CN112234835A - 一种可变结构组合型llc谐振变换器 - Google Patents

一种可变结构组合型llc谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种可变结构组合型LLC谐振变换器。该变换器包括直流源、方波发生器、组合谐振电路、组合变压器、组合整流滤波电路、负载，组合谐振电路包括第一LLC谐振电路和第二LLC谐振电路；组合变压器包括第一变压器和第二变压器；直流源与方波发生器相连；方波发生器与组合谐振电路相连，组合谐振电路与组合变压器的原边相连，组合变压器的副边与组合整流滤波电路相连；组合整流滤波电路与负载相连。本发明的可变结构组合型LLC谐振变换器可以组合变换出四种工作模式，能够拓宽变换器的增益范围，模式过渡能够保证稳定输出，增加的整流器件没有增加导通损耗，保留了LLC谐振变换器的优势。

Description

一种可变结构组合型LLC谐振变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种可变结构组合型 LLC谐振变换器。
背景技术
随着电力电子技术在新能源发电、电动汽车车载充电等领域的广泛应用，高效率、宽增益的直流变换器成为当下研究热点。
LLC谐振变换器能够实现开关管的零电压开通和整流二极管的零电流关断，有效减少开关损耗，提高变换器整体效率；控制方式为脉冲频率调制，调制方式简单易实现；同时高频的工作状态、变压器激磁电感和漏感的利用，有利于减小磁性元件体积，提高了变换器的功率密度。
然而，当LLC谐振变换器工作在宽增益状态下，工作频率会远离谐振频率，导通损耗增加，在宽输入或宽输出电压范围内不能保证高工作效率。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种可变结构组合型LLC谐振变换器，以减小 LLC谐振电路频率调节范围，拓宽增益范围，同时兼顾LLC谐振电路的高效率。
为实现本发明目的，本发明采用以下技术方案：
一种可变结构组合型LLC谐振变换器，包括直流源、方波发生器、组合LLC谐振电路、组合变压器、组合整流滤波电路以及负载；所述组合谐振电路包括第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路；所述组合变压器包括第一变压器和第二变压器；
所述直流源的输出端与所述方波发生器的输入端相连；
所述方波发生器的输出端分别与所述第一LLC谐振支路和所述第二 LLC谐振支路的输入端相连；
所述第一LLC谐振支路的输出端与所述第一变压器的原边相连；所述第二LLC谐振支路的输出端与所述第二变压器的原边相连；
所述第一变压器和所述第二变压器的副边分别与所述组合整流滤波电路的输入端相连；
所述组合整流滤波电路的输出端与所述负载相连。
进一步地，所述方波发生器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极相连，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极相连，所述第三开关管的源极与所述第四开关管的漏极相连，所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极相连。
进一步地，所述第一LLC谐振支路由第一谐振电感、第一谐振电容以及第一激磁电感组成，所述第一谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接，所述第一谐振电感的另一端与所述第一谐振电容的一端连接；所述第一谐振电容的另一端分别与所述第一激磁电感的一端以及所述第一变压器原边绕组的同名端相连，所述第一激磁电感的另一端分别与所述第三开关管的源极和所述第一变压器原边绕组的异名端相连；
所述第二LLC谐振支路由第二谐振电感、第二谐振电容以及第二激磁电感；所述第二谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接，所述第二谐振电感的另一端与所述第二谐振电容的一端连接；所述第二谐振电容的另一端分别与所述第二激磁电感的一端以及所述第二变压器原边绕组的同名端相连，所述第二激磁电感的另一端分别与所述第四开关管的源极和所述第二变压器原边绕组的异名端相连。
进一步地，所述组合整流滤波电路包括整流电路和输出滤波电容，所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极、所述第五二极管的阴极、所述输出滤波电容的一端以及所述负载的一端相连；所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阳极、所述第二二极管的阳极、所述输出滤波电容的另一端以及所述负载的另一端相连；所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连，所述第五二极管的阳极与所述第六二极管的阴极相连；所述第一变压器副边绕组的同名端连接所述第一二极管的阳极；所述第一变压器副边绕组的异名端连接所述第二变压器副边绕组的同名端以及所述第三二极管的阳极；所述第二变压器副边绕组的异名端连接所述第五二极管的阳极。
进一步地，所述方波发生器工作在四个模式，包括模式一、模式二、模式三和模式四；
所述模式一的工作状态下，所述第一开关管和所述第二开关管常断，所述第三开关管和所述第四开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式二的工作状态下，所述第三开关管和所述第四开关管常断，所述第一开关管和所述第二开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式三的工作状态下，所述第三开关管常断，所述第四开关管常通，所述第一开关管和所述第二开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式四的工作状态下，所述第一开关管和所述第四开关管同时导通，并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通，占空比均为50％；每个模式均采用调频控制。
进一步地，模式过渡采用占空比调节渐进过渡，频率调节维持输出稳定；
由模式一过渡到模式二，所述第一开关管和所述第二开关管的起始驱动信号分别同步到所述第三开关管和所述第四开关管，所述第三开关管和所述第四开关管保持50％占空比互补导通，所述第一开关管和所述第二开关管的占空比逐步从0％升到50％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第一开关管和所述第二开关管升到50％占空比时，所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号关闭，过渡完成；
由模式二过渡到模式三时，所述第一开关管和所述第二开关管保持 50％占空比互补导通，所述第三开关管保持常断，所述第四开关管驱动起始信号同步到所述第一开关管，其占空比逐步从0％升到100％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第四开关管的占空比为100％时，过渡完成；
由模式三过渡到模式四时，所述第四开关管的占空比逐步从100％减小到50％，相应的所述第四开关管与所述第三开关管互补导通，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第一开关管和所述第四开关管同时导通，并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通占空比均为50％时，过渡完成。
进一步地，所述第一谐振电感和所述第二谐振电感的电感值相等；所述第一激磁电感和所述第二激磁电感的电感值相等；所述第一谐振电容和所述第二谐振电容的电容值相等；所述第一变压器和所述第二变压器的原副边绕组匝比相等。
与现有技术相比，本发明具有如下技术效果：
(1)与传统全桥LLC谐振电路相比，在没有增加开关管数量的基础上，组合出四种工作模式，拓宽了变换器增益范围；
(2)每个模式的谐振频率点相同，工作频率范围得到有效限制，整体效率高；
(3)开关器件能够在每个模式内均能实现软开关，保留了传统LLC 谐振电路的优势；
(4)增加的全桥整流二极管数量使工作模式增多，且不会增加电流传输过程中的导通损耗；
(5)变换器采用开关管占空比调节过渡的方式，能够实现模式切换。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做以简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器的电路结构示意图；
图2为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器的电路原理图；
图3为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式一的电路原理图；
图4为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式一的电路等效图；
图5为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式二的电路原理图；
图6为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式三的电路原理图；
图7为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式三的基波分析等效图；
图8为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式四电路的原理图；
图9为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器工作在模式四的基波分析等效图；
图10为本发明实施例中可变结构组合型LLC谐振变换器整体增益曲线；
图11为本发明实施例中以宽输出电压范围电池充电为例模式一到模式四的过渡方案图；
其中，Vin为输入源；S1、S2、S3、S4分别为第一、第二、第三、第四开关管；S′1、S′2分别为等效第一、第二开关管；Cr1和Cr2分别为第一谐振电容和第二谐振电容；Lr1和Lr2分别为第一谐振电感和第二谐振电感；Lm1和Lm2分别为第一激磁电感和第二激磁电感；T1和T2分别为第一变压器和第二变压器； D1、D2、D3、D4、D5、D6分别为第一、第二、第三、第四、第五、第六二极管；D′1、D′2、D′3、D′4分别为等效整流第一、第二、第三、第四二极管；Co为输出滤波电容；Ro为负载；R31、R32为模式三基波分析等效负载；R41、R42为模式四基波分析等效负载；Np1和Ns1分别为变压器T1的原边绕组和副边绕组， Np2和Ns2分别为变压器T2的原边绕组和副边绕组；Vo为输出电压。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
参见图1和图2，其分别示出了本发明实施例中一种可变结构组合型LLC 谐振变换器的电路结构图和电路原理图。该变换器包括直流源、方波发生器、组合谐振电路、组合变压器、组合整流滤波电路以及负载。组合谐振电路包括第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路；组合变压器包括第一变压器T1和第二变压器T2。直流源的输出端与方波发生器的输入端相连；方波发生器的输出端分别与第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路的输入端相连，第一 LLC谐振支路的输出端与第一变压器的原边相连；第二LLC谐振支路的输出端与第二变压器的原边相连；第一变压器和第二变压器的副边分别与组合整流滤波电路的输入端相连；组合整流滤波电路的输出端与负载相连。
其中，方波发生器为全桥电路，包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、和第四开关管S4，第一开关管S1的漏极和第三开关管S3的漏极相连，第一开关管S1的源极连接第二开关管S2的漏极，第三开关管S3的源极连接第四开关管S4的漏极，第二开关管S2的源极连接第四开关管S4的源极。第一开关管S1的漏极与直流源的正极相连，第二开关管S2的源极与直流源的负极相连。
组合谐振电路的第一LLC谐振支路由第一谐振电感Lr1、第一谐振电容 Cr1以及第一激磁电感Lm1组成，第一谐振电感Lr1的一端连接第一开关管S1的源极(也就是第二开关管S2的漏极)，第一谐振电感Lr1的另一端和第一谐振电容Cr1的一端连接；第一谐振电容Cr1的另一端分别与第一激磁电感Lm1的一端以及第一变压器T1原边绕组Np1的同名端相连，第一激磁电感Lm1的另一端分别连接第三开关管S3的源极(也就是第四开关管S4的漏极)和第一变压器T1原边绕组Np1的异名端。
第二LLC谐振支路由第二谐振电感Lr2、第二谐振电容Cr2以及第二激磁电感Lm2组成。第二谐振电感Lr2的一端连接第一开关管S1的源极(也就是第二开关管S2的漏极)，第二谐振电感Lr2的另一端和第二谐振电容Cr2的一端连接；第二谐振电容Cr2的另一端分别与第二激磁电感Lm2的一端以及第二变压器 T2原边绕组Np2的同名端相连，第二激磁电感Lm2的另一端分别连接第四开关管S4的源极(也就是第二开关管S2的源极)和第二变压器T2原边绕组Np2的异名端。
组合整流滤波电路包括整流电路和输出滤波电容Co；整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6。第一二极管D1的阴极与第三二极管D3的阴极、第五二极管D5的阴极、输出滤波电容Co的一端以及负载Ro的一端相连；第六二极管D6的阳极与第四二极管D4的阳极、第二二极管D2的阳极、输出滤波电容Co的另一端以及负载Ro的另一端相连；且第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阴极相连，第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阴极相连，第五二极管D5的阳极与第六二极管D6的阴极相连。第一变压器T1副边绕组Ns1同名端连接第一二极管D1的阳极；第一变压器T1副边绕组Ns1异名端连接第二变压器T2副边绕组Ns2同名端以及第三二极管D3的阳极；第二变压器T2副边绕组Ns2异名端连接第五二极管D5的阳极。
优选地，谐振电感Lr1和Lr2部分或全部可以由变压器T1和T2的漏感代替。
优选地，第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2的电感值相等，为Lr；第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的电容值相等，为Cr；第一激磁电感Lm1和第二激磁电感Lm2的电感值相等，为Lm；第一变压器和第二变压器的原副边绕组匝比相等为n:1；对应的参考谐振频率：
Figure RE-GDA0002758934580000081
激磁电感与谐振电感的参考比例系数：
Figure RE-GDA0002758934580000082
参考特征阻抗：
Figure RE-GDA0002758934580000083
归一化频率fn是工作频率fs与谐振频率fr的比值：
Figure RE-GDA0002758934580000084
本发明实施例中的组合型LLC谐振变换器，通过控制方波发生器中四个开关管的开断状态以及占空比，可以工作在四种模式下，具体的控制方式如下：
如图3所示，其示出了本发明实施例中组合型LLC谐振变换器的模式一的工作原理图。第一开关管S1和第二开关管S2处于保持常断，第三开关管S3和第四开关管S4均为50％占空比互补导通；第一二极管D1、第四二极管D4、第五二极管D5在半个周期同时工作，其中第一二极管D1和第五二极管D5处于并联状态；第二二极管D2、第三二极管D3、第六二极管D6在另半个周期工作，其中第二二极管D2和第六二极管D6处于并联状态；并联导通的二极管并没有增加导通损耗。
等效电路如图4所示，第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路串联等效为半桥LLC谐振变换器，模式一等效谐振腔的谐振电感值和激磁电感值均增加一倍，等效电容值为原来的1/2；因此模式一的谐振频率点为：
Figure RE-GDA0002758934580000091
等效阻抗：
Figure RE-GDA0002758934580000092
等效匝数比为：2n:1，负载为Ro的情况下品质因数为：
Figure RE-GDA0002758934580000093
由基波分析，模式一的增益为：
Figure RE-GDA0002758934580000094
如图5所示，其示出了本发明实施例中组合型LLC谐振变换器的模式二的工作原理图。第三开关管S3和第四开关管S4常断，第一开关管S1和第二开关管S2均为50％占空比互补导通；第一LLC谐振支路和第一变压器处于断路状态，能量通过第二LLC谐振支路和第二变压器传递到副边；整流电路第三二极管D3、第六二极管D6和第四二极管D4、第五二极管D5交替工作，第一二极管D1、第二二极管D2不工作，为全桥整流电路。
模式二的谐振频率点为：
Figure RE-GDA0002758934580000095
等效阻抗：
Figure RE-GDA0002758934580000096
等效匝数比为：n:1，负载为Ro的情况下品质因数为：
Figure RE-GDA0002758934580000097
由基波分析，模式二的增益为：
Figure RE-GDA0002758934580000098
如图6所示，其示出了本发明实施例中组合型LLC谐振变换器的模式三的工作原理图。第三开关管S3常断，第四开关管S4常通，第一开关管S1和第二开关管S2的均为50％占空比互补导通；第一谐振支路和第二谐振支路同时工作在半桥LLC谐振电路状态，第一变压器和第二变压器副边串联；整流电路第一二极管D1、第六二极管D6和第二二极管D2、第五二极管D5交替工作，第三二极管D3、第四二极管D4不工作，为全桥整流电路。
模式三的基波分析等效电路如图7所示，第一LLC谐振支路和第二LLC 谐振支路参数一致，能量输入端并联，变压器副边绕组串联的结构使得模式三的增益比传统半桥LLC的增益增大一倍；对应的第一谐振腔和第二谐振腔的谐振频率：
Figure RE-GDA0002758934580000101
等效阻抗：
Figure RE-GDA0002758934580000102
两者对应变压器匝数比均为为：n:1，其等效负载分别为R31、R32，两路LLC 谐振网络的品质因数分别为：
Figure RE-GDA0002758934580000103
和
Figure RE-GDA0002758934580000104
模式三第一谐振腔对应增益M31公式为：
Figure RE-GDA0002758934580000105
模式三第二谐振腔对应增益M32公式为：
Figure RE-GDA0002758934580000106
模式三总的增益M3为：
M3＝M31+M32。
如图8所示，其示出了本发明实施例中组合型LLC谐振变换器的模式四的工作原理图。第一开关管S1、第四开关管S4同时导通，并分别与第二开关管S2、第三开关管S3互补导通，占空比均为50％；第一谐振LLC支路全桥输入状态和第二谐振LLC半桥输入状态，第一变压器和第二变压器副边串联；整流电路第一二极管D1、第六二极管D6和第二二极管D2、第五二极管D5交替工作，第三二极管D3、第四二极管D4不工作，为全桥整流电路。
模式四的基波等效电路如图9所示，全桥输入信号和半桥输入信号分别经过第一谐振腔和第二谐振腔共同向负载传递能量，两者的谐振频率：
Figure RE-GDA0002758934580000111
等效阻抗：
Figure RE-GDA0002758934580000112
对应变压器匝数比均为为：n:1，全桥能量传输是半桥的两倍，其等效负载分别为R41、 R42，两路LLC谐振网络的品质因数分别为：
Figure RE-GDA0002758934580000113
和
Figure RE-GDA0002758934580000114
模式四第一谐振腔对应增益M41公式为：
Figure RE-GDA0002758934580000115
模式四第二谐振腔对应增益M42公式为：
Figure RE-GDA0002758934580000116
模式四总的增益M4公式为：
M4＝M41+M42。
在一个具体实施例中，输入直流源Vin＝400V，第一谐振电感Lr1和第二谐振电感Lr2的电感值相等，为15.4uH；第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的电容值相等，为84nF；第一激磁电感Lm1和第二激磁电感Lm2的电感值相等，为53.9uH；谐振频率点fr＝140kHz；激磁电感与谐振电感的参考比例系数： ko＝3.5；第一变压器和第二变压器的匝数比均为1.33：1，恒流输出7.3A，模式一到模式四谐振频率点输出电压75V-450V，最大输出功率为3.3kW。
由该实例数据，在7.3A恒流状态下分别设置模式一最大输出电压130V，模式二最大输出电压250V，模式三最大输出390V，模式四最大输出450V。四个模式的增益曲线如图10所示，由归一化频率fn可以看出，在6倍的增益环境下，频率范围得到有效限制。在谐振频率点模式一到模式四的增益比为 1：2：4：6，本发明有效拓宽了传统LLC的增益。
本发明实施例中的一种可变结构组合型LLC谐振变换器以宽范围输出电压电池充电为例的工作流程如图11所示，充电开始进入软启动，拓扑进入模式一PFM(Pulsefrequency modulation，脉冲频率调制)调节的工作状态；输出电压上升达到过渡设定值Uo_ref1的时候，模式一开始向模式二过渡，第一开关管S1和第二开关管S2的起始驱动信号分别同步到第三开关管S3和第四开关管S4，第三开关管S3和第四开关管S4保持50％占空比互补导通，第一开关管S1和第二开关管S2的占空比逐步从0％升到50％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当第一开关管S1和第二开关管S2升到50％占空比时，第三开关管S3和第四开关管S4的驱动信号关闭，过渡完成；之后拓扑进入模式二PFM 调节的工作状态；输出电压上升达到过渡设定值Uo_ref2的时候，模式一开始向模式二过渡，第一开关管S1和第二开关管S2保持50％占空比互补导通，第三开关管S3保持常断，第四开关管S4驱动起始信号同步到第一开关管S1，其占空比逐步从0％升到100％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当第四开关管S4的占空比为100％时，过渡完成；之后拓扑进入模式三PFM调节的工作状态；输出电压上升达到过渡设定值Uo_ref3的时候，模式三开始向模式四过渡，第四开关管S4的占空比逐步从100％减小到50％，相应的第四开关管S4与第三开关管S3互补导通，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当第一开关管、第四开关管同时导通，并分别与第二开关管、第三开关管互补导通占空比均为50％时，过渡完成。之后拓扑进入模式四PFM调节的工作状态；当输出电压上升达到恒压充电Uo_ref4的时候，模式四进入恒压充电的工作状态；恒压充电的过程的同时检测电池的充电量，当电池电量充满后，恒压充电结束，工作完成。
本发明实施例具有以下有益效果：
(1)与传统全桥LLC谐振电路相比，没有增加开关管数量，组合出四种工作模式，拓宽了变换器增益范围；
(2)每个模式的谐振频率点相同，工作频率范围得到有效限制，整体效率高；
(3)开关器件能够在每个模式内均能实现软开关，保留了传统LLC谐振电路的优势；
(4)增加的全桥整流二极管数量使工作模式增多，且不会增加电流传输过程中的导通损耗；
(5)变换器采用开关管占空比调节过渡的方式，能够实现模式切换。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (7)

1.一种可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，包括直流源、方波发生器、组合LLC谐振电路、组合变压器、组合整流滤波电路以及负载；所述组合谐振电路包括第一LLC谐振支路和第二LLC谐振支路；所述组合变压器包括第一变压器和第二变压器；
所述直流源的输出端与所述方波发生器的输入端相连；
所述方波发生器的输出端分别与所述第一LLC谐振支路和所述第二LLC谐振支路的输入端相连；
所述第一LLC谐振支路的输出端与所述第一变压器的原边相连；所述第二LLC谐振支路的输出端与所述第二变压器的原边相连；
所述第一变压器和所述第二变压器的副边分别与所述组合整流滤波电路的输入端相连；
所述组合整流滤波电路的输出端与所述负载相连。
2.根据权利要求1所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，所述方波发生器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管的漏极与所述第三开关管的漏极相连，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极相连，所述第三开关管的源极与所述第四开关管的漏极相连，所述第二开关管的源极与所述第四开关管的源极相连。
3.根据权利要求2所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一LLC谐振支路由第一谐振电感、第一谐振电容以及第一激磁电感组成，所述第一谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接，所述第一谐振电感的另一端与所述第一谐振电容的一端连接；所述第一谐振电容的另一端分别与所述第一激磁电感的一端以及所述第一变压器原边绕组的同名端相连，所述第一激磁电感的另一端分别与所述第三开关管的源极和所述第一变压器原边绕组的异名端相连；
所述第二LLC谐振支路由第二谐振电感、第二谐振电容以及第二激磁电感；所述第二谐振电感的一端与所述第一开关管的源极连接，所述第二谐振电感的另一端与所述第二谐振电容的一端连接；所述第二谐振电容的另一端分别与所述第二激磁电感的一端以及所述第二变压器原边绕组的同名端相连，所述第二激磁电感的另一端分别与所述第四开关管的源极和所述第二变压器原边绕组的异名端相连。
4.根据权利要求3所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，所述组合整流滤波电路包括整流电路和输出滤波电容，所述整流电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管；所述第一二极管的阴极与所述第三二极管的阴极、所述第五二极管的阴极、所述输出滤波电容的一端以及所述负载的一端相连；所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阳极、所述第二二极管的阳极、所述输出滤波电容的另一端以及所述负载的另一端相连；所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极相连，所述第三二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连，所述第五二极管的阳极与所述第六二极管的阴极相连；所述第一变压器副边绕组的同名端连接所述第一二极管的阳极；所述第一变压器副边绕组的异名端连接所述第二变压器副边绕组的同名端以及所述第三二极管的阳极；所述第二变压器副边绕组的异名端连接所述第五二极管的阳极。
5.根据权利要求2所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，所述方波发生器工作在四个模式，包括模式一、模式二、模式三和模式四；
所述模式一的工作状态下，所述第一开关管和所述第二开关管常断，所述第三开关管和所述第四开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式二的工作状态下，所述第三开关管和所述第四开关管常断，所述第一开关管和所述第二开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式三的工作状态下，所述第三开关管常断，所述第四开关管常通，所述第一开关管和所述第二开关管均为50％占空比互补导通；
所述模式四的工作状态下，所述第一开关管和所述第四开关管同时导通，并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通，占空比均为50％；每个模式均采用调频控制。
6.根据权利要求5所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，模式过渡采用占空比调节渐进过渡，频率调节维持输出稳定；
由模式一过渡到模式二，所述第一开关管和所述第二开关管的起始驱动信号分别同步到所述第三开关管和所述第四开关管，所述第三开关管和所述第四开关管保持50％占空比互补导通，所述第一开关管和所述第二开关管的占空比逐步从0％升到50％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第一开关管和所述第二开关管升到50％占空比时，所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号关闭，过渡完成；
由模式二过渡到模式三时，所述第一开关管和所述第二开关管保持50％占空比互补导通，所述第三开关管保持常断，所述第四开关管驱动起始信号同步到所述第一开关管，其占空比逐步从0％升到100％，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第四开关管的占空比为100％时，过渡完成；
由模式三过渡到模式四时，所述第四开关管的占空比逐步从100％减小到50％，相应的所述第四开关管与所述第三开关管互补导通，同时通过频率调节维持输出电压稳定，当所述第一开关管和所述第四开关管同时导通，并分别与所述第二开关管、所述第三开关管互补导通占空比均为50％时，过渡完成。
7.根据权利要求3所述可变结构组合型LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一谐振电感和所述第二谐振电感的电感值相等；所述第一激磁电感和所述第二激磁电感的电感值相等；所述第一谐振电容和所述第二谐振电容的电容值相等；所述第一变压器和所述第二变压器的原副边绕组匝比相等。
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