JPH0449861A - 高圧安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば進行波管（ＴＷＴ）のコレクタ電極
及びヒータカソード電極にそれぞれ高電圧を安定に印加
してＴＷＴを駆動する高圧安定化電源装置に関する。

（従来の技術） 一般に、ＴＷＴ駆動用の高圧安定化電源装置は、コレク
タ（ＣＯＬ）電極用の電圧安定度がヒータカソード（Ｈ
Ｋ）電極用に比してラフでよいため、ＣＯＬ電極専用の
コンバータトランスを設けず、ＨＫ電極用とＣＯＬ電極
用のコンバータトランスを兼用し、ＨＫ電極の印加電圧
を検出してコンバータトランスの一次側にフィードバッ
クし、−次電圧を制御して安定化を図ることが多い。ま
た、ＴＷＴのＨＫ雷電圧ＣＯＬ電圧とではＨＫ雷電圧方
が高いのが一般的である。但し、通常はへリックスミ極
（ＨＥＬ）をアースとし、ＨＫ雷電圧ＣＯＬ電圧を負極
性にとり、ＨＫ電位を基準にＣＯＬ電圧を決定するので
、正確にはＣＯＬの絶対値よりＨＫ雷電圧絶対値が高い
といえる。

第３図は従来の高圧安定化電源装置の構成を示すもので
、電圧制御コンバータＵ、の交流出力はコンバータトラ
ンスＴ１の一次巻線ｍ１に印加される。このコンバータ
トランスＴ１の二次巻線ｍ２には両端の第１、第２の端
子Ａ、Ｂの他、中間に第１乃至第３のタップＣ，Ｄ、Ｅ
が設けられている。

上記中間タップＤは整流の向きを同一にして直列接続さ
れたダイオードＤ、−Ｄ、を介してアースに接続されか
つＴＷＴのＨＥＬ電極に接続され、同時にＴＷＴのＨＫ
電極に接続される。ダイオードＤ、のカソードと第１の
端子Ａとの間には交流伝送コンデンサＣ８が接続され、
ダイオードＤ２のカソードと第２の端子Ｂとの間には交
流伝送コンデンサＣ２が接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ
３の直列回路の両端間には平滑コンデンサＣ３が接続さ
れる。以上によりＨＫ用電源回路が構成される。

このＨＫ用電源回路の動作について説明する。

まず、ｍ２の第１の端子Ａが（−）、第２の端子Ｂか（
十）になると、二次巻線ｍ２のＤ−Ａ間発生電圧がダイ
オードＤ１を介してコンデンサＣ１にかかり、これによ
ってＣ３が充電される。次に第１の端子Ａが（＋）、第
２の端子Ｂが（−）に反転すると、二次巻線ｍ２の発生
電圧とコンデンサＣ３の充電電圧がダイオードＤ２を介
してコンデンサＣ２にかかり、これによって０２か充電
される。さらに、第１の端子Ａが（−）、第２の端子Ｂ
が（＋）に反転すると、前述のようにＣ，が充電される
と共に、二次巻線ｍ２０Ｂ−Ｄ間発生電圧とコンデンサ
Ｃ２の充電電圧が加算され、ダイオードＤ、を介してコ
ンデンサＣ９にかかり、これによってＣ３が充電される
。以後、この動作が繰り返され、コンデンサＣ９の放電
出力が平滑されてＨＥＬ電極に供給される。但し、ＨＥ
Ｌ電極はアースに固定されているので、実際にはＨＫ電
極の電位が負極性方向に変化する。

一方、上記中間タップＤはダイオードブリッジ整流回路
Ｄ４の基準端子ａに接続され、この整流回路Ｄ４の一対
の交流入力端子す、ｃはそれぞれ交流伝送コンデンサＣ
４，Ｃ５を介して二次巻線ｍ２の中間タップＣ，Ｈに接
続され、その直流出力端子ｄはＣＯＬ電極に接続される
。さらに、整流回路Ｄ４の直流出力端子ｄ及び基準端子
８間には平滑コンデンサＣ６が接続される。以上により
ＣＯＬ用電源回路が構成される。

このＣＯＬ用電源回路の動作について説明する。

まず、ｍ２の端子Ｃが（−）、端子Ｅが（＋）になると
、Ｄ−Ｃ間発生電圧が整流回路Ｄ４の端子ａ、ｂを介し
てコンデンサＣ４にかかり、これによって０４が充電さ
れる。同時にＥ−Ｄ間発生電圧及びコンデンサＣ５の充
電電圧が加算され、整流回路Ｄ４の端子ｃ、ｄを介して
出力され、コンデンサＣ６によって平滑出力される。次
に端子Ｃか（＋）、端子Ｅが（−）に反転すると、Ｄ−
Ｅ間の発生電圧が整流回路Ｄ４の端子ａ、ｃを介してコ
ンデンサＣ５にかかり、これによってＣ９が充電される
。同時にＣ−Ｄ間発生電圧及びコンデンサＣ４の充電電
圧が加算され、整流回路Ｄ４の端子す、ｄを介して出力
され、コンデンサＣ６によって平滑出力される。以後、
この動作が繰り返され、コンデンサＣ６の平滑出力がＣ
ＯＬ電極に供給される。但し、ＣＯＬ電極はＨＫ電極に
対して固定されるので、実際にはＨＫ電極と同じく負極
性である。

上記の各電源回路の出力を安定化するために、ここでは
ＨＫ電極に係る電圧を取り出してＰＷＭ変調回路Ｕ２に
入力し、変動分に応じて電圧制御コンバータＵ１に印加
するパルス電圧の幅を変化させる。これによってＨＫ電
極の電圧は安定化するだけでなく、ＣＯＬ電極の電圧安
定度がＨＫ電極に比してラフでよいため、実質的に十分
ＣＯＬ電極の電圧を安定化することができる。

ところで、上記の構成及び動作から明らかなように、Ｃ
ＯＬ電源回路には低電圧で大電流出力（例えば４ＫＶ、
１５０ｍＡ）のものが要求され、ＨＫ電源回路には高電
圧で小電流出力（例えば１１　ＫＶ、２ｍＡ）のものが
要求される。このように電圧、電流の異なる電源を同一
コンバータトランスで構成するには、一般に第３図のよ
うに整流回路に多倍圧方式等を用いて大まかな電圧比を
得るようにし、さらに最適な電圧比を得るためにトラン
スの巻線比を調整して実現している。

しかしながら、コンバータトランスは二次巻線ｍ２側の
巻数が多く、多層巻きとなるため、ストレーキャパシタ
が大きい。また、−次巻線ｍ１と二次巻線ｍ２の耐電圧
を高くする必要があるため、必然的に絶縁距離を大きく
取らなければならず、これによってリーケージインダク
タンスが大きくなり、トランス自身の自己共振エネルギ
ーが大きい。特に、コンバータトランスの二次巻線中に
中間タップを設けて、電源回路毎に別々に電圧を取り出
すような場合、理想トランスでは巻線比に比例した電圧
が得られるが、上記のような自己共振エネルギーの大き
なトランスでは、軽負荷側では巻線比以上の電圧が発生
し、負荷の状態によっては出力電圧に大きな変動が生じ
てしまう。

このような問題を解決するため、従来では、第３図に示
すように、トランスの二次側に抵抗Ｒ８とコンデンサＣ
８の組み合わせによるスナバ回路を二次巻線ｍ２の両端
の端子Ａ、Ｂ間に設けている。しかし、実際にはこの方
法によっても、トランスの端子間電圧が大きく、エネル
ギーも大きいため、効率が悪く、装置の大型化を招いて
いる。

（発明が解決しようとする課題） 以上述べたように従来の高圧安定化電源装置では、電圧
変動を小さくするために高耐電圧、大電力用の抵抗、コ
ンデンサによるスナバ回路を用いなければならず、効率
が悪く、装置の大型化を招いている。

この発明は上記の問題を解決するためになされたもので
、高耐電圧、大電力用の抵抗、コンデンサによるスナバ
回路を用いなくても電圧変動を小さくすることができ、
これによって高効率化、小型化を実現し得る高圧安定化
電源装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明に係る高圧安定化電
源装置は、高電圧、小電流を発生出力する第１の電源回
路と、この第１の電源回路の出力電圧と一定の比率をも
って低電圧、大電流を発生出力する第２の電源回路とを
備え、各電源回路の要求電力を１個のコンバータトラン
スの二次巻線から供給し、第１の電源回路の出力レベル
に応じて前記コンバータトランスの一次巻線供給電力を
制御して各電源回路の出力の安定化を図る電源装置にお
いて、 前記第１、第２の電源回路の電力入力を前記二次巻線の
同一端子から取り出す手段と、前記二次巻線による電力
供給源とは別に設けられる補助電力供給源と、この補助
電力供給源からの電力を入力して低電圧安定化電圧を生
成する低電圧発生回路と、この低電圧発生回路の出力電
圧を前記第１、第２の電源回路のいずれか一方の出力に
加減算して両電源回路の出力電圧比を適性にする制御手
段とを具備して構成される。

（作　用） 上記構成による高圧安定化電源装置では、第１、第２の
電源回路の電力入力を二次巻線の同一端子から取り出す
ようにし、一方二次巻線による電力供給源とは別に設け
られた補助電力供給源からの電力を低電圧発生回路に入
力して低電圧を発生し、この低電圧発生回路の出力電圧
を、第１、第２の電源回路のいずれか一方の出力に加減
算して、両電源回路の出力電圧比を適性にしている。

（実施例） 以下、第１図を参照してこの発明の一実施例を説明する
。但し、第１図において、第３図と同一部分には同一符
号を付して示し、ここでは異なる部分を中心に説明する
。

第１図はその構成を示すもので、ここで用いるコンバー
タトランスＴ２の二次側には、前述の中間タップＣ，Ｅ
は設けられず、二次巻線ｍ２の他に電圧比調整用の補助
巻線ｍ、が設けられる。他は前記コンバータトランスＴ
１と同じである。前記ＣＯＬ電源回路のダイオードブリ
ッジ整流回路Ｄ４における各交流入力端子す、ｃはそれ
ぞれ前記交流伝送コンデンサＣ４，Ｃ５を介して二次巻
線ｍ２の両端の端子Ａ、Ｂに接続される。一方、前記Ｈ
Ｋ用電源回路のダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３
間には電圧比を調整するための低電圧発生回路が設けら
れる。

具体的には、この低電圧発生回路は、ダイオードＤ、と
コンデンサＣ３との間にダイオードＤ。

〜Ｄ３と整流の向きを同じにしてダイオードＤ５゜Ｄ６
を直列接続し、ダイオードＤ、のアノードを抵抗Ｒ２を
介して補助巻線ｍ、の一方の端子（端子Ａが（＋）のと
き（−）となる）Ｇに接続し、ダイオードＤ５のカソー
ドを交流伝送コンデンサＣ７を介して補助巻線ｍ３の他
方の端子（端子Ａが（＋）のとき（＋）となる）Ｆに接
続し、ダイオードＤ、、Ｄ６の直列回路と並列に平滑コ
ンデンサＣ８を接続して構成される。

すなわち、上記構成の低電圧発生回路において、補助巻
線ｍ３の端子Ｆが（−）、Ｇが（＋）になると、補助巻
線ｍ３の発生電圧が抵抗Ｒ２及びダイオードＤ５を介し
てコンデンサＣ７に印加され、これによってコンデンサ
Ｃ７が充電される。次に、端子Ｆが（＋）　、Ｇが（−
）になると、補助巻線ｍ３の発生電圧とコンデンサＣ７
の充電電圧が加算され、ダイオードＤ６を介してコンデ
ンサＣ８及び抵抗Ｒ２に印加され、これによってコンデ
ンサＣ８が充電される。さらに端子Ｆが（−）　、Ｇが
（＋）になると、上記のようにコンデンサＣ７の充電が
行われ、同時にコンデンサＣ８が放電状態となる。この
とき、前記コンデンサＣ２も放電状態となり、各放電電
流が加算され、コンデンサＣ３で平滑される。すなわち
、ＨＫ−ＨＥＬ電極間にはコンデンサＣ２とＣ８の加算
充電電圧が印加されることになる。

ここで、ＨＫ−ＨＥＬ電極間電圧は従来回路と同等であ
るとすれば、二次巻線ｍ２の巻線数は少なくてよい。そ
こで、ＣＯＬ用電源回路の交流入力を二次巻線ｍ２の両
端の端子Ａ、Ｂからとることができる。また、補助巻線
ｍ３の発生電圧が二次巻線ｍ２の発生電圧より低く設定
することにより、仮にコンバータトランスＴ２で自己共
振等による振動か起きても、スナバ定数は極めて小さく
、その損失は少ない。このため、スナバ回路は不要であ
る。

したがって、上記構成による高圧安定化電源装置は、コ
ンバータトランスに中ばタップを設ける必要がないので
、タップ間の自己共振による電圧変動がなく、これによ
ってＨＫ電圧とコレクタ電圧の比率変化を低減し、その
精度を向上させることができる。また、従来のＣＲスナ
バ回路は不要であり、これによって高効率かつ小型の電
源装置を実現できる。

尚、上記実施例ではＨＫ電圧とＣＯＬ電圧の電圧比を補
助巻線ｍ、で決定するようにしたが、ここで発生する電
圧は全く別の電源によって得るようにしてもよいことは
もちろんである。また、実施例では低電圧発生回路を２
倍圧回路で構成しているか、必ずしも２倍圧にする必要
はなく、通常の半波整流回路または全波整流回路であっ
ても同様な効果を得ることができる。この低電圧発生回
路でより高い電圧が必要なときは３倍圧以上に逓倍する
回路構成にすればよい。

第２図はこの発明に係る他の実施例を示すものである。

尚、第２図において、第１図と同一部分には同一符号を
付してその説明を省略する。

この電源装置では、上記の低電圧発生回路として、補助
巻線ｍ３の発生電圧を安定化する機能を有している。す
なわち、この回路では、前記ダイオードＤ、のカソード
とコンデンサＣ３との間にダイオードＤ７及び交流伝送
コンデンサＣ９の並列回路が接続され、さらにダイオー
ドＤ７のアノードはＮＰＮトランジスリスのコレクタに
接続されると共に、電圧制御回路Ｕ、の一方の入力端に
接続される。トランジスタＱのエミッタはダイオードＤ
８を介して補助巻線ｍ３の一方の端子Ｇに接続され、ま
たコンデンサＣＩＯを介して、補助巻１１１　ｍ　３の
他方の端子Ｆ、電圧制御回路Ｕ、の他方の入力端及びダ
イオードＤ７のカソードに接続される。上記電圧制御回
路Ｕ、は両入力の電圧レベル差を検出し、その検出結果
に応じてトランジスタＱの利得を可変制御するものであ
る。

上記低電圧発生回路の動作を説明する。まず、補助巻線
ｍ３の電流発生方向はダイオードＤ８によって一方向に
制限され、端子Ｆか（＋）　、Ｇが（−）のときコンデ
ンサＣＩＯに充電電流が供給され、反転時にコンデンサ
Ｃ３゜から放電出力され、直流電圧となる。しかし、そ
の出力端はアースに接続されているため、実際にはダイ
オ−・ドＤ７のアノード側の電圧が負極性方向に増大す
る。ここで、Ｕ７のアノード側電位は電圧制御回路Ｕ、
で監視されており、アース電位を基準にその電位差に応
じてトランジスタＱの利得が制御されている。

このため、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ７
及び交流伝送コンデンサＣ３の並列回路との接続点は一
定レベルで安定化され、これによって二次巻線ｍ２によ
るＨＫ用電源回路の電圧変動分を吸収してその出力の安
定化を図ることができる。この場合、補助巻線ｍ３の発
生電圧を二次巻線ｍ２の発生電圧より低く設定できるの
で、仮に自己共振等による振動が起きても、スナバ定数
を小さくすることができ、従来のＣＲスナバ回路は不要
となる。他の回路動作は第１図の場合と全く同様である
。

したがって、上記構成によっても、コンバータトランス
に中間タップを設ける必要がないので、タップ間の自己
共振による電圧変動がなく、これによってＨＫ電圧とコ
レクタ電圧の比虎変化を低減し、その精度を向上させる
ことができる。また、従来のＣＲスナバ回路は不要であ
り、これによって高効率かつ小型の電源装置を実現でき
る。

尚、第２図の実施例でも、補助巻線ｍ、による補助電源
を構成しているが、全く別の電源を用いても同様に実施
可能である。また、補助電源の安定化はツェナーダイオ
ードのツェナー電圧を利用しても可能である。この場合
にはツェナー電流を制限する抵抗を第２図のトランジス
タの位置に挿入すればよい。

いずれの実施例においても、ＴＷＴのばらつき等により
２出力の電圧比の変動が生じても、補助電源の電圧を可
変することによりこれを抑制することができるので、コ
ンバータトランス等の高価な部品の交換を必要とするこ
とはない。また、上記のようにＨＫ用電源回路の出力電
圧に低電圧発生回路の発生電圧を加算する構成ではなく
、ＣＯＬ用電源回路の出力電圧に低電圧発生回路の発生
電圧を減算する構成であってもその効果は同様である。

［発明の効果コ 以上のようにこの発明によれば、高耐電圧、大電力用の
抵抗、コンデンサによるスナバ回路を用いなくても電圧
変動を小さくすることができ、これによって高効率化、
小型化を実現し得る高圧安定化電源装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る高圧安定化電源装置の一実施例
を示す回路図、第２図はこの発明に係る他の実施例を示
す回路図、第３図は従来の高圧安定化電源装置の構成を
示す回路図である。 Ｕ、・・電圧制御コンバータ、Ｔ、、Ｔ２・・コンバー
タトランス、ｍｌ・・・−次巻線、ｍ２・・二次巻線、
ｍ３・・・補助巻線、Ｄ、〜Ｄ３　Ｄ、〜Ｄ８・・・ダ
イオード、Ｕ４・・・ダイオードブリッジ整流回路、Ｃ
１〜ＣＩＯ・−コンデンサ、Ｕ２・・・パルス変調回路
、Ｕ３・・・電圧制御回路、ＨＫ・・・ヒータカソード
電極、ＣＯＬ・・・コレクタ電極、ＨＥＬ・・ヘリック
ス電極。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）高電圧、小電流を発生出力する第１の電源回路と
   、この第１の電源回路の出力電圧と一定の比率をもって
   低電圧、大電流を発生出力する第２の電源回路とを備え
   、各電源回路の要求電力を１個のコンバータトランスの
   二次巻線から供給し、第１の電源回路の出力レベルに応
   じて前記コンバータトランスの一次巻線供給電力を制御
   して各電源回路の出力の安定化を図る高圧安定化電源装
   置において、 前記第１、第２の電源回路の電力入力を前記二次巻線の
   同一端子から取り出す手段と、 前記二次巻線による電力供給源とは別に設けられる補助
   電力供給源と、 この補助電力供給源からの電力を入力して低電圧安定化
   電圧を生成する低電圧発生回路と、この低電圧発生回路
   の出力電圧を前記第１、第２の電源回路のいずれか一方
   の出力に加減算して両電源回路の出力電圧比を適性にす
   る制御手段と、を具備する高圧安定化電源装置。
2. （２）前記補助電力供給源は、前記コンバータトランス
   の二次側に補助巻線を付加して構成することを特徴とす
   る請求項（１）記載の高圧安定化電源装置。
3. （３）前記低電圧発生回路は、前記第１、第２の電源回
   路のいずれか一方の出力電圧に、その変動分に応じて前
   記補助電力供給源からの電圧を制御して加減算すること
   を特徴とする請求項（１）記載の高圧安定化電源装置。