여 행해진다. 즉, 예를 들면 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하여 이 결과 고압부하가 증가하도록 변동한 경우나, 음극선관에 표시되는 화상의 수평진폭이 크게 되도록 변화하였다고 하면, +B전압의 부하가 증가한다. 이 결과, +B전압의 전압값(E0)은 저하하도록 변동하고자 한다.
그리고 이 전압변동이 저항기(117, 118)로 구성되는 전압검출부에서 꺼내지고, 제어회로(119)에서 오차증폭된 후, 정전압제어계의 절연을 행하기 위한 포토커플러(120)를 통하여, 스위칭회로부(105)의 주파수제어 및 구동을 행하는 발진구동회로(104)에 보내진다. 그리고 이 전압에 따라서 발진구동회로(104)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 저하하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭회로부(105)의 스위칭주파수(fsw)가 저하된다.
여기서 상술의 전원회로에서는, 공진콘덴서(106), 쵸크코일(107) 및 절연형 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)으로 구성되는 직렬공진회로의 공진주파수보다도, 스위칭회로부(105)의 스위칭주파수(fsw)를 높게 설정하고 있다. 따라서 이 회로에서, 스위칭주파수(fsw)가 저하하도록 제어된 경우에는, 도 12에 있어서 직렬공진회로의 공진주파수(f0)에 대해서 스위칭주파수(fsw)가 가깝게 되고, 이 결과, 1차권선(La1)을 흐르는 여자전류가 증가함으로써 정전압화가 도모되게 된다.
역으로, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 그 결과 고압부하가 감소하도록 변동한 경우나, 음극선관에 표시되는 화상의 수평진폭이 작게되도록 변화하였다고 하면, +B전압의 전압값(E0)이 상승하도록 변동한다. 이 때문에, 상술한 바와 같이 제어신호는 포토커플러(120)를 통하여 발진구동회로(104)에 보내지고, 이 전압에 따라서 발진구동회로(104)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 상승하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭회로부(105)의 스위칭주파수(fsw)가 상승된다.
따라서 스위칭주파수(fsw)가 상승하도록 제어된 경우에는, 도 12에 있어서 직렬공진회로의 공진주파수(f0)에 대해서, 스위칭주파수(fsw)가 떨어지게 되고, 그 결과, 컨버터 트랜스(108)의 1차권선(La1)을 흐르는 여자전류가 억제됨으로써, 정전압화가 도모되게 된다. 또 이때, 동일한 컨버터 트랜스(108)의 2차권선(La3, La4, La5)에서 꺼내지는 그외의 전압(전압값 E2, E3, E4)에 대해서도, 소위 크로스레귤레이션에 의해, 대략, 정전압화가 도모되게 된다.
또한, 이와 같이 하여 컨버터 트랜스(108)의 2차권선(La2)에서 얻어진 +B전압은, 예를 들면 수평진폭핀 왜곡보정회로(121)을 통하여 수평발진구동회로(122), 수평출력회로(123), 수평편향요크(124)로 구성되는 수평편향회로에 공급된다. 또, 컨버터 트랜스(108)의 2차권선(La2)에서 얻어진 +B전압은, 고압발진구동회로(125), 스위칭회로부(126), 제어회로(127), 고압 트랜스(128)로 구성되는 고압발생회로의 전원으로서도 공급된다.
다음에, 고압발생회로에 대해서 설명한다. 도 9에 있어서 고압발생회로는 타려식의 전류공진형 컨버터로 구성된다. 그리고 스위칭회로부(126)를 구성하는 2개의 스위칭소자(Qa3, Qa4)가 하프브리지회로를 구성하도록, 스위칭소자(Qa3)의 드레인이 +B전압에 접속되고, 스위칭소자(Qa4)의 소스가 접지된다. 또, 스위칭소자(Qa3, Qa4)의 소스드레인간에는 각각 댐퍼다이오드(Da3, Da4)가 접속된다.
또한 스위칭소자(Qa3)의 소스와 스위칭소자(Qa4)의 드레인의 접속점에, 공진콘덴서(129), 쵸크코일(130)과, 예를 들면 플라이백 트랜스(FBT)와 같은 고압 트랜스(138)가 직렬로 접속된다. 그리고 이 스위칭소자(Qa3, Qa4)에는, 고압발진구동회로(125)로부터의 반주기마다 교대로 온, 오프를 행하기 위해, 서로 극성이 다른 사각형의 구동펄스가 공급된다.
즉 이 구성에 의한 고압발생회로의 스위칭동작으로서는, 먼저 +B전압에서 저항기(131)를 통하여 고압발진구동회로(125)에 전원이 공급되고, +B전압이 이 고압발생회로에 공급되면, 고압발진구동회로(125)에서 스위칭소자(Qa3)에 정의 구동펄스가 공급되어 온으로 된다. 그리고 스위칭소자(Qa3)를 통해서 공진콘덴서(129) 및 고압 트랜스(128)의 1차권선(Lb0)에 정의 공진전류가 공급된다.
다음에 스위칭소자(Qa3)에 부의 구동펄스가 공급되고, 이것과는 반대로 스위칭소자(Qa4)의 정의 구동펄스가 공급되고, 스위칭소자(Qa3)는 급격하게 오프하는 동시에, 스위칭소자(Qa4)가 온으로 된다. 이 결과, 스위칭소자(Qa4)를 통하여 공진콘덴서(129) 및 고압 트랜스(128)의 1차권선(Lb0)에 부의 공진전류가 공급된다. 이 동작이 반복됨으로써, 직렬공진전류에 의해 고압 트랜스(128)가 여자되고, 고압 트랜스(128)의 2차측에 감겨진 고압권선(Lb1∼Lb9)에서 교번출력전압이 꺼내진다.
또한 권선(Lb1∼Lb9)은 정부의 교번전압에 대해서 전파정류를 행하도록 권선(Lb6∼Lb9)과 다이오드(Db6∼Db9)가 직렬로 접속되고, 권선(Lb1∼Lb4)은 권선(Lb6∼Lb9)과 역극성이 되도록 다이오드(Da1∼Db5)가 직렬로 접속된 후 서로 접속된다. 또 이 접속부에는 일단을 개방시킨 권선(Lb5)이 감겨지고, 등가적으로 평활콘덴서를 설치하여 권선(Lb1∼Lb4)과 권선(Lb6∼Lb9)에서 얻어지는 정류전압의 직렬적상을 행하고, 출력콘덴서(132)를 통하여 고압출력전압(EHT)을 얻도록 구성된다.
그리고 이 고압권선(Lb1∼Lb9)에서 얻어지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화는, 예를 들면 상술의 도 10의 등가회로의 경우와 동일하게 하여 다음과 같이 행해진다. 즉 이 고압발생회로에서는, 직렬공진콘덴서(129), 쵸크코일(130) 및 고압 트랜스(128)의 1차권선(Lb0)으로 구성되는 직렬공진회로의 공진주파수를 f0로 한 경우에, 이 공진주파수(f01)보다도, 하프브리지형 컨버터로 구성되는 스위칭회로의 스위칭주파수(fsw1)를 높게 설정하고 있다.
그리고 예를 들면 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하고, 이 결과 고압부하가 증가하도록 변동하면, 고압출력전압(EHT)은 저하하도록 변동한다. 이 고압변동을 저항기(133, 134)로 구성한 고압검출회로에서 꺼내고, 제어회로(127)에서 얻어지는 제어신호가 고압발진구동회로(125)에 보내지고, 이 전압에 따라서 고압발진구동회로(125)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 저하하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭소자(Qa3, Qa4)의 스위칭주파수를 fsw1로 하면, 이 스위칭주파수(fsw1)가 저하한다.
역으로, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이 결과 고압부하가 감소하도록 변동하였다고 하면, 고압출력전압(EHT)이 상승하도록 변동한다. 이 전압변동을 저항기(133, 134)로 구성한 전압검출회로에서 꺼내고, 제어회로(127)에서 얻어지는 제어신호가 발진구동회로(125)에 보내지고, 이 전압에 따라서 고압발진구동회로(125)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 상승하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭소자(Qa3, Qa4)의 스위칭주파수(fsw1)가 상승한다.
따라서 앞서 서술한 고압발생회로의 설정에서는, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하고, 고압부하가 증가하면, 고압출력전압(EHT)이 저하하도록 변동한다. 이 때문에 스위칭주파수(fsw)는 저하되도록 제어되지만, 이때, 직렬공진회로의 공진주파수(f01)에 대해서, 스위칭주파수(fsw1)가 가깝게 되고, 이 결과, 1차권선(Lb0)을 흐르는 여자전류가 증가함으로써, 정전압화가 도모되게 된다.
반대로, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이 결과 고압부하가 감소하도록 변동한 경우에는, 고압출력전압(EHT)은 상승하도록 변동한다. 이 때문에 스위칭주파수(fsw1)는 상승하도록 제어되고, 직렬공진회로의 공진주파수(f01)에 대해서 스위칭주파수(fsw1)가 분리되게 되고, 이 결과, 1차권선(Lb0)을 흐르는 여자전류가 억제됨으로서, 정전압화가 도모되게 된다.
또한 고압 트랜스(128)에는, 상술의 여자전류가 공급되는 1차권선(Lb0)과, 2차권선으로서 음극선관에 애노드전압을 공급하기 위한 고압출력전압(EHT)을 얻는 고압권선(Lb1∼Lb9)과 동시에, 보호회로용의 검출전압으로서 사용되는 전압(E1)을 얻는 2차권선(Lc1)이 권장된다. 그리고 이 고압 트랜스(128)의 2차권선(Lc1)에서 꺼내지는 교번출력전압이, 정류용의 다이오드(Dc1)를 통해서 평활용의 콘덴서(135)에 공급되어서, 보호회로용의 검출전압으로서 사용되는 전압(E1)이 꺼내진다.
또한 도 13에는, 상술한 절연형 스위칭전원회로와 수평편향회로 및 고압발생회로를 포함하는 종래의 장치의 전체의 구성을 블록도로 나타낸다. 이 도 13에 있어서, AC정류평활회로(301)에서 상용교류전원을 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로서 평활콘덴서의 양단에 얻어지는 정류평활전압을 동작전원으로 하고, 발진구동회로(302)에서 얻어지는 구동펄스를 이용하여 컨버터회로(303)에 스위칭동작을 행하여서 컨버터 트랜스(304)를 여자하고, 이 컨버터 트랜스(304)에서 출력전압을 꺼낸다.
이 꺼내진 출력전압을 이용하여, 수평발진구동회로(305)에서 얻어지는 구동펄스를 이용하여 수평출력회로(306)에 스위칭동작을 행하여서 수평편향요크(307)에 편향전류를 공급한다. 그것과 동시에, 컨버터 트랜스(304)로부터의 출력전압을 제어회로(308)에 공급하고, 이 제어회로(308)로부터의 제어신호를 발진구동회로(302)에 공급하여, 컨버터 트랜스(304)로부터의 출력전압의 안정화가 행해진다.
또 컨버터 트랜스(304)에서 꺼내지는 출력전압을 이용하여, 고압발진구동회로(309)에서 얻어지는 구동펄스를 이용하여 고압출력회로(310)에 스위칭동작을 행하여 고압 트랜스(311)를 여자하고, 이 고압 트랜스(311)에 고전압을 발생시켜서 음극선관(312)의 애노드에 고전압을 공급한다. 그것과 동시에, 고압 트랜스(311)의 출력전압을 제어회로(313)에 공급하고, 이 제어회로(313)로부터의 제어신호를 고압발진구동회로(309)에 공급하여, 고압 트랜스(311)로부터의 출력전압의 안정화가 행해진다.
이와 같이 하여 +B전압 및 고전압, 또한 그외의 전압의 형성이 행해진다. 그런데 상술한 종래의 스위칭 전원장치에서는, 보다 경제적으로 또한 에너지자원의 유효활용이라는 면에서 개선하여야 할 점이 있다. 즉 그 제 1은 스위칭회로부의 전력손실의 문제, 제 2는 스위칭컨버터 출력트랜스부의 변환효율이 문제이다. 이하에, 이 2점의 과제에 대해서 설명한다.
즉 이 스위칭전원장치는, 제 1과제로서, 복수의 정전압출력전압을 공급하기 위한 기능을 가지는 전원회로부를 갖추고, 또한 고정밀도의 고압부하특성을 얻기 위한 고압발생회로부를 별도로 갖추는 회로구성을 가지는 것이다. 이 때문에 스위칭회로부를 2계통 구성으로 하지 않으면 안된다. 여기서 이와 같이 고압발생회로를 별도로 설치하는 것은, 특성상은 대단히 유리하지만, 그 결과, 회로구성이 복잡하게 된다는 결점과, 스위칭회로부의 전력손실의 증대를 초래한다는 문제점을 가지게 되는 것이다.
또 이 스위칭전원장치는, 제 2과제로서, 전원회로부에 대지 어스에 의해 절연을 도모하기 위한 절연형 컨버터 트랜스를 가지고, 고압발생회로부에 플라이백 트랜스와 같은 비절연형의 고압 트랜스를 가지는 것이다. 이 때문에 출력컨버터 트랜스를 2중으로 갖추는 구성으로 하지 않으면 안된다. 그 결과, 상용교류전원에서 얻어지는 정류평활전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단을 이용하여 고압출력전압을 꺼내는 구성에 있어서, 직류/직류변환효율이 나빠 전력 절약화를 도모하는 데에 문제점을 가지게 되는 것이다.
이 출원은 이와 같은 점에 감안하여 구성된 것으로서, 해결하고자 하는 문제점은, 상술한 종래의 스위칭전원장치에서는, 제 1에 스위칭회로부의 전력손실의 문제, 또 제 2에 스위칭컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있었다는 것이다.
이 때문에 본 발명에 있어서는, 스위칭전원부의 출력손실을 저감하고 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면, 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로에 접속되는 스위칭주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 채용하도록 한 것으로서, 이것에 의하면, 실용적으로 갖추는 스위칭전원동작을 제공할 수 있다.
(실시예)
즉 본 발명에 있어서는, 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과, 스위칭수단에 접속되어서 임의의 주파수로 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과, 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진구동되는 1차권선과, 1차 권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과, 1차권선에 대한 제 2의 2차권선에 접속되는 가포화 리액터와, 가포화 리액터에 접속되는 제 2정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 갖추게 되는 것이다.
또, 본 발명에 있어서는, 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과, 스위칭수단에 접속되어서 임의의 주파수로 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과, 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진구동되어 제 1컨버터 트랜스를 구성하는 제 1의 1차권선과, 제 1의 1차권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과, 제 1의 1차권선에 대해서 병렬로 설치되어 제 2컨버터 트랜스를 구성하는 제 2의 1차권선과, 제 2의 1차권선에 대하여 직렬로 설치되는 가포화 리액터와, 제 2의 1차권선에 대한 제 2의 2차권선에 접속되는 제 2 정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 갖추게 되는 것이다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명을 설명하는데에, 도 1은, 본 발명을 적용한 스위칭전원장치의 제 1실시형태의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 1에 있어서, 상용교류전원(AC)(10)이 다이오드 브리지정류회로(11)를 통하여 평활용의 콘덴서(12)에 접속된다. 이 콘덴서(12)의 부극단이 접지되고, 정극단이 저항기(13)를 통하여 발진구동회로(14)에 접속되는 동시에, 이 콘덴서(12)의 정극단이 예를 들면 파워-MOS-FET와 같은 스위칭소자(Q1, Q2)의 직렬회로로 되는 스위칭회로부(15)를 통하여 접지된다. 그리고 이들의 스위칭소자(Q1, Q2)가 발진구동회로(14)에 의해 소정의 주파수에서 교대로 도통하도록 구동된다.
또한 이 스위칭회로부(15)는 하프브리지회로를 구성하고, 콘덴서(12)의 정극단이 스위칭소자(Q1)의 드레인에 접속되고, 스위칭소자(Q2)의 소스가 접지된다. 또 스위칭소자(Q1, Q2)에는 각각 댐퍼다이오드(D1, D2)가 병렬로 접속된다. 그리고 이들의 스위칭소자(Q1)의 소스와 스위칭소자(Q2)의 드레인과의 접속점이, 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)을 통하여 접지된다.
이것에 의해 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)에는, 상술의 발진구동회로(14)의 발진주파수에 따라서 반전하는 공진전류가 흐르고, 소위 타려식의 전류공진형 컨버터전원회로가 구성된다. 이 구성에 의한 전원회로의 스위칭동작으로서는, 먼저 상용교류전원(10)이 투입되면 발진구동회로(14)에서 스위칭소자(Q1)에 정의 구동펄스가 공급되어 온이 된다. 그리고 스위칭소자(Q1)를 통하여 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차측에 감겨진 1차권선(L1)에 정의 공진전류가 공급된다.
다음에 스위칭소자(Q1)에 부의 구동펄스가 공급되고, 이것과는 반대로 스위칭소자(Q2)에 정의 구동펄스가 공급되고, 스위칭소자(Q1)는 급격하게 오프하는 동시에 스위칭소자(Q2)가 온으로 된다. 이 결과, 스위칭소자(Q2)를 통해서 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)에 부의 공진전류가 공급되고, 이 동작이 반복됨으로써 직렬공진전류에 의해 컨버터 트랜스(18)가 여자되고, 트랜스(18)의 2차측에 감겨진 각 권선에서 교류출력전압이 꺼내진다.
또한 이 컨버터 트랜스(18)는 절연형으로 구성되고, 1차측에는 상술한 바와 같이 여자전류가 공급되는 1차권선(L1)이 설치된다. 그리고 이 컨버터 트랜스(18)의 2차측에는, 주로 수평편향회로의 전원전압으로서 사용되는 +B전압을 얻는 2차권선(L2)과, 그외의 전압(전압값(E2∼E4))을 얻는 2차권선(L3∼L5)과, 2차권선으로서 음극선관의 애노드전압을 공급하기 위한 고압출력전압(EHT)을 얻는 정류회로를 갖춘 고압권선(L6∼L14)과, 보호회로용의 검출전압으로서 사용되는 전압(E1)을 얻는 2차권선(L15)이 설치된다.
여기서 고압권선(L6∼L14)은 정부의 교번전압에 대해서 전파정류를 행하도록, 권선(L11∼L14)과 다이오드(D11∼D14)가 직렬로 접속되고, 권선(L6∼L9)은 권선(L11∼L14)과 역극성이 되도록 다이오드(D6∼D10)가 직렬로 접속된 후 서로 접속된다. 또 이 접속부에는 일단을 개방시킨 권선(L10)이 권장되고, 등가적으로 평활콘덴서를 설치하여 권선(L6∼L9)과 권선(L11∼L14)에서 얻어지는 정류전압의 직렬로 쌓아올리는 것을 행하고, 출력콘덴서(19)를 통하여 고압출력전압(EHT)을 얻도록 구성된다.
그리고, 이 고압권선에서 얻어지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화는 다음과 같이 행해진다. 예를 들면 상용교류전원(10)의 입력전압값이 저하한 경우가, 혹은 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하고, 이 결과 고압부하가 증가하도록 변동하고자 한다. 이 경우에 고압출력전압(EHT)은 저하 하도록 변동한다. 그리고 이 전압변동을 저항기(20, 21)로 구성한 전압검출회로에서 꺼내고, 제어회로(22)에서 얻어지는 제어신호를 정전압제어계의 절연을 행하기 위한 포토커플러(23)를 통하여 발진구동회로(14)에 공급한다.
이 제어신호에 따라서 발진구동회로(14)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 저하하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭회로부(15)를 구성하는 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭주파수를 fsw2로 하면 이 스위칭주파수(fsw2)가 저하한다. 여기서 상술의 회로에서는, 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)으로 구성되는 직렬공진회로의 공진주파수보다도, 하프브리지형 컨버터로 구성되는 스위칭회로부(15)의 스위칭주파수(fsw2)를 높게 설정하고 있다.
이 때문에 상술한 경우에서는, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하여 고압부하가 증가하면 고압출력전압(EHT)이 저하하도록 변동하고, 스위칭주파수(fsw2)가 저하하도록 제어되지만, 이때 직렬공진회로의 공진주파수를 f02로 하면 이 공진주파수(f02)에 대해서 스위칭주파수(fsw2)가 가깝게 된다. 그 결과, 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)을 흐르는 여자전류가 증가함으로써, 고압권선에서 얻어지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화가 도모되게 한다.
반대로 상용교류입력전압이 상승한 경우나, 혹은, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이 결과 고압부하가 감소하도록 변동하였다고 하면, 고압출력전압(EHT)이 상승하도록 변동한다. 그리고 이 전압변동에 의한 제어신호가 상술한 바와 같이 포토커플러(23)를 통하여 발진구동회로(14)에 보내지고, 이 전압에 따라서 발진구동회로(14)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 상승하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭주파수(fsw2)가 상승한다.
즉 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이것에 의해 고압부하가 감소하도록 변동한 경우에는, 고압출력전압(EHT)은 상승하도록 변동하기 때문에 스위칭주파수(fsw2)가 상승하도록 제어되어서 직렬공진회로의 공진주파수(f02)에 대해서 스위칭주파수(fsw2)가 분리되게 된다. 이 결과, 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)을 흐르는 여자전류가 억제됨으로써, 고압권선에서 얻어지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화가 도모되게 된다.
다음에 2차권선(L2, L3, L4, L5)에는, 각각 교번출력전압에서 직류전압을 꺼내기 위한 정류회로(다이오드)(24, 25, 26, 27) 및 평활회로(콘덴서)(28, 29, 30, 31)가 접속된다. 이와 같이 하여 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L2, L3, L4, L5)에서는, 각각 수평편향회로나 고압발생회로의 전압전압으로 되는 소위 +B전압(전압값(E0)) 및 각 신호계회로의 전원전압으로서 사용되는 그외의 전압(전압값)(E2, E3, E4)이 꺼내진다.
그리고 이 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L2)에서 꺼내지는 +B전압(전압값(E0))의 정전압화가 다음과 같이 하여 행해진다. 즉 이 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L2)에는, 정전압제어를 실시하기 위한 수단으로서 가포화 리액터(32)가 직렬로 접속된다. 그리고 이 가포화 리액터(32)의 인덕턴스를 제어함으로써, 2차권선(L2)에서 꺼내지는 +B전압을 제어하는 방법을 취하고 있다.
그리고 이 가포화 리액터(32)는, 예를 들면 도 2에 나타내는 바와 같은 제어권선(NC)과 피제어권선(NR)을 가지고 직교형의 가포화 리액터로 구성된다. 그리고 이 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)이 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L2)에 직렬로 접속되고, 제어권선(NC)에는 +B전압의 전압변동을 검출한 제어신호에 따른 제어출력이 흐른다. 이것에 의해, 2차권선(L2)에 직렬로 접속되는 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 제어되도록 구성된다.
즉 도 1에 있어서 예를 들면 출력전압(E0)이 상승한 경우에는, 이 출력전압(E0)이 검출용의 저항기(33, 34)에 의해 검출되고, 검출전압이 기준전압(35)보다 상승하면 반전비교증폭기(36)의 출력이 저하하여 제어용의 트랜지스터(37)의 콜렉터전류가 감소한다. 이 콜렉터전류가 제어전류로서 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스를 제어하고, 이 경우는 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 증가하도록 작용한다. 이 결과, 출력전압(E0)이 인덕턴스제어에 의해 억제된다.
반대로, 출력전압(E0)이 저하한 경우에는, 이 출력전압(E0)의 검출전압이 기준전압(35)보다 저하하여 반전비교증폭기(36)의 출력이 상승한다. 이것에 의해 제어용의 트랜지스터(37)의 콜렉터전류가 증가하고, 이 콜렉터전류가 제어전류로서 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스를 제어하고, 이 경우는 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 감소하도록 작용한다. 이 결과, 출력전압(E0)이 인덕턴스제어에 의해 증가된다. 이것에 의해 2차권선(L2)에서 꺼내지는 +B전압의 정전압화가 도모된다.
이와 같이 하여 고압출력전압(EHT) 및 +B전압(전압값 E0)의 정전압화가 도모된다. 또 이때 동일하게 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L3, L4, L5)에서 꺼내지는 그외의 전압(전압값 E2, E3, E4)에 대해서도, 소위 크로스 레귤레이션에 의해 개략, 정전압화가 도모되게 된다. 또한 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L15)에서 꺼내지는 교번출력전압이 정류용의 다이오드(D15)를 통하여 평활용의 콘덴선(38)에 공급되어서, 보호회로용의 검출전압으로서 사용되는 전압(E1)이 꺼내진다.
또한 도 3에는, 상술한 절연형 스위칭전원회로와 수평편향회로 및 고압발생회로를 포함하는 스위칭전원장치의 전체의 구성을 블록도로 나타낸다. 이 도 3에 있어서, AC정류평활회로(401)에서 상용교류전원을 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로서 평활콘덴서의 양단에 얻어지는 정류평활전압을 동작전원으로 하고, 발진구동회로(402)에서 얻어지는 구동펄스를 이용하여 컨버터회로(403)에 스위칭동작을 행하게 하여 컨버터 트랜스(404)를 여자한다.
이것에 의해 컨버터 트랜스(404)에서는 고압출력전압(EHT), +B전압 및 그외의 출력전압이 꺼내진다. 그리고 이 컨버터 트랜스(404)에서 발생된 고전압이 음극선관(405)의 애노드에 공급되는 동시에, 이 고전압이 제어회로(406)에 공급되고, 이 제어회로(406)로부터의 제어신호가 발진구동회로(402)에 공급되어서, 컨버터 트랜스(404)에서 고압출력전압(EHT)의 안정화가 행해진다.
또한 컨버터 트랜스(404)로부터의 출력전압이 상술의 가포화 리액터(32)를 포함하는 제어회로(407)에 공급되고, 이 제어회로(407)로부터의 제어신호가 컨버터 트랜스(404)에 공급되어서 출력전압의 안정화가 행해진다. 그리고 이 안정화된 출력전압을 이용하여, 수평발진구동회로(408)에서 얻어지는 구동펄스를 이용하여 수평출력회로(409)에 스위칭동작을 행하여서 수평편향요크(410)에 편향전류를 공급 한다.
따라서 이 장치에 있어서, 스위칭전원부의 전력손실을 저감하여 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면, 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로에 접속되는 스위칭주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 채용하도록 한 것으로서, 이것에 의하면, 실용적으로 갖추는 스위칭전원장치를 제공할 수 있다.
이것에 의해, 종래의 스위칭전원장치에서는, 제 1에 스위칭회로부의 전력손실의 문제, 또 제 2에 스위칭컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있던 것을, 본 발명에 의하면 이들의 문제점을 용이하게 해소할 수도 있다.
다음에 본 발명의 제 2실시형태에 대해서 도 4를 참조하면서 설명한다. 또한 이 제 2실시형태에 있어서는, 컨버터 트랜스가 복수의 절연형의 컨버터 트랜스로 구성되어 있는 것이다.
즉 도 4에 있어서, 컨버터 트랜스(18a, 18b)는 각각 상술의 도 1에 있어서의 컨버터 트랜스(18)의 일부를 구성하고 있다. 그리고 제 1컨버터 트랜스(18a)는 여자전류가 공급되는 1차권선(L1a)과, 예를 들면 음극선관의 애노드전압을 공급하기 위한 2차권선으로서 감겨진 고압출력전압(EHT)을 얻는 고압권선(L6∼L14)과 보호회로용의 검출전압으로서 사용되는 전압(E1)을 얻는 2차권선(L15)으로 구성된다.
또 제 2컨버터 트랜스(18b)는 여자전류가 공급되는 1차권선(L1b)과, 주로 수평편향회로의 전원전압으로서 사용되는 +B전압(전압값 E0)과, 그외의 전압(전압값 E2, E3, E4)을 얻기 위한 2차권선(L2, L3, L4, L5)으로 구성된다. 그리고 이 실시형태에서는, 이 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에 직렬로 정전압제어를 행하기 위한 가포화 리액터(32)가 접속된다. 다른 도 1과 동일하게 구성되고, 도 1과 대응하는 부분에는 동일부호를 붙여서 나타낸다.
그리고 이 도 4에 있어서, 스위칭회로부(15)를 구성하는 2개의 스위칭소자(Q1, Q2)가 하프브리지회로를 구성하도록 스위칭소자(Q1)의 소스와 스위칭소자(Q2)의 드레인과의 접점에 공진콘덴서(16)의 일단이 직렬로 접속된다. 그리고 이 공진콘덴서(16)의 타단에는 쵸크코일(17)을 통하여 제 1컨버터 트랜스(18a)의 1차권선(L1a)의 일단이 접속되고, 이 1차권선(L1a)의 타단은 소스에 접지된다.
또, 공진콘덴서(16)의 타단에는 가포화 리액터(32)가 접지되고, 이 가포화 리액터(32)에 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)의 일단이 접속되는 동시에, 이 1차권선(L1b)의 타단은 어스에 접지된다. 이것에 의해 쵸크코일(17)과 제 1컨버터 트랜스(18a)의 1차권선(L1a) 및 가포화 리액터(32)와 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)이 병렬회로를 형성하도록 구성된다.
그리고 상기의 구성에 의한 전원회로의 스위칭 동작으로서는, 먼저 상용교류전원(10)이 투입되면, 발진구동회로(14)에서 스위칭소자(Q1)에 정의 구동펄스가 공급되어 온으로 된다. 이 결과, 스위칭소자(Q1)를 통하여 공진콘덴서(16)와 제 1, 제 2컨버터 트랜스(18a, 18b)의 1차권선(L1a, L1b)에 그 직렬공진회로를 형성하는 합성인덕터의 인덕턴스값에 따른 정의 공진전류가 공급된다.
다음에 스위칭소자(Q1)에 부의 구동펄스, 스위칭소자(Q2)에 정의 구동펄스가 공급되고, 스위칭소자(Q1)는 오프하는 동시에 스위칭소자(Q2)가 온으로 된다. 이 결과, 상술과는 반대로, 스위칭소자(Q2)를 통하여 공진콘덴서(16) 및 제 1, 제 2컨버터 트랜스(18a, 18b)의 1차권선(L1a, L1b)의 부의 공진전류가 공급된다. 이 동작이 반복됨으로서 정부의 공진전류에 의해 출력트랜스가 여자되고, 제 1, 제 2컨버터 트랜스(18a, 18b)의 2차측 권선에서 각각 교번출력전압이 꺼내진다.
그리고 이 장치에 있어서, 제 1컨버터 트랜스(18a)의 2차권선(L6∼L14)에서 꺼내지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화는, 다음과 같이 하여 행해진다. 예를 들면 상용교류전압(10)이 저하한 경우가, 혹은 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하고, 이 결과 고압부하가 증가하도록 변동하고자 한다. 이 경우에 고압출력전압(EHT)은 저하하도록 변동한다.
그리고 이 전압변동을 저항기(20, 21)로 구성한 전압검출회로에서 꺼내고, 제어회로(22)에서 얻어지는 제어신호가 정전압제어계의 절연을 행하기 위한 포토커플러(23)를 통하여 발진구동회로(14)에 공급된다. 이 전압에 따라서 발진구동회로(14)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 저하하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭주파수를 fsw3으로 하면 이 스위칭주파수(fsw3)가 저하한다.
반대로, 상용교류입력전압(10)이 상승한 경우나, 혹은, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이 결과 고압부하가 감소하도록 변동하고자 한다. 이 경우에 고압출력전압(EHT)은 상승하도록 변동한다. 그리고 상술한 바와 같이 이 전압변동이 포토커플러(23)를 통하여 발진구동회로(14)에 공급되고, 이 전압에 따라서 발진구동회로(14)에서 출력되는 구동펄스의 동작주파수가 상승하도록 제어된다. 그 결과, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭주파수(fsw3)가 상승한다.
여기서 이 전원회로에서는, 하프브리지형 컨버터로 구성되는 스위칭회로부(15)의 스위칭주파수(fsw3)는, 공진콘덴서(16)와 쵸크코일(17) 및 제 1컨버터 트랜스(18a)의 1차권선(L1a)과, 가포화 리액터(32)와 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)으로 구성되는 공진회로의 공진주파수(f03)보다도 항상 높게 되도록 설정되어 있다.
따라서 이 회로에서 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 상승하고, 이 결과 고압부하가 증가하도록 변동하였다고 하면, 고압출력전압(EHT)은 저하하도록 변동한다. 이 때문에 스위칭주파수(fsw3)가 저하하도록 제어되게 되고, 직렬공진회로의 공진주파수(f03)에 대해서 스위칭주파수(fsw3)가 가깝게 됨으로써, 이 결과, 1차권선(L1a)을 흐르는 여자전류가 증가함으로써, 정전압화가 도모되게 된다.
반대로, 음극선관에 표시되는 화상의 휘도가 저하하고, 이 결과 고압부하가 감소하도록 변동하였다고 하면, 고압출력전압(EHT)은 상승하도록 변동한다. 이 때문에 스위칭주파수(fsw3)가 상승하도록 제어됨으로써, 직렬공진회로의 공진주파수(f03)에 대하여 스위칭주파수(fsw3)가 분리됨으로써, 이 결과, 1차권선(L1a)을 흐르는 여자전류가 억제됨으로써 정전압화가 도모되게 된다.
이것에 대해서, 제 2컨버터 트랜스(18b)의 2차권선(L2)에서 꺼내지는 출력전압(E0)의 정전압화는 다음과 같이 하여 행해진다. 즉 제 2컨버터 트랜스(18b)는, 여자전류가 공급되는 1차권선(L1b)과, 예를 들면 수평편향회로의 전원전압으로서 사용되는 +B전압을 얻는 2차권선(L2)과, 그외의 전압을 얻는 2차권선(L3, L4, L5)으로 구성되거나, 이 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에는, 정전압제어를 행하기 위한 가포화 리액터(32)가 접속되어 있다.
여기서 이 가포화 리액터(32)는, 제어권선(NC)과 피제어권선(NR)으로 구성되어 있고, 제어권선(NC)은 피제어권선(NR)에서 충분한 공간거리를 가지고 권장된 절연형의 가포화 리액터로 되어 있다. 그리고 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에 이 피제어권선(NR)이 직렬로 접속되고, 제어권선(NC)에는 2차권선(L2)에서 꺼내지는 출력전압(E0)의 전압변동에 따라, 제어신호에 따른 제어전류를 흐름으로써 피제어권선(NR)의 인덕턴스의 제어가 행해진다.
그리고 이 장치에서 2차권선(L2)에서 꺼내지는 출력전압(E0)은, 다음과 같은 동작에서 정전압화가 도모된다. 즉 예를 들면 출력전압(E0)이 상승한 경우에는, 출력전압(E0)이 검출용의 저항기(33, 34)에 의해 검출되고, 여기서 검출전압이 기준전압(35)에서 상승하면 반전비교증폭기(36)의 출력이 저하하고, 제어용의 트랜지스터(37)의 콜렉터전류가 감소된다. 그리고 이 콜렉터전류가 제어전류로서, 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 제어되고, 이 경우는 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 증가하도록 작용된다.
이 결과, 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에 흐르는 여자전류가 인덕턴스제어에 의해 제어되어서 출력전압(E0)의 정전압화가 도모된다. 즉 이 경우에, 출력전압(E0)이 상승하면 반전비교증폭기(36)의 출력이 저하되어서 제어용의 트랜지스터(37)의 콜렉터전류가 감소되고, 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 증가되어서, 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에 흐르는 여자전류가 인덕턴스제어에 의해 제어되어 출력전압(E0)의 정전압화가 도모된다.
다음에, 출력전압(E0)이 저하하였을 경우에는, 저항기(33, 34)에 의해 검출되는 검출전압이 기준전압(35)보다 저하하고, 반전비교증폭기(36)의 출력이 상승하여 제어용의 트랜지스터(37)의 콜렉터전류가 증가된다. 그리고 이 콜렉터전류에 의해 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 감소하도록 제어된다. 이 결과, 제 2컨버터 트랜스(18b)의 1차권선(L1b)에 흐르는 여자전류가 인덕턴스제어에 의해 증가되어 출력전압(E0)의 정전압화가 도모된다. 또한 이 다른 동작은, 상술의 제 1실시형태와 동일하게 행해진다.
따라서 이 장치에 있어서도, 스위칭전원부의 전력손실을 저감하여 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면, 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로에 접속되는 스위칭주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 채용하도록 한 것으로서, 이것에 의하면, 실용에 구비되는 스위칭전원장치를 제공할 수 있다.
이것에 의해 종래의 스위칭 전원장치에서는, 제 1에 스위칭회로부의 전력손실의 문제, 또 제 2에 스위칭컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있었던 것을, 본 발명에 의하면 이들의 문제점을 용이하게 해소할 수 있는 것이다.
또한 본 발명의 제 3실시형태에 대해서 도 5를 참조하면서 설명한다. 또한 이 제 3실시형태에 있어서는, 발진구동회로부를 자려형을 가지고 구성하고 있는 것이다.
즉 도 5에 있어서는, 스위칭회로부(15)가 예를 들면 바이폴라 트랜지스터(Qx1, Qx2)를 이용해서 구성된다. 그리고 이 트랜지스터(Qx1)의 에미터와 트랜지스터(Qx2)의 콜렉터의 접속점과 공진콘덴서(16)가 접속되며, 또한 후술하는 드라이브 트랜스(40)의 여자권선(ND), 쵸크코일(17), 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)이 직렬로 접속되어서, 하프브리지형의 직렬공진회로를 가지는 자려형의 전류공진컨버터가 형성된다.
한편, 이 실시형태에 있어서는 스위칭회로부(15)를 구성하는 바이폴라 트랜지스터(Qx1, Qx2)를 구동하기 위한 트랜지스터(40)가 설치된다. 여기서 드라이브 트랜스(40)에는, 예를 들면 도 6에 나타내는 바와 같이 구동권선(NB1, NB2) 및 여자권선(ND)과, 이들의 각 권선에 대하여 인덕턴스의 제어를 행하는 제어권선(NC)을 권장하여 구성된, 예를 들면 직교형의 가포화 리액터가 사용된다. 또한 이 드라이브 트랜스(40)는 상술의 직교형의 가포화 리액터에 한정하지 않는 소위 EI형 등에서 형성되어도 좋다.
그리고 이 드라이브 트랜스(40)의 한편의 구동권선(NB1)의 일단에는, 저항기(41)와 공진콘덴서(42)가 직렬공진회로를 형성하도록 접속되어서, 이 직렬공진회로를 통하여 스위칭회로부(15)를 구성하는 트랜지스터(Qx1)의 베이스에 접속된다. 또, 구동권선(NB1)의 타단은 트랜지스터(Qx1)의 에미터에 접속된다. 또한 트랜지스터(Qx1)의 베이스에미터간에는 댐퍼용의 다이오드(43)가 설치된다.
또 드라이브 트랜스(40)의 다른편의 구동권선(NB2)은, 구동권선(NB1)과 역극성으로 되도록 설치된다. 그리고 이 구동권선(NB2)의 일단에는, 저항기(44)와 공진콘덴서(45)가 직렬공진회로를 형성하도록 접속되어서, 이 직렬공진회로를 통하여 스위칭회로부(15)를 구성하는 트랜지스터(Qx2)의 베이스에 접속되는 동시에, 다른편은 어스에 접지된다. 또한 트랜지스터(Qx2)의 베이스에미터간에는 댐퍼용의 다이오드(46)가 설치된다.
이것에 의해 이 드라이브 트랜스(40)의 구동권선(NB1, NB2)의 출력에 따라서 스위칭회로부(15)를 구성하는 트랜지스터(Qx1, Qx2)가 구동된다. 그리고 이 트랜지스터(Qx1, Qx2)를 구동하는 후술하는 스위칭주파수(fsw4)가 가변제어됨으로써, 후단의 인버터 트랜스(18)를 통하여 얻어지는 출력전압의 정전압제어를 도모하도록, 자려형의 주파수 제어회로가 구성되어 있다.
그리고 상기 구성에 의한 전류공진형 전원회로의 스위칭동작은 다음과 같이 행해진다. 먼저 상용교류전원(10)이 투입되면, 기동을 행하기 위한 저항기(47)를 통하여 트랜지스터(Qx1)의 베이스에 기동전류가 공급된다. 여기서 트랜지스터(Qx1)가 온이 되었을 때를 고려하면, 콘덴서(12)로부터의 정류출력전압을 직류전원으로서, 트랜지스터(Qx1)를 통하여, 공진콘덴서(16), 드라이브권선(ND), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)에 정의 공진전류가 흐른다.
또한 이 공진전류가 영이 되면, 드라이브 트랜스(40)의 구동권선(NB2)에는 트랜지스터(Qx2)를 온으로 하도록 정의 펄스가 발생하고, 역으로 드라이브 트랜스(40)의 구동권선(NB1)에는 트랜지스터(Qx1)를 오프로 하도록 부의 펄스가 발생한다. 그리고 트랜지스터(Qx1)가 오프하는 동시에 트랜지스터(Qx2)가 온으로 된다. 그 결과, 트랜지스터(Qx2)를 통하여 공진콘덴서(16), 드라이브권선(ND), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)에 부의 공진전류가 흐른다.
이와 같이 하여 스위칭회로부(15)를 구성하는 트랜지스터(Qx1, Qx2)가 스위칭주파수(fsw4)에 따라서 교대로 온, 오프를 반복함으로써, 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)에 정부의 여자전력이 공급된다. 이것에 의해 컨버터 트랜스(18)의 2차측권선에 각각 소망의 교번출력이 꺼내지는 것이다.
여기서 컨버터 트랜지스터(18)는, 상술의 여자전력이 공급되는 1차권선(L1)과, 고압출력전압을 얻는 2차권선(L20) 및 그외의 전압을 얻는 2차권선(L2∼L5, L15)으로 구성되어 있고, 2차권선(L2)에는 상술과 동일한 +B전압(E0)의 정전압제어를 행하기 위한 수단으로서 가포화 리액터(32)가 접속된다. 또 2차권선(L20)에는, 예를 들면 다이오드(D21∼D28)와 평활컨버터(C21∼C28)로 구성되는 콕크로프트·월톤회로와 같은 다배압 정류회로가 접속되어서, 고압출력전압(EHT)을 얻도록 구성된다.
그리고 이 장치에 있어서, 고압출력전압(EHT)의 정전압제어는 다음과 같이하여 행해진다. 즉 예를 들면 2차권선(L20)과 다이오드(D21∼D28) 및 평활콘덴서(C21∼C28)로 구성되는 8배압의 콕크로프트·월톤회로에서 꺼내진 고압출력전압(EHT)이 상승하도록 변동한다고 하면, 이 전압변동이 저항기(20, 21)로 구성한 전압검출회로에서 검출된 후, 제어회로(22)에서 얻어지는 제어신호에 의해 제어용 트랜지스터(48)의 콜렉터전류가 증가하도록 제어된다.
여기서 상술의 드라이브 트랜스(40)의 제어권선(NC)의 일단이 트랜지스터(48)의 콜렉터에 접속되고, 타단이 전압원(49)에 접속되어 있다. 따 라서 이 콜렉터전류가 제어전류로서 가포화 리액터로 구성된 드라이브 트랜스(40)의 제어권선(NC)에 흐르는 제어전류를 증가하도록 제어하고, 드라이브 트랜스(40)는 포화경향이 되어 구동권선(NB1, NB2)의 인덕턴스가 감소하도록 작용한다. 이 결과, 자려발진회로의 발진주파수가 높게 되고, 이때의 스위칭주파수(fsw4)가 상승하도록 제어된다.
한편, 상술의 공진콘덴서(16), 쵸크코일(17) 및 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)으로 형성되는 공진주파수를 f04로 하면, 상술의 회로와 동일하게, 공진주파수(f04)보다도 높은 영역에서 스위칭주파수(fsw4)를 설정하고 있기 때문에, 스위칭주파수가 높게되면 공진주파수(fsw4)보다도 떨어지게 되고, 이것에 의해 1차권선(L1)에 공급되는 여자전류가 억제되어, 2차권선(L20)에서 꺼내지는 고압출력전압(EHT)의 정전압화가 도모된다.
또한 컨버터 트랜스(18)의 2차권선(L2)에서 꺼내지는 출력전압(E0)의 정전압화는 다음과 같이 행해진다. 2차권선(L2)에는 정전압제어를 행하기 위한 가포화 리액터(32)가 접속된다. 이 가포화 리액터(32)는, 제어권선(NC)과 피제어권선(NR)으로 구성되어 있고, 2차권선(L2)에 피제어권선(NR)이 직렬로 접속되어, 제어권선(NC)에 출력전압(E0)의 전압변동에 따라, 제어신호에 따른 제어전류를 흐름게 함으로써 피제어권선(NR)의 인덕턴스의 제어가 행해진다.
즉 출력전압(E0)의 부하조건이 변하는 등으로서 출력전압(E0)이 상승하도록 변동하고자 한다. 상술한 바와 같이 제어권선(NCD)에는 전압변동에 따른 제어신호에 의해 제어전류가 감소하도록 제어된다. 이 결과, 가포화 리액터(32)의 피제어권선(NR)의 인덕턴스가 증가하도록 작용하고, 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L2)을 흐르는 여자전류가 인덕턴스제어에 의해 제어되어서 정전압화가 도모된다. 또 이외의 동작은, 상술의 제 1실시형태와 동일하게 행해진다.
따라서 이 장치에 있어서도, 스위칭전원부의 전력손실을 저감하여 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면 스위칭동작을 스위칭출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭출력회로에 접속되는 스위칭주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 이용하도록 한 것이며, 이것에 의하면, 실용에 구비하는 스위칭전원장치를 제공할 수 있다.
이것에 의해, 종래의 스위칭전원장치에서는, 제 1스위칭회로부의 전력손실의 문제, 또 제 2스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있었던 것을 본 발명에 의하면 이들의 문제점을 용이하게 해소할 수도 있다.
또한 본 발명의 제 4실시형태에 대해서 도 7을 참조하면서 설명한다. 또한 이 실시형태에 있어서는, 병렬공진회로를 구성함으로써 상술의 각 실시형태와 동등의 회로동작을 전압공진형 스위칭 컨버터회로에서 실현하는 것이다.
즉 도 7에 있어서, 스위칭회로부(15)를 1석의 스위칭소자로 구성하고, 공진콘덴서(51)와 댐퍼 다이오드(52)가, 스위칭회로부(15)의 스위칭소자에 병렬로 접속된다. 그리고 상용교류전원(10)의 정류출력전압이 쵸크코일(17)을 통하여 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)의 일단에 공급되고, 이 컨버터 트랜스(18)의 1차권선(L1)의 또 일단은 스위칭회로부(15)의 스위칭소자의 콜렉터에 접속된다.
또한 저항기(13)를 통하여 발진구동회로(14)에 전원이 공급되고, 발진구동회 로(14)에서 스위칭회로부(15)의 스위칭소자의 베이스에 구동펄스가 보내진다. 그리고 스위칭회로부(15)의 스위칭소자를 온, 오프제어함으로써, 스위칭회로부(15)의 스위칭소자의 콜렉터에 공진전압이 발생하는 동시에, 컨버터트랜스(18)의 1차권선(L1)에 공진전류가 공급된다. 다음은, 상술의 도 5의 실시형태와 동일하게 구성된다.
그리고 이 장치에 있어서, 출력전압의 정전압제어에 대해서는, 도 1에 나타낸 제 1실시형태와 동일의 동작이 행해진다. 이상과 같이 하여 이 제 4실시형태에서는 병렬공진회로를 구성함으로써, 상술의 각 실시형태와 동등의 회로동작을 전압공진형 스위칭 컨버터회로에서 실현할 수 있는 것이다.
따라서 본 장치에 있어서도, 스위칭전원부의 전력손실을 저감하여 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면 스위칭동작을 행하는 스위칭 출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭 출력회로에 접속되는 스위칭 주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 채용하도록 한 것이며, 이것에 의하면, 실용에 구비하는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있다.
이것에 의해, 종래의 스위칭 전원장치에서는, 제 1에 스위칭회로부의 출력손실의 문제, 또 제 2에 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있었던 것을, 본 발명에 의하면 이들의 문제점을 용이하게 해소할 수 있는 것이다.
이렇게 하여 상술의 스위칭 전원장치에 의하면, 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과, 스위칭수단에 접속되어 임의의 주파수로 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과, 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진구 동되는 1차권선과, 1차권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과, 1차권선에 대한 제 2의 2차권선에 접속되는 가포화 리액터와, 가포화 리액터에 접속되는 제 2정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 갖춤으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또, 상술의 스위칭 전원장치에 의하면, 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과, 스위칭수단에 접속되어 임의의 주파수에서 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과, 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진구동되어 제 1컨버터 트랜스를 구성하는 제 1의 1차권선과, 제 1의 1차권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과, 제 1의 1차권선에 대하여 병렬로 설치되어 제 2컨버터 트랜스를 구성하는 제 2의 1차권선과, 제 2의 1차권선에 대하여 직렬로 설치되는 가포화 리액터와, 제 2의 1차권선에 대한 제 2의 2차권선에 접속되는 제 2정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 갖춤으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또한 본 발명은, 상기의 실시형태의 구성에 한정되는 것은 아니고, 공진형의 컨버터의 방식은 적절히 변경되어 구성되어도 좋다. 또한 고압발생회로의 고압정류회로에 대해서는, 상술의 실시형태의 구성에 한정하지 않고, 다배압회로 혹은 도 8a, 8b에 나타내는 바와 같은 복수로 분할된 고압트랜스의 2차권선과 복수의 정류다이오드 및 콘덴서로 구성된 고압정류방식을 적절히 변경하여 구성해도 좋다.
또 본 발명에 의하면, 컨버터 트랜스를 비절연형으로 하고, 적용 교류전원을 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로서 정류평활전압을 발생하는 정류평활수단을 갖추는 대신에 외부에서 직류전압을 공급하는 수단을 설치하고, 이 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단을 갖추는 구성으로 하여도 동일의 효과가 얻어지는 것이다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명은, 스위칭 출력전류파형 및 전압파형이 대단히 순조로워서, 스위칭 노이즈나 스위칭 손실이 적다는 특징을 가지는 고주파스위칭동작이 가능한 공진형 컨버터를 이용하여, 일계통의 컨버터 출력회로를 형성하고, 이것을 이용하여, 주가 되는 전압의 정전압화를 주파수 제어수단을 이용하여 행하는 동시에, 또한 그외의 주요한 출력전압의 정전압제어를 스위칭 노이즈나 스위칭 손실이 적은 특징을 가지는 가포화 리액터를 이용한 인덕턴스제어수단을 복합적으로 갖춤으로써 실현하고, 대폭으로 간략화된 스위칭회로의 구성으로 부하변동이 큰 복수개의 출력전압의 정전압화를 가능하게 하는, 극히 유효한 해결수단을 제공하는 것이다.
이것에 의해, 고압부하변동이 큰 고압발생회로와 그외의 전압을 공급하는 전 원회로를, 스위칭노이즈나 스위칭 손실이 적은 공진형 컨버터회로를 이용한 주파수제어수단과, 동작손실이 적은 가포화 리액터를 이용한 제어수단을 동시에 갖춤으로써, 간단한 회로구성으로, 고압발생회로와 그외의 전압을 공급하는 전원회로와의 융합화를 도모하는 전원회로부의 컨버터 트랜스에서 직접 고압출력을 얻는 것을 가능하게 하였다. 이 결과, 컨버터 트랜스에서 얻어진 정전압화가 도모된 +B전압을 전원전압으로 하고, 고압트랜스보다 고압출력을 얻는다는 2중으로 행해지고 있었던 직류/직류변환을 상기와 같이 한번의 직류/직류변환으로 행하도록 구성함으로써 대폭으로 변환효율의 개선을 도모하는 것이 가능하였다.
이와 같이 본 발명은, 공진형 컨버터와 정전압 제어용 가포화 리액터를 갖추고, 절연형 정전압전원회로와 고전압 발생회로를 일체화 하여 전원회로를 구성함으로써, 저잡음, 저코스트로, 또한 고주파 스위칭동작에 의한 소형경량화의 촉진이 도모되는 동시에, 스위칭회로의 구성과 트랜스구성을 간략화 함으로써 대폭적인 변환효율의 개선을 가능하게 하고 제품의 성전력화가 도모한다는 효과를 얻고 있다.
또한 청구항 1 및 청구항 7에 기재의 발명에 의하면, 스위칭 전원부의 전력손실을 저감하여 변환효율을 개선하는 수단, 다시 말하면 스위칭동작을 행하는 스위칭 출력회로를 저손실로 동작시키고, 상기 스위칭동작을 행하는 스위칭 출력회로에 접속되는 스위칭 주파수제어와 저손실로 동작을 행할 수 있는 인덕턴스제어에 의한 제어수단을 채용함으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있다.
또, 청구항 2에 기재의 발명에 의하면, 1차권선과 제 1 및 제 2의 2차권선은 단일의 컨버터 트랜스에 설치되지만, 혹은 1차권선으로서 제 1 및 제 2권선을 병렬로 가지고 각각 1차권선에 제 1 및 제 2의 2차권선을 쌍으로 하는 동시에, 제 1 및 제 2의 1차 및 2차권선마다 별체의 컨버터 트랜스에 설치됨으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또, 청구항 3 및 청구항 8에 기재의 발명에 의하면, 발진구동수단에는, 타려형의 주파수 제어회로를 구성하거나, 혹은 스위칭수단을 구동하는 구동권선과, 스위칭수단으로부터의 공진경로에 직렬로 접속되는 여자권선과, 이들의 각 권선에 대하여 인덕턴스의 제어를 행하는 제어권선을 갖춘 가포화 리액터를 이용하여 자려형의 주파수 제어회로를 구성함으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또, 청구항 4 및 청구항 9에 기재의 발명에 의하면, 스위칭수단의 스위칭에 의한 공진구동은, 1차권선과 직렬로 공진콘덴서가 접속되어서, 스위칭수단의 스위칭동작을 전류공진형으로 하도록 설치하거나, 혹은 1차권선과 직렬로 스위칭수단이 접속되는 동시에, 스위칭수단과 병렬로 공진콘덴서가 접속되어서, 스위칭수단의 스위칭동작을 전압공진형으로 하도록 설치함으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또, 청구항 5 및 청구항 10에 기재의 발명에 의하면, 제 1제어수단은, 제 1정류회로를 다배압 정류회로구성으로 하고, 이 다배압 정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 발진구동수단의 발진주파수를 제어함으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
또, 청구항 6 및 청구항 11에 기재의 발명에 의하면, 동작전원에는, 상용교류전원을 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로서 정류평활전압을 발생하는 정류평활회로 및/또는 외부로부터의 직류전압이 공급되는 직류전원회로로부터의 전원을 이용함으로써, 스위칭회로부의 전력손실의 문제나 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 해소하여, 실용적으로 갖추는 스위칭 전원장치를 제공할 수 있는 것이다.
이것에 의해, 종래의 스위칭 전원장치에서는, 제 1에 스위칭회로부의 전력손실의 문제, 또 제 2에 스위칭 컨버터 출력트랜스부의 변환효율의 문제를 가지고 있었던 것을, 본 발명에 의하면 이들의 문제점을 용이하게 해소할 수 있는 것이다.

Claims (11)

  1. 직류전압을 동작전원으로서 이용하는 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단에 접속되어서 임의의 발진주파수로 상기 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진상태로 구동되는 1차권선과,
    상기 1차권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1의 정류회로출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과,
    상기 제 1의 2차권선에 대해 제 2의 2차권선에 접속되는 가포화 리액터와,
    상기 가포화 리액터에 접속되는 제 2정류회로의 출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1차권선과 제 1 및 제 2의 2차권선은 단일의 컨버터 트랜스에 설치되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 발진구동수단에는, 타려형(saparately-excited)의 주파수 제어회로가 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 스위칭수단의 스위칭은, 상기 스위칭수단의 스위칭동작이 전류공진형으로 실시되도록 상기 1차권선과 직렬로 연결된 공진 콘텐서에 의해 실시되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1제어수단은, 상기 제 1정류회로를 다배압 정류회로구성으로 하고, 상기 다배압 정류회로의 출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 동작전원은 상용교류전원을 정류하여 얻어지는 정류전류를 충전전류로 이용하여 정류평활전압을 발생하기 위한 정류평활 전원회로에서 얻어진 전원중 하나가 이용되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  7. 직류전압을 동작전원으로서 스위칭동작을 행하는 스위칭수단과,
    상기 스위칭수단에 접속되어서 임의의 발진주파수로 상기 스위칭동작의 구동을 행하는 발진구동수단과,
    상기 스위칭수단의 스위칭동작에 의해 공진상태로 구동되어 제 1컨버터 트랜스의 일부를 구성하는 제 1의 1차권선과,
    상기 제 1의 1차권선에 대한 제 1의 2차권선에 접속되는 제 1정류회로의 출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 제 1제어수단과,
    상기 제 1의 1차권선에 대하여 병렬로 설치되어 제 2컨버터 트랜스의 일부를 구성하는 제 2의 1차권선과,
    상기 제 2의 1차권선에 대하여 직렬로 연결되는 가포화 리액터와,
    상기 제 2의 1차권선에 대한 제 2의 2차권선에 접속되는 제 2정류회로의 출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 가포화 리액터의 인덕턴스를 제어하는 제 2제어수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 발진구동수단에는, 타려형(saparately-excited)의 주파수 제어회로가 구성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 스위칭수단의 스위칭은, 상기 스위칭수단의 스위칭동작이 전류공진형으로 실시되도록 상기 1차권선과 직렬로 연결된 공진 콘텐서에 의해 실시되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 제 1제어수단은, 상기 제 1정류회로를 다배압 정류회로구성으로 하고, 상기 다배압 정류회로의 출력에서 얻어지는 제어신호를 이용하여 상기 발진구동수단의 발진주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
  11. 삭제
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Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001359279A (ja) * 2000-06-12 2001-12-26 Sony Corp ブリッジ型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2002064980A (ja) * 2000-08-16 2002-02-28 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2002159178A (ja) * 2000-11-15 2002-05-31 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2003333861A (ja) * 2002-05-10 2003-11-21 Canon Inc 電源装置およびその設計方法、並びに、発電装置
JP3578163B2 (ja) 2002-05-31 2004-10-20 ソニー株式会社 昇圧トランス
US7176698B2 (en) * 2003-10-10 2007-02-13 Primary Integration, Llc Voltage sensing device and associated method
CN100380796C (zh) * 2003-11-25 2008-04-09 柏怡国际股份有限公司 切换式电源转换电路
TWI287950B (en) * 2003-11-28 2007-10-01 Kobe Steel Ltd High-voltage generator and accelerator using same
JP4692155B2 (ja) * 2005-08-25 2011-06-01 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4649299B2 (ja) * 2005-09-07 2011-03-09 株式会社東芝 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2007080762A1 (ja) * 2006-01-12 2007-07-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電子放出型ディスプレイ用高圧電源回路
JP2009245847A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Sony Corp 蛍光ランプ駆動装置及び液晶表示装置
WO2010144528A2 (en) * 2009-06-09 2010-12-16 Battelle Memorial Institute High efficiency and low cost high voltage power converter
CN102281002B (zh) * 2010-06-09 2014-05-14 光宝电子(广州)有限公司 谐振式电力转换电路
KR101154410B1 (ko) 2010-12-07 2012-06-15 현대자동차주식회사 Ｄｃ／ｄｃ컨버터의 전류 불평형 판정장치 및 방법
WO2013083296A2 (en) * 2011-12-09 2013-06-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dc-dc converter with multiple outputs
KR101339575B1 (ko) 2012-11-20 2014-02-12 삼성전기주식회사 다중 출력 전원 공급 장치
KR101452059B1 (ko) 2012-12-07 2014-10-22 삼성전기주식회사 전원 공급 장치 및 조명용 전원 공급 장치
KR101388766B1 (ko) 2012-12-10 2014-04-25 삼성전기주식회사 다중 출력 전원 공급 장치
KR101499055B1 (ko) * 2013-06-10 2015-03-05 청주대학교 산학협력단 고전압 스위칭 전원장치
TWI624145B (zh) * 2016-08-12 2018-05-11 韋景川 具一二次同步追蹤功能的能量轉換器
CN110164354B (zh) * 2019-05-24 2022-06-10 京东方科技集团股份有限公司 基于可编程逻辑器件的数据处理装置及其驱动方法和显示装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR920022326A (ko) * 1991-05-01 1992-12-19 오오가 노리오 스위칭 전원 장치
KR930001584A (ko) * 1991-06-19 1993-01-16 가나이 쯔도무 스위칭 회로와 이것을 이용한 변환장치 및 역률 개선장치

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EG14160A (en) * 1979-01-30 1983-09-30 Rca Corp Ferroresonant power supply for a deflection and high voltage circuit
US4446405A (en) * 1980-12-29 1984-05-01 Rca Corporation Television receiver ferroresonant load power supply

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR920022326A (ko) * 1991-05-01 1992-12-19 오오가 노리오 스위칭 전원 장치
KR930001584A (ko) * 1991-06-19 1993-01-16 가나이 쯔도무 스위칭 회로와 이것을 이용한 변환장치 및 역률 개선장치

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GB2356986A (en) 2001-06-06

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