CN115037165B - 一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法，包括依次串联的第一端口、第一开关回路、耦合电感、变压器、第二开关回路和第二端口；耦合电感由两个外置漏感相互耦合而成，两个外置漏感的输入端均与第一开关回路的输出端连接，两个外置漏感的输出端均与变压器的输入端连接；变压器包括第一变压器和第二变压器，第一变压器、第二变压器原边的第一端均与外置漏感的输出端连接，第一变压器、第二变压器原边的第二端与第一开关回路的输出端连接，第一变压器的副边、第二变压器的副边与第二开关回路的输入端连接。

Description

一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法。
背景技术
近年来，随着新能源产业的发展，电力电子变换装置遇到了更高的挑战，越来越多的研究工作者开展了大量的研究以追求变换器的高功率、高转换效率以及高功率密度。而在低压大电流双向变流场合中，其需求也逐渐增多。
在低压大电流双向变流场合中。比较常用的电路拓扑为LLC变换器和双向有源桥变换器。对于LLC变换器，其开关管在全负载范围内皆可实现软开关，具有较高的电能转换效率。但是，当LLC变换器工作在双向电能变换器模式时，其控制逻辑需要切换，因而增加了控制的复杂度。为了适应低压大电流场合，有研究工作者将低压侧的开关回路改进为全波整流电路。但是，当变换器工作在双向时，全波整流电路的开关管会有较大的电压尖峰，降低了其可靠性。对于双向有源桥变换器，其可以实现双向电能自然切换，控制简单，并且其开关管在重载时可以实现零电压开通，降低了开关损耗。但是，双向有源桥变换器在轻载的时候以及在两端电压不匹配的时候，开关管会丢失软开关，增加了开关损耗。
发明内容
本发明提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法，其目的是为了解决现有技术存在控制复杂度高、可靠性低、开关损耗高的缺陷。
为了达到上述目的，本发明提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构，包括依次串联的第一端口、第一开关回路、耦合电感、变压器、第二开关回路和第二端口；
耦合电感由两个外置漏感相互耦合而成，两个外置漏感的输入端均与第一开关回路的输出端连接，两个外置漏感的输出端均与变压器的输入端连接；
变压器包括第一变压器和第二变压器，第一变压器、第二变压器原边的第一端均与外置漏感的输出端连接，第一变压器、第二变压器原边的第二端与第一开关回路的输出端连接，第一变压器的副边、第二变压器的副边与第二开关回路的输入端连接。
进一步来说，第一端口为电源端；第一端口与第一开关回路之间还设有一个输入滤波电容，输入滤波电容的一端与第一端口的正极连接，输入滤波电容的另一端与第一端口的负极连接。
进一步来说，第一开关回路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，开关管S1、开关管S3的漏极均与第一端口的正极连接，开关管S2、开关管S4的源极与所示第一端口的负极连接，开关管S1的源极、开关管S2的漏极与两个外置漏感的输入端连接，开关管S3的源极、开关管S4的漏极与第一变压器、第二变压器原边的第二端连接。
进一步来说，第二开关回路包括开关管S5、开关管S6和钳位电容，开关管S5的漏极与第一变压器副边的第一端、第二端口的负极连接，开关管S5的源极通过钳位电容与开关管S6的漏极连接，开关管S6的源极与第二变压器副边的第二端、第二端口的正极连接，钳位电容的一端与第二变压器副边的第一端连接，钳位电容的另一端与第一变压器副边的第二端连接。
进一步来说，第二端口为负载端；第二端口与第二开关回路之间还设有输出滤波电容，输出滤波电容的一端与第二端口的正极连接，输出滤波电容的另一端与第二端口的负极连接。
进一步来说，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5和开关管S6均采用MOSFET。
本发明还提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构的调制方法，应用于上述推挽型双向变换器拓扑结构，方法包括：
当第一开关回路的驱动信号超前第二开关回路的驱动信号时，推挽型双向变换器正向工作，通过调制第一开关回路的驱动信号的超前相位调制推挽型双向变换器的传递功率；
当第一开关回路的驱动信号滞后第二开关回路的驱动信号时，推挽型双向变换器反向工作，通过调制第一开关回路的驱动信号的滞后相位调制推挽型双向变换器的传递功率。
本发明的上述方案有如下的有益效果：
（1）本发明的拓扑结构相较于LLC变换器，在双向工作时无需切换驱动逻辑，降低了开关控制的复杂度；
（2）相较于双向有源桥变换器，在轻载或两端电压不匹配的情况下，开关管不会丢失软开关导致开关损耗增加；
（3）使用推挽式拓扑结构作为变换器低压侧的开关回路，减少了开关数量，并且采用双变压器结构，有利于变压器元件散热；
（4）本发明将两个外置漏感进行耦合，仅使用一个磁芯，减小了磁芯数量，降低了变换器成本；
（5）本发明采用的调制方法，在每个工作模态中，至多有三个功率开关管工作，减小了开关管的导通损耗，提高了电能变换的效率。
本发明的其它有益效果将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
图1为本发明的拓扑结构示意图；
图2为本发明实施例在正向工作一个周期产生的波形图；
图3为本发明实施例在反向工作一个周期产生的波形图。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是锁定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
本发明针对现有的问题，提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构及其调制方法。
如图1所示，本发明的实施例提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构，包括依次串联的第一端口、第一开关回路、耦合电感、变压器、第二开关回路和第二端口。
耦合电感由两个外置漏感
Figure 610130DEST_PATH_IMAGE001
和外置漏感
Figure 778812DEST_PATH_IMAGE002
相互耦合而成，两个外置漏感
Figure 535416DEST_PATH_IMAGE001
的输入端、外置漏感
Figure 655819DEST_PATH_IMAGE002
的输入端均与第一开关回路的输出端连接，两个外置漏感
Figure 45343DEST_PATH_IMAGE001
的输出端、外置漏感
Figure 909394DEST_PATH_IMAGE002
的输出端均与变压器的输入端连接。
变压器包括第一变压器T1和第二变压器T2，第一变压器T1、第二变压器T2原边的第一端均与外置漏感
Figure 51662DEST_PATH_IMAGE001
的输出端连接，第一变压器T1、第二变压器T2原边的第二端与第一开关回路的输出端连接，第一变压器T1的副边、第二变压器T2的副边与第二开关回路的输入端连接。
具体来说，第一端口和第二端口均可作为电源端或负载端，在本发明实施例中，选择将电源
Figure 608545DEST_PATH_IMAGE003
的正、负极与第一端口的两端连接，使得第一端口作为电源端；第一端口与第一开关回路之间还设有一个输入滤波电容
Figure 452742DEST_PATH_IMAGE005
，输入滤波电容
Figure 120484DEST_PATH_IMAGE005
的一端与第一端口的正极连接，输入滤波电容
Figure 117259DEST_PATH_IMAGE005
的另一端与第一端口的负极连接。
优选的，第一开关回路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，开关管S1、开关管S3的漏极均与第一端口的正极连接，开关管S2、开关管S4的源极与所示第一端口的负极连接，开关管S1的源极、开关管S2的漏极与外置漏感
Figure 845043DEST_PATH_IMAGE001
的输入端、外置漏感
Figure 864952DEST_PATH_IMAGE002
的输入端连接，开关管S3的源极、开关管S4的漏极与第一变压器T1、第二变压器T2原边的第二端连接。
优选的，第二开关回路包括开关管S5、开关管S6和钳位电容
Figure 946172DEST_PATH_IMAGE006
，开关管S5的漏极与第一变压器T1副边的第一端、第二端口的负极连接，开关管S5的源极通过钳位电容
Figure 938398DEST_PATH_IMAGE006
与开关管S6的漏极连接，开关管S6的源极与第二变压器T2副边的第二端、第二端口的正极连接，钳位电容
Figure 961718DEST_PATH_IMAGE006
的一端与第二变压器T2副边的第一端连接，钳位电容
Figure 141027DEST_PATH_IMAGE006
的另一端与第一变压器T1副边的第二端连接。
具体来说，选择将负载电源
Figure 524472DEST_PATH_IMAGE007
的正、负极与第二端口的两端连接，使得第二端口作为负载端；第二端口与第二开关回路之间还设有输出滤波电容
Figure 902364DEST_PATH_IMAGE008
，输出滤波电容
Figure 831006DEST_PATH_IMAGE008
的一端与第二端口的正极连接，输出滤波电容
Figure 372977DEST_PATH_IMAGE008
的另一端与第二端口的负极连接。
优选的，第一变压器T1的内部自带有一个励磁电感
Figure 248529DEST_PATH_IMAGE009
，第二变压器T2的内部自带有一个励磁电感
Figure 713883DEST_PATH_IMAGE010
，励磁电感的大小是通过变压器磁芯的气隙长度决定的，通过设计励磁电感，可以辅助推挽型双向变换器实现软开关。
优选的，本发明实施例中开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5和开关管S6均采用MOSFET，且在每个MOSFET内部的都自带有一个反向二极管和一个结电容，MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管）简称金氧半场效应晶体管，能在很小电流和很低电压的条件下工作，而且它的制造工艺可以很方便地把很多场效应管集成在一块硅片上；由于MOSFET是本领域常用的电力电子器件，本领域技术人员应当清楚关于其工作原理及结构均属于公知常识，因此在本发明实施例中不再一一赘述。
本发明实施例设计的拓扑结构使用推挽式结构作为变换器低压侧的开关回路，减少了开关数量，并且采用双变压器结构，有利于变压器元件散热；该挽推型双向变换器将两个外置漏感进行耦合，仅使用一个磁芯，减小了磁芯数量，降低了变换器成本。
本发明实施例还提供了一种推挽型双向变换器拓扑结构的调制方法，应用于上述推挽型双向变换器拓扑结构，方法包括：
通过驱动电路提供驱动信号，当第一开关回路的驱动信号超前第二开关回路的驱动信号时，推挽型双向变换器正向工作，通过调制第一开关回路的驱动信号的超前相位调制推挽型双向变换器的传递功率；
当第一开关回路的驱动信号滞后第二开关回路的驱动信号时，推挽型双向变换器反向工作，通过调制第一开关回路的驱动信号的滞后相位调制推挽型双向变换器的传递功率。
如图2所示为本发明实施例在正向工作一个周期时产生的波形图，本发明实施例中开关管S1、开关管S2的驱动信号超前开关管S5的驱动信号，变换器开始正向工作，工作模态如下：
工作模态1
Figure 797114DEST_PATH_IMAGE011
：在
Figure 810070DEST_PATH_IMAGE012
时刻，开关管S2、开关管S3关断，耦合电感中外置漏感
Figure 505624DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 920425DEST_PATH_IMAGE002
的电流对开关管S1~S4的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S1、开关管S4的反向并联二极管导通；
工作模态2
Figure 440137DEST_PATH_IMAGE013
：由于开关管S1、开关管S4的反向并联二极管已导通，在
Figure 471547DEST_PATH_IMAGE014
时刻，开关管S1、开关管S4零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 767530DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 754947DEST_PATH_IMAGE002
的电流先反向减小至零，后正向增加至
Figure 665134DEST_PATH_IMAGE015
时刻；
工作模态3
Figure 403414DEST_PATH_IMAGE016
：在
Figure 221197DEST_PATH_IMAGE015
时刻，开关管S6关断，耦合电感中外置漏感
Figure 17115DEST_PATH_IMAGE001
的电流、外置漏感
Figure 567045DEST_PATH_IMAGE002
的电流、第一变压器T1的励磁电感
Figure 681369DEST_PATH_IMAGE009
的电流和第二变压器T2的励磁电感
Figure 912630DEST_PATH_IMAGE010
的电流同时对开关管S5、开关管S6的结电容充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S5的反向并联二极管导通；
工作模态4
Figure 953268DEST_PATH_IMAGE017
：由于开关管S5的反向并联二极管已导通，在
Figure 188946DEST_PATH_IMAGE018
时刻，开关管S5零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 682244DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 717196DEST_PATH_IMAGE002
的电流正向增加至
Figure 97493DEST_PATH_IMAGE019
时刻，并同时对钳位电容
Figure 520384DEST_PATH_IMAGE006
和输出滤波电容
Figure 750246DEST_PATH_IMAGE008
进行储能，维持第二端口的电压；
工作模态5
Figure 464255DEST_PATH_IMAGE020
：在
Figure 89271DEST_PATH_IMAGE019
时刻，开关管S1、S4关断，耦合电感中外置漏感
Figure 948643DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 603484DEST_PATH_IMAGE002
的电流对开关管S1~S4的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S2、开关管S3的反向并联二极管导通；
工作模态6
Figure 636031DEST_PATH_IMAGE021
：由于开关管S2、S3的反向并联二极管已导通，在
Figure 194183DEST_PATH_IMAGE022
时刻，开关管S2、开关管S3零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 630980DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 789429DEST_PATH_IMAGE002
的电流先正向减小至零，后反向增加至
Figure 78197DEST_PATH_IMAGE023
时刻。
工作模态7
Figure 943385DEST_PATH_IMAGE024
：在
Figure 410138DEST_PATH_IMAGE023
时刻，开关管S5关断，耦合电感中外置漏感
Figure 275457DEST_PATH_IMAGE001
的电流、外置漏感
Figure 587490DEST_PATH_IMAGE002
的电流、第一变压器T1的励磁电感
Figure 907785DEST_PATH_IMAGE009
的电流和第二变压器T2的励磁电感
Figure 483123DEST_PATH_IMAGE010
的电流同时对开关管S5、开关管S6的结电容充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S6的反向并联二极管导通。
工作模态8
Figure 147322DEST_PATH_IMAGE025
：由于开关管S6的反向并联二极管已导通，在
Figure 76095DEST_PATH_IMAGE026
时刻，开关管S6零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 227460DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 504857DEST_PATH_IMAGE002
的电流反向增加至
Figure 266140DEST_PATH_IMAGE027
时刻，并同时对钳位电容
Figure 388817DEST_PATH_IMAGE006
和输出滤波电容
Figure 798283DEST_PATH_IMAGE008
进行储能，以维持第二端口的电压。
如图3所示为本发明实施例在正向工作一个周期时产生的波形图，本发明实施例中开关管S1、开关管S4的驱动信号滞后开关管S5的驱动信号，变换器开始正向工作，工作模态如下：
工作模态1
Figure 699112DEST_PATH_IMAGE011
：在
Figure 541166DEST_PATH_IMAGE012
时刻，开关管S6关断，耦合电感中外置漏感
Figure 903752DEST_PATH_IMAGE001
的电流、外置漏感
Figure 796752DEST_PATH_IMAGE002
的电流、第一变压器T1的励磁电感
Figure 258695DEST_PATH_IMAGE009
的电流和第二变压器T2的励磁电感
Figure 260150DEST_PATH_IMAGE010
的电流同时对开关管S5、开关管S6的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S5的反向并联二极管导通；
工作模态2
Figure 786946DEST_PATH_IMAGE013
：由于开关管S5的反向并联二极管已导通，在
Figure 924666DEST_PATH_IMAGE014
时刻，开关管S5零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 527817DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 78884DEST_PATH_IMAGE002
的电流先正向减小至零，后反向增加至
Figure 550317DEST_PATH_IMAGE015
时刻；
工作模态3
Figure 916445DEST_PATH_IMAGE016
：在
Figure 549551DEST_PATH_IMAGE015
时刻，开关管S2、开关管S3关断，耦合电感中外置漏感
Figure 384652DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 394197DEST_PATH_IMAGE002
的电流对开关管S1~S4的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S1、开关管S4的反向并联二极管导通；
工作模态4
Figure 850717DEST_PATH_IMAGE017
：由于开关管S1、开关管S4的反向并联二极管已导通，在
Figure 920304DEST_PATH_IMAGE018
时刻，开关管S1、开关管S4零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 977122DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 790357DEST_PATH_IMAGE002
的电流反向减小至
Figure 553914DEST_PATH_IMAGE019
时刻，并同时对输入滤波电容
Figure 902724DEST_PATH_IMAGE005
进行储能，维持第一端口的电压；
工作模态5
Figure 587783DEST_PATH_IMAGE020
：在
Figure 267026DEST_PATH_IMAGE019
时刻，开关管S5关断，耦合电感中外置漏感
Figure 432560DEST_PATH_IMAGE001
的电流、外置漏感
Figure 703004DEST_PATH_IMAGE002
的电流、第一变压器T1的励磁电感
Figure 406518DEST_PATH_IMAGE009
的电流和第二变压器T2的励磁电感
Figure 561556DEST_PATH_IMAGE010
的电流同时对开关管S5、开关管S6的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S6的反向并联二极管导通；
工作模态6
Figure 408027DEST_PATH_IMAGE021
：由于开关管S6已导通，在
Figure 990318DEST_PATH_IMAGE022
时刻，开关管S6零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 259756DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 811960DEST_PATH_IMAGE002
的电流先反向减小至零，后正向增加至
Figure 607878DEST_PATH_IMAGE023
时刻。
工作模态7
Figure 734972DEST_PATH_IMAGE024
：在
Figure 85182DEST_PATH_IMAGE023
时刻，开关管S1、开光管S4关断，耦合电感中外置漏感
Figure 972235DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 622659DEST_PATH_IMAGE002
的电流对开关管S1~S4的结电容进行充放电，当结电容充放电完毕时，开关管S2、开关管S3的反向并联二极管导通。
工作模态8
Figure 218857DEST_PATH_IMAGE025
：由于开关管S2、开关管S3的反向并联二极管已导通，在
Figure 853100DEST_PATH_IMAGE026
时刻，开关管S2、开关管S3零电压开通，耦合电感中外置漏感
Figure 996375DEST_PATH_IMAGE001
的电流和外置漏感
Figure 501305DEST_PATH_IMAGE002
的电流正向减小至
Figure 189776DEST_PATH_IMAGE027
时刻，并同时对输入滤波电容
Figure 655523DEST_PATH_IMAGE005
进行储能，以维持第一端口的电压。
本发明实施例的拓扑结构相较于LLC变换器，在双向工作时无需切换驱动逻辑，降低了开关控制的复杂度；相较于双向有源桥变换器，在轻载或两端电压不匹配的情况下，开关管不会丢失软开关导致开关损耗增加；本发明采用的调制方法，在每个工作模态中，至多有三个功率开关管工作，减小了开关管的导通损耗，提高了电能变换的效率。
本发明实施例在输入电压为420V~380V、输出电压为48V的情况下，搭建了一台1000W的推挽型双向变换器样机，通过TI数字信号处理器TMS320F28377S中产生用于驱动推挽型双向变换器拓扑结构的驱动信号，然后通过推挽型双向变换器样机的驱动电路对驱动信号进行隔离和增强后为开关管提供驱动电压，在该试验条件下，推挽型双向变换器拓扑结构能够正常闭环工作，且在不同输入电压、不同负载下皆可正常运行。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种推挽型双向变换器拓扑结构，其特征在于，
包括依次串联的第一端口、第一开关回路、耦合电感、变压器、第二开关回路和第二端口；
所述耦合电感由两个外置漏感相互耦合而成，两个所述外置漏感的输入端均与所述第一开关回路的输出端连接，两个所述外置漏感的输出端均与所述变压器的输入端连接；
所述变压器包括第一变压器和第二变压器，所述第一变压器、第二变压器原边的第一端均与所述外置漏感的输出端连接，所述第一变压器、第二变压器原边的第二端与所述第一开关回路的输出端连接，所述第一变压器的副边、所述第二变压器的副边与第二开关回路的输入端连接；
所述第一开关回路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4，所述开关管S1、所述开关管S3的漏极均与所述第一端口的正极连接，所述开关管S2、所述开关管S4的源极与所述第一端口的负极连接，所述开关管S1的源极、所述开关管S2的漏极与两个所述外置漏感的输入端连接，所述开关管S3的源极、所述开关管S4的漏极与所述第一变压器、第二变压器原边的第二端连接。
2.根据权利要求1所述的推挽型双向变换器拓扑结构，其特征在于，
所述第一端口为电源端；
所述第一端口与所述第一开关回路之间还设有一个输入滤波电容，所述输入滤波电容的一端与所述第一端口的正极连接，所述输入滤波电容的另一端与所述第一端口的负极连接。
3.根据权利要求1所述的推挽型双向变换器拓扑结构，其特征在于，
所述第二开关回路包括开关管S5、开关管S6和钳位电容，所述开关管S5的漏极与所述第一变压器副边的第一端、所述第二端口的负极连接，所述开关管S5的源极通过所述钳位电容与所述开关管S6的漏极连接，所述开关管S6的源极与所述第二变压器副边的第二端、所述第二端口的正极连接，所述钳位电容的一端与所述第二变压器副边的第一端连接，所述钳位电容的另一端与所述第一变压器副边的第二端连接。
4.根据权利要求1所述的推挽型双向变换器拓扑结构，其特征在于，
所述第二端口为负载端；
所述第二端口与所述第二开关回路之间还设有输出滤波电容，所述输出滤波电容的一端与所述第二端口的正极连接，所述输出滤波电容的另一端与所述第二端口的负极连接。
5.根据权利要求3所述的推挽型双向变换器拓扑结构，其特征在于，所述开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5和开关管S6均采用MOSFET。
6.一种推挽型双向变换器拓扑结构的调制方法，其特征在于，应用于权利要求1-5任意一项所述的推挽型双向变换器拓扑结构，调制方法包括：
当所述第一开关回路的驱动信号超前第二开关回路的驱动信号时，推挽型双向变换器正向工作，通过调制所述第一开关回路的驱动信号的超前相位调制所述推挽型双向变换器的传递功率；
当所述第一开关回路的驱动信号滞后第二开关回路的驱动信号时，所述推挽型双向变换器反向工作，通过调制所述第一开关回路的驱动信号的滞后相位调制推挽型双向变换器的传递功率。
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