WO2013099918A1

WO2013099918A1 - スイッチング電源装置およびａｃ－ｄｃ電力変換システム

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Publication number: WO2013099918A1
Application number: PCT/JP2012/083596
Authority: WO
Inventors: 匡彦松本
Original assignee: 株式会社村田製作所
Priority date: 2011-12-27
Filing date: 2012-12-26
Publication date: 2013-07-04
Also published as: JPWO2013099918A1; JP5757344B2

Abstract

　ＡＣ－ＤＣ電力変換システムを１ステージだけで構成し、瞬時停電に対する出力電圧保持機能を有し、かつ、部品点数が少ないスイッチング電源装置を構成する。　交流入力電圧の正の半周期には第１のスイッチ素子（Ｑ１）が主スイッチ素子、第２のスイッチ素子（Ｑ２）が同期整流素子、エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、交流入力電圧の負の半周期には第２のスイッチ素子（Ｑ２）が主スイッチ素子、第１のスイッチ素子（Ｑ１）が同期整流素子、エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、第１のスイッチ素子（Ｑ１）と第２のスイッチ素子（Ｑ２）の接続点には、直列共振回路を接続してエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成する。

Description

スイッチング電源装置およびＡＣ－ＤＣ電力変換システム

　本発明は、交流、もしくは直流電力を入力されて直流、もしくは交流電力を出力する単方向、もしくは双方向のスイッチング電源装置およびＡＣ－ＤＣ電力変換システムに関するものである。

　商用の電力系統に接続されて動作する電子機器においては、単相、もしくは３相の交流を整流し、トランスを用いて絶縁を確保した状態で電力変換した後、一定の直流電圧値に安定化して前記電子機器に電力を供給するシステムが一般的に使用されている。前記のＡＣ－ＤＣ電力変換システムには一般的にスイッチング電源装置が用いられる。

　一方で、前記のＡＣ－ＤＣ電力変換システムの力率が低いと、前記電力系統の設備で過大な損失が発生したり、前記電力系統に共通接続された電子機器に誤動作を発生させたり、異音が発生する等の弊害を生じる。そのため、交流入力電流に含まれる高調波に関して、例えばＩＥＣ６１００－３－２のような国際的な規制があり、前記高調波を規制の限度値以下に抑制する必要がある。

　前記力率を改善し、高調波を規制限度値以下に抑制するには、インダクタ、コンデンサのみでフィルタを構成するパッシブ方式と、スイッチング電源の技術を応用したアクティブ方式がある。前記アクティブ方式では、ＰＦＣ(Power Factor Correction、力率改善)コンバータが用いられる。ＰＦＣコンバータではスイッチング動作による損失は伴うが、パッシブ方式より力率改善効果が高く、必要なインダクタ、コンデンサの値もパッシブ方式より小さい。

　前述のように構成したＡＣ－ＤＣ電力変換システムの第１従来例を図１９に示す。なお、本発明の全ての回路図においては、わかりやすくするためにＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを点線で明示している。第１従来例では、電力系統ＡＣｉｎから供給される単相の交流がダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４で構成されるブリッジ整流ステージで整流されて脈流に変換される。ＰＦＣステージのＰＦＣコンバータはＰＦＣステージの入力電圧とほぼ比例した脈流状の入力電流を維持しつつ、前記脈流を直流に変換する。第１従来例の構成では、ＰＦＣコンバータにはブーストコンバータのトポロジーが用いられ、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、スイッチ素子Ｑ９、整流素子Ｄ１５、と平滑用のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１がブーストコンバータの電力変換回路を構成している。

　通常、ＰＦＣ出力の直流電圧は脈流のピーク値よりも大きく設定され、一例として、最大で２４０Ｖａｃの入力を想定するワールドワイド対応の電力変換システムでは、ＰＦＣコンバータの出力電圧は４００Ｖｄｃ程度に設定される。ＰＦＣステージの出力電圧は抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された後、第３の誤差アンプＡＭＰ３に入力され、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較されて第１の誤差信号を形成する。前記第１の誤差信号は抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された脈流電圧と共に乗算器Ｍ１に入力され、第１の誤差信号と脈流電圧の乗算値が計算される。前記乗算値とＰＦＣステージの入力電流に比例する電圧が第１の誤差アンプＡＭＰ１で比較されて第２の誤差信号を形成する。前記第２の誤差信号は、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波電圧とコンパレータＣＯＭＰ１で比較されてＰＷＭ制御された方形波信号を形成する。前記方形波信号に従って１次側制御回路ＣＮＴＰ１がスイッチ素子Ｑ１を駆動する事で、入力電流が正弦波状を維持しつつ、ＰＦＣステージの出力電圧が目標値に安定化される。

　ＰＦＣコンバータから出力されエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１に一旦蓄積された直流電力は絶縁型コンバータステージの絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータに入力され、トランスで絶縁を確保した状態で電力変換された後、安定化された直流電圧として出力される。第１従来例の絶縁型コンバータステージは電流共振ハーフブリッジコンバータのトポロジーで構成されている。ＰＦＣステージから供給される直流電力は、デューティ比５０％（Ｄ＝０．５）で交互に駆動されるスイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１１でスイッチングされて交流電力に変換され、トランスＴ１によって１次側から２次側に伝送される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される第１、第２の同期整流素子ＳＲ１１、ＳＲ１２はそれぞれ、２次側制御回路ＣＮＴＳ１によって、ほぼ正弦波状に変化するトランスＴ１の２次巻線から出力される出力電流のうち、ソース→ドレイン方向の導通期間のみターンオンされる。前記第１、第２の同期整流素子ＳＲ１１、ＳＲ１２の整流動作によって、出力平滑コンデンサＣｆ１両端に直流出力電圧が形成される。スイッチ素子Ｑ１０、Ｑ１１をＺＶＳ（Zero-Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）、同期整流素子ＳＲ１１、ＳＲ１２をＺＣＳ（Zero-Current Switching：ゼロ電流スイッチング）駆動させることで、高効率な電力変換動作が可能である。

　前記直流出力電圧は、抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧された後、第２の誤差アンプＡＭＰ２で第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較され第３の誤差信号を形成する。前記第３の誤差信号はフォトカプラ等で形成される絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１を介して１次側制御回路ＣＮＴＰ１に入力される。１次側制御回路ＣＮＴＰ１は、前記第３の誤差信号に応じた周波数制御を行い、直流出力電圧を目標値に安定化させる。

　図２０に示す第２従来例はブリッジレスＰＦＣコンバータと一般に呼ばれる、特許文献１（米国特許第４４１２２７７号公報）に開示された回路である。交流入力に対して２つのブーストコンバータを逆方向、直列に接続する事で、交流電力を整流しながら力率を改善でき、第１従来例のブリッジ整流ステージとＰＦＣステージを１つのステージで構成している。従って、第１従来例でブリッジ整流ステージ、ＰＦＣステージ、絶縁型コンバータステージの３つのステージの直列接続で構成されていたＡＣ－ＤＣ電力変換システムが、整流／ＰＦＣステージと絶縁型コンバータステージの２つのステージの直列接続で構成できる。

　交流入力電圧の正の半周期ではインダクタ９、１１、スイッチ素子１７、ダイオード１３が構成する第１のブーストコンバータがＰＦＣコンバータとして動作する。スイッチ素子１７のスイッチング電流は、スイッチ素子１９の寄生ダイオードを経由して流れ、スイッチ素子１７が入力電流を正弦波状にするようにＰＷＭ制御される。一方で、交流入力電圧の負の半周期ではインダクタ９、１１、スイッチ素子１９、ダイオード１５が構成する第２のブーストコンバータがＰＦＣコンバータとして動作する。スイッチ素子１９のスイッチング電流は、スイッチ素子１７の寄生ダイオードを経由して流れ、スイッチ素子１９が入力電流を正弦波状にするようにＰＷＭ制御される。

　図２１に示す第３従来例は特許文献２（特許第２６３２５８６号公報）に開示されている絶縁型のブリッジレスＰＦＣコンバータである。第３従来例は、図２２に示すカレントフェッドプッシュプルコンバータ（Current-Fed Push-pull Converter：電流供給形プッシュプルコンバータ）の１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３を、それぞれＭＯＳＦＥＴを逆方向、直列に接続して構成した双方向スイッチ素子に置き換える事で交流入力に対応している。図２１が２次側整流回路にブリッジ整流を用いているのに対して図２２は両波整流を用いている点は異なるが、トポロジーは同じである。カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、１次側電力スイッチＱ１２、Ｑ１３が共にオンするオーバーラップ時間を制御する事でＰＷＭ制御が可能であり、入力電圧、出力電流の変動に対して出力電圧を安定化させる事ができる。カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、入力電流は電流連続モードで動作する。従って、カレントフェッドプッシュプルコンバータを第３従来例に示すように絶縁型ブリッジレスＰＦＣコンバータに適用すると、入力電流から高調波を除去するための入力フィルタを簡易化できる利点がある。第１従来例がブリッジ整流ステージ、ＰＦＣステージ、絶縁型コンバータステージの３つのステージの直列接続で構成し、第２従来例が整流／ＰＦＣステージと絶縁型コンバータステージの２つのステージの直列接続で構成しているのに対して、第３従来例は整流／ＰＦＣ／絶縁ステージの１つのステージでＡＣ－ＤＣ電力変換システムを構成できる。

　また、無停電電源装置のようにバッテリーを用いる電力供給システムでは、バッテリーの充電、放電によって電流の方向が反転するため、双方向スイッチング電源装置、もしくは双方向ＡＣ－ＤＣ電力変換システムを必要とする。このような用途においても従来は複数台のスイッチング電源装置を直列接続する回路構成が一般的である。

米国特許第４４１２２７７号公報特許第２６３２５８６号公報

　前述のように、第１従来例においては３つのステージが直列接続されており、ＡＣ－ＤＣ電力変換システムの総合効率はそれぞれのステージ効率の乗算値になる。１例として各ステージ効率を９８．０％、９４．０％、９４．０％と仮定すると総合効率は８６．６％となる。各ステージを高効率に設計しても、乗算値である総合効率の高効率化は容易ではない。ＡＣ－ＤＣ電力変換システムの高効率化には、各ステージの高効率化だけでなく、直列に接続されるステージの数を減らす事が効果的である。前述のように、第１従来例は３つのステージの直列接続で構成し、第２従来例は２つのステージの直列接続で構成している。また、第２従来例は入力電流が整流ダイオードを通過する回数が第１従来例より１回少なく（３回→２回）、第１従来例よりも１％程度の効率向上が期待できる。

　しかし、第２従来例においても２つのステージの直列接続になるので、ＡＣ－ＤＣ電力変換システムの総合効率は第１、第２ステージ効率の乗算値になり、高効率化が難しい問題点がある。また、第２従来例はＰＦＣ制御を行うために交流入力電圧と交流入力電流の情報を必要とするが、それらの測定部位がＰＦＣの制御回路からフローティングされているために測定回路が複雑になるという問題が一般に知られている。

　第１従来例では３つ、第２従来例では２つのステージの直列接続でＡＣ－ＤＣ電力変換システムが構成されていたのに対し、第３従来例は１つのステージでＡＣ－ＤＣ電力変換システムを構成できる。第３従来例は図２２に示すカレントフェッドプッシュプルコンバータの１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３を、双方向スイッチ素子に置き換える事で構成しているが、カレントフェッドプッシュプルコンバータには、単体で動作させるには致命的な欠点がある。入力電圧をＶｉｎ、トランス巻数比をＮｓ／Ｎｐ（＝２次コイル巻き数／１次コイル巻き数）とすると、カレントフェッドプッシュプルコンバータでは、出力電圧Ｖｏｕｔを以下に示す値以下に低減する事ができない。

　従って、コンバータの出力が短絡した場合に出力電圧を垂下させる過電流保護動作ができず、起動時に出力電圧を緩やかに立ち上げるソフトスタートもできない。また、入力電圧Ｖｉｎが印加された状態でスイッチング動作を停止させると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーによって、１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３の両端にサージ電圧が発生するので、入力電圧Ｖｉｎが十分に低下するまでは１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３のスイッチング動作を停止する事ができない。これらの欠点を補うために、カレントフェッドプッシュプルコンバータは、前段に入力電圧Ｖｉｎを低減、もしくは遮断するための降圧ステージを直列接続する必要がある。

　図２３は降圧ステージを直列接続したカレントフェッドプッシュプルコンバータの構成例である。スイッチ素子Ｑ１４、整流素子Ｄ１８とインダクタＬ１とで降圧コンバータを構成し、スイッチ素子Ｑ１４を１次側電力スイッチ素子Ｑ１２、Ｑ１３のスイッチング動作に同期させてスイッチングする。スイッチ素子Ｑ３のＰＷＭ制御によってカレントフェッドプッシュプルコンバータの入力電圧Ｖｉｎを低減、もしくは遮断する事ができる。

　カレントフェッドプッシュプルコンバータを基に構成した第３従来例も、カレントフェッドプッシュプルコンバータと同じ問題を有する。即ち、前段に入力電圧を低減、もしくは遮断するための降圧ステージを直列接続しないと、過電流に対する出力電圧の垂下動作、ソフトスタート動作、及びスイッチング動作の停止ができない。一方で、前段に降圧ステージを直列接続すると、２つのステージの直列接続になるので電力変換効率が低下する問題がある。

　また、第３従来例は、第１、第２従来例にはない問題点を抱えている。第１、第２従来例では、ＰＦＣコンバータの出力に直流電圧を保持するエネルギー蓄積コンデンサを有するが、第３従来例にはエネルギー蓄積機能がなく、交流電力を直接スイッチングして絶縁、電力変換しているので、交流入力電圧が低下する位相においては出力平滑コンデンサ２０に電力が供給されない。従って、交流入力電圧が低下する位相では、出力電力を出力平滑コンデンサ２０の蓄積電荷のみから供給するので交流リップルが大きく、大きなリップルを許容できる負荷装置にしか採用できない。更に、商用の電力系統に接続されて動作する電力変換システムでは、瞬時停電によって交流入力が遮断された際、一定期間（例えば２０ｍｓｅｃ程度）出力電圧を保持する機能が一般的に要求されるが、エネルギー蓄積機能がない第３従来例では対応する事ができない。

　また、双方向スイッチング電源装置、もしくは双方向ＡＣ－ＤＣ電力変換システムにおいても、複数台のスイッチング電源装置を直列接続する事により、ＡＣ－ＤＣ電力変換システムの総合効率が低下し、回路構成の複雑化によってコストが増加する問題があった。

　本発明は従来例の電力変換システムを１ステージだけで構成できるので高効率化に適しており、入力電流が電流連続モードになるので入力フィルタが簡易化でき、ＰＦＣ制御に必要な交流入力電圧、交流入力電流を１次側制御回路のグランド電位を基準に測定できるので測定回路が簡易化でき、エネルギー蓄積機能と蓄積エネルギーからの電力供給機能を有するので出力リップルが小さく、瞬時停電に対する出力電圧保持機能を有し、かつ、部品点数が少ないので小型化、低価格化が容易なスイッチング電源装置を提供することを目的としている。

　また、双方向スイッチング電源装置においても、交流入力／直流出力、直流入力／直流出力、直流入力／交流出力の全動作モードに対応し、かつどの動作モードにおいても高効率な電力変換動作を維持できる絶縁型の双方向スイッチング電源装置を提供することを目的としている。

　本発明のスイッチング電源装置は、交流電源（Ａｃｉｎ）に少なくとも１つのＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ）と、第１の整流素子（Ｄ１）と、第１のスイッチ素子（Ｑ１）とを有する直列回路を接続し、前記交流電源（ＡＣｉｎ）に少なくとも１つのＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ）と、第２の整流素子（Ｄ２）と、第２のスイッチ素子（Ｑ２）とを有する直列回路を接続し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）とを有する直列スイッチ回路を構成し、前記直列スイッチ回路と並列にエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を接続し、交流入力電圧の正の半周期には前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）が主スイッチ素子、前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、交流入力電圧の負の半周期には前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）が主スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）が平滑コンデンサとして動作する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）の接続点には、少なくとも１つの共振コンデンサ（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）と少なくとも１つのトランス（Ｔ１）の１次巻線、もしくは前記共振コンデンサ（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）と少なくとも１つの共振インダクタ（Ｌｒ１）と前記トランス（Ｔ１）の１次巻線とを有する直列共振回路の一端を接続して前記エネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記トランス（Ｔ１）の２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記ブリッジ形電力変換回路と、前記トランスと、前記整流平滑回路とを有する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とする。

　また、本発明のスイッチング電源装置は、交流電源（ＡＣｉｎ）に少なくとも１つのＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ１）と、第１の整流素子（Ｄ１）と、第１のスイッチ素子（Ｑ１）とを有する直列回路を接続し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と並列に第１の同期整流素子（Ｑ３）と、第１のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）とを接続し、交流入力電圧の正の半周期で導通し、直流電圧を前記第１のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）の両端に出力する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、交流電源（ＡＣｉｎ）に少なくとも１つのＰＦＣインダクタ（Ｌｐｆｃ１）と、第２の整流素子（Ｄ２）と、第２のスイッチ素子（Ｑ２）とを有する直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）と並列に第２の同期整流素子（Ｑ４）と、第２のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ２）とを接続し、交流入力電圧の負の半周期で導通し、直流電圧を前記第２のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ２）の両端に出力する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第１の同期整流素子（Ｑ３）の接続点には、第１の共振コンデンサ（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）と第１のトランス（Ｔ１）の１次巻線、もしくは第１の共振コンデンサ（Ｃｒ１＋Ｃｒ２）と第１の共振インダクタ（Ｌｒ１）と第１のトランス（Ｔ１）の１次巻線とを有する第１の直列共振回路の一端が接続されて前記第１のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ１）を入力源とする第１のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第１のトランス（Ｔ１）の２次巻線に第１の整流平滑回路を接続し、前記第１のブリッジ形電力変換回路と、第１のトランスと、第１の整流平滑回路とを有する第１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部（コンバータ１）を構成し、前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）と前記第２の同期整流素子（Ｑ４）の接続点には、第２の共振コンデンサ（Ｃｒ３＋Ｃｒ４）と第２のトランス（Ｔ２）の１次巻線、もしくは第２の共振コンデンサ（Ｃｒ３＋Ｃｒ４）と第２の共振インダクタ（Ｌｒ２）と第２のトランス（Ｔ２）の１次巻線とを有する第２の直列共振回路の一端を接続して前記第２のエネルギー蓄積コンデンサ（Ｃｅｎｓ２）を入力源とする第２のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第２のトランス（Ｔ２）の２次巻線に第２の整流平滑回路を接続し、前記第２のブリッジ形電力変換回路と、第２のトランスと、第２の整流平滑回路とを有する第２の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部（コンバータ２）を構成し、前記第１のスイッチ素子（Ｑ１）と前記第１の同期整流素子（Ｑ３）、前記第２のスイッチ素子（Ｑ２）と前記第２の同期整流素子（Ｑ４）は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とする。

　また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電圧の正の半周期に入力電流をスイッチングする第１の整流素子と第１のスイッチ素子とで構成する第１の直列回路と、交流入力電圧の負の半周期に入力電流をスイッチングする第２の整流素子と第２のスイッチ素子とで構成する第２の直列回路と、エネルギー蓄積コンデンサと、少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、前記トランスの２次側に構成される整流平滑回路と、交流入力電流と、交流入力電圧に応じた信号とを比較する第１の比較器と、直流出力電圧と基準電圧とを比較する第２の比較器とを備え、交流電源から正弦波状の前記交流入力電圧が入力に加わると前記交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端に直流電圧を出力する整流／ＰＦＣ回路部と、前記エネルギー蓄積コンデンサを直流電力源として、スイッチング動作によって直流を交流に変換した後、前記トランスによって１次側から２次側に伝送し、安定化された直流電圧を出力するＤＣ－ＤＣコンバータ部とを備えるスイッチング電源装置であって、前記整流／ＰＦＣ回路部とＤＣ－ＤＣコンバータ部とが、前記第１、第２のスイッチ素子を共通に利用することを特徴とする。

　本発明によれば、１ステージで単方向、もしくは双方向のＡＣ－ＤＣ電力変換システムを構成できるとともに、交流リップルを低減し、瞬時停電に対する出力電圧保持動作を可能とすることができる。

図１は本発明の第１実施例のスイッチング電源装置１０１の回路図である。図２は第１実施例の主要部分の動作波形である。図３は第１実施例において、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端電圧Ｖｅｎｓを一定値と仮定した際のスイッチング周波数ｆｓｗと出力電圧Ｖｏｕｔの関係の一例を示したグラフである。図４は本発明の第２実施例のスイッチング電源装置１０２の回路図である。図５は本発明における第３実施例のスイッチング電源装置１０３の回路図である。図６はＰＦＣインダクタの接続位置の違いによるコモンモードノイズへの影響を示す図である。図７は、デューティ比率に上限、下限を設ける制御方法の説明図である。図８は、第４実施例の軽負荷時における間欠スイッチング動作の説明図である。図９は本発明の第４実施例のスイッチング電源装置１０４の回路図である。図１０は、交流入力／直流出力動作における整流／ＰＦＣ回路部の等価回路、及び絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の位相変化に対するデューティ比変動の例を示すグラフである。図１１は、直流入力／交流出力における整流／ＰＦＣ回路部の等価回路である。図１２は本発明の第５実施例のスイッチング電源装置１０５の回路図である。図１３は第５実施例における各コンバータの動作分担を示す模式図である。図１４は本発明の第６実施例のＡＣ－ＤＣ電力変換システム１０６の回路図である。図１５はＰＦＣインダクタ接続方法のバリエーションを示す図である。図１６はトランス１次巻線、共振コンデンサ接続方法のバリエーションを示す図である。図１７は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の整流方法のバリエーションを示す図である。図１８は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部にフルブリッジ形電力変換回路を用いたバリエーションを示す図である。図１９は第１従来例であるＡＣ－ＤＣ電力変換システムである。図２０は第２従来例の回路図である。図２１は第３従来例の回路図である。図２２は第３従来例と関連するカレントフェッドプッシュプルコンバータ主回路の回路図である。図２３はカレントフェッドコンバータの欠点を補うために前段に降圧ステージを直列接続したコンバータ主回路の回路図である。図２４は第３従来例と本発明との出力電圧を比較した波形図である。

　《第１実施例》
　図１は本発明の第１実施例におけるスイッチング電源装置１０１の回路図である。第１実施例は、整流／ＰＦＣ回路部、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を一体化して１つのコンバータにした回路構成例である。交流電源ＡＣｉｎに、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１と、交流入力電圧の正の半周期で導通する極性の第１の整流素子Ｄ１と、第１のスイッチ素子Ｑ１との直列回路が接続され、また、交流電源ＡＣｉｎには、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１と、交流入力電圧の負の半周期で導通する極性の第２の整流素子Ｄ２と、第２のスイッチ素子Ｑ２との直列回路も接続されている。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２の直列回路に対して並列に、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１が接続されている。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２のゲート端子には１次側制御回路ＣＮＴＰ１が接続されている。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２とは、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動されるので、交流入力電圧の正の半周期ではＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、第１の整流素子Ｄ１を経由して供給される電力に対して第１のスイッチ素子Ｑ１が主スイッチ素子、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子として動作し、直流電圧をエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端に出力する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成する。一方で、交流入力電圧の負の半周期ではＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、第２の整流素子Ｄ２を経由して供給される電力に対して第２のスイッチ素子Ｑ２が主スイッチ素子、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子として動作し、直流電圧をエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端に出力する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成する。エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１は交流入力電圧が低下する位相や交流入力の瞬時停電時に負荷回路Ｌｏａｄにエネルギーを供給する役割を担うため、比較的大容量のコンデンサを必要とする。エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１には常に第１のスイッチ素子Ｑ１のドレイン側を（＋）、第２のスイッチ素子Ｑ２のソース側を（－）とする直流電圧が加わるので、極性を有するアルミ電解コンデンサを用いる事ができる。

　また、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１と並列に、コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の直列回路が接続されており、それらの和であるＣｒ１＋Ｃｒ２が共振コンデンサとして作用する。第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２の接続点には、共振インダクタＬｒ１、トランスＴ１の１次巻線Ｎｐ１のインダクタンス（励磁インダクタンス）Ｌｍ、及びＣｒ１＋Ｃｒ２の共振コンデンサとで構成される直列共振回路の一端が接続されてエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源とするハーフブリッジ形電力変換回路が構成されている。トランスＴ１の第１の２次巻線Ｎｓ１と直列に第１の同期整流素子ＳＲ１が接続され、トランスＴ１の第２の２次巻線Ｎｓ２と直列に第２の同期整流素子ＳＲ２が接続されている。第１の同期整流素子ＳＲ１及び第２の同期整流素子ＳＲ２のゲート端子には、それらを駆動するための２次側制御回路ＣＮＴＳ１が接続されている。同期整流素子の駆動方法については、多くの公知例があるので、２次側制御回路ＣＮＴＳ１の動作についての詳細な説明は割愛するが、例えば、１次側制御回路ＣＮＴＰ１が第１の同期整流素子ＳＲ１及び第２の同期整流素子ＳＲ２のオン／オフ駆動のタイミングを指示する信号を形成して信号伝送用トランスで１次側から２次側に伝送する方法や、第１の同期整流素子ＳＲ１及び第２の同期整流素子ＳＲ２のドレイン－ソース間の両端で電圧降下を観測し、電圧降下が一定値以上の場合のみに第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２にゲート駆動信号を与える方法等が一般に知られている。第１の２次巻線Ｎｓ１と第１の同期整流素子ＳＲ１の直列回路、及び第２の２次巻線Ｎｓ２と第２の同期整流素子ＳＲ２の直列回路の両端には出力平滑コンデンサＣｆ１が接続されて両波整流平滑回路を形成し、ハーフブリッジ形電力変換回路、トランスＴ１、及び両波整流平滑回路によって絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部が構成されている。

　交流電源ＡＣｉｎの入力電圧からエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１両端電圧への変換比、すなわち整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比はデューティ比によって制御し、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端電圧から直流出力電圧への変換比、すなわち絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比はスイッチング周波数によって制御する。正弦波状の交流入力電圧が加わると交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流が流入され、１次側から２次側が直流的に絶縁され、かつ安定化された直流出力電圧を出力する。

　次に、図２に示す第１実施例の動作波形を用いて回路動作を説明する。図２の時間拡大図に示すように、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２は双方ともターンオフするデッドタイムを挟んでオン／オフ駆動する。第１の整流素子Ｄ１が導通する交流入力電圧の正の半周期では、第１のスイッチ素子Ｑ１が主スイッチ素子、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を平滑コンデンサとするブーストコンバータが形成される。一方で、第２の整流素子Ｄ２が導通する交流入力電圧の負の半周期では、第２のスイッチ素子Ｑ２が主スイッチ素子、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を平滑コンデンサとするブーストコンバータが形成される。つまり、交流入力電圧の正の半周期と、負の半周期とではブーストコンバータの主スイッチの役割と、同期整流素子の役割が入れ替わる。一方で交流入力電圧が低く、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２のデューティ比が０．５に固定された期間には図２に示すようにＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１にはほとんど電流が流れず、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成する電流共振ハーフブリッジコンバータのみが動作する。

　第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比（オン時間／スイッチング周期）をＤ、第２のスイッチ素子Ｑ２のデューティ比をＤ´、交流入力電圧をＶｉｎ、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端電圧をＶｅｎｓとすると、それぞれ以下のブーストコンバータの関係式が成り立つ。交流入力電圧の正の半周期には、

交流入力電圧の負の半周期には、

また、デッドタイムを無視すると、ＤとＤ´には以下の関係が成り立つ。

　更に、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２は、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、第１の整流素子Ｄ１、第２の整流素子Ｄ２、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１と共にブーストコンバータを構成しているだけではなく、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、コンデンサＣｒ１、コンデンサＣｒ２、トランスＴ１、第１の同期整流素子ＳＲ１、第２の同期整流素子ＳＲ２、出力平滑コンデンサＣｆ１と共にエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の蓄積電荷を入力電力源とする電流共振ハーフブリッジコンバータとして動作する。第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２がブーストコンバータと電流共振ハーフブリッジコンバータの共通の構成部品として動作する事で、１つのコンバータでありながらエネルギー蓄積素子を備え、交流リップルの低減、及び瞬時停電に対する出力電圧保持動作が可能になる。

　電流共振コンバータでは以下に示す第１の共振周波数ｆｒ１、第２の共振周波数ｆｒ２があり、スイッチング周波数ｆｓｗが第２の共振周波数ｆｒ２よりも大きい範囲で周波数制御する事でエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変換比を調整する。スイッチング周波数ｆｓｗを低下させて前記共振周波数ｆｒ２に近づけると前記入出力電圧変換比が増加し、前記スイッチング周波数ｆｓｗを増加させて前記共振周波数ｆｒ２から遠ざけると前記入出力電圧変換比が低下する関係を利用して、出力電圧を目標値に漸近させるように負帰還制御する。特に第１の共振周波数ｆｒ１と第２の共振周波数の間の範囲では、主スイッチ素子がＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、整流素子がＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）となる高効率動作が可能である事が知られている。なお、ＣｒはＣｒ１とＣｒ２との合計値によって構成される共振コンデンサ、Ｌｒは共振インダクタ、ＬｍはトランスＴ１の励磁インダクタンスである。

　図３は、第１の共振周波数ｆｒ１を４８０ｋＨｚ、第２の共振周波数ｆｒ２を２１０ｋＨｚに設定し、エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓを一定値と仮定した際の、スイッチング周波数ｆｓｗと出力電圧Ｖｏｕｔの関係の一例を示すグラフである。共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒ、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬｍの共振により、第２の共振周波数ｆｒ２の近傍で出力電圧Ｖｏｕｔは増大し、エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変換比率がピーク値になる。また、デューティ比Ｄの変化によって出力電圧Ｖｏｕｔは増減するが、第１の共振周波数ｆｒ１の近傍ではデューティ比Ｄの影響が比較的小さい。従って、第２の共振周波数ｆｒ２より高周波の領域で周波数制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より低い場合はスイッチング周波数ｆｓｗを低下させて第２の共振周波数ｆｒ２に近づけ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より高い場合はスイッチング周波数ｆｓｗを増加させて第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざけるように制御すれば出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に安定化できる。この際、定常動作におけるスイッチング周波数ｆｓｗを第１の共振周波数ｆｒ１の近傍に設定する事で、デューティ比Ｄの影響が小さくなり、また、電流共振コンバータは第１の共振周波数ｆｒ１近傍で最も高効率な電力変換が可能である事から、高効率な電力変換動作も可能になる。

　一方で、交流入力電圧Ｖｉｎとエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの間には、（２）式及び（３）式が成り立つが、（２）式及び（３）式にはスイッチング周波数ｆｓｗの項はなく、少なくとも電流連続モードの領域ではスイッチング周波数の影響は小さい。したがって、第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２のスイッチング動作において、デューティ比Ｄとスイッチング周波数ｆｓｗの両方を可変し、交流入力電流、及び交流入力電圧Ｖｉｎに対するエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの変換比をデューティ比で制御し、かつエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの変換比を周波数で制御すれば、１つのコンバータでありながら、入力電流をほぼ正弦波状に整形し、出力電圧を安定化させるだけでなく、交流リップルの低減、及び瞬時停電に対する出力電圧保持動作が可能になる。

　第１実施例においては、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された交流入力電圧をモード判別器Ｍｄｔ１に入力する。モード判別器Ｍｄｔ１は交流入力電圧の範囲に応じて、Ａ、Ｂ、Ｃモードに判別する。Ａモードは、交流入力電圧の正の半周期に相当する期間で第１のスイッチ素子Ｑ１がブーストコンバータの主スイッチ、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子として動作する期間である。Ｂモードは、交流入力電圧の負の半周期に相当する期間で第２のスイッチ素子Ｑ２がブーストコンバータの主スイッチ、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子として動作する期間である。Ｃモードは交流入力の電圧値が小さい位相で、力率にはほとんど影響しない期間であり、例えば交流入力のピーク電圧の１／１０未満をこの期間に設定すると全期間の約１８％がＣモードの期間に相当する。第１実施例では、Ａ、Ｂモードではスイッチング周波数ｆｓｗを一定値に固定してＰＷＭ制御のみを行い、Ｃモードではデューティ比を０．５に固定して周波数制御のみを行う。

　モード判別器Ｍｄｔ１がＡモードと判定すると、スイッチング周波数ｆｓｗを一定値に固定し、（２）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１が第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比基準値Ｄｓｔｄを計算する。なお、Ｖｅｎｓｔは出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に安定化するためのエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。

　一方で、以下の様な過程に従い、誤差信号Ｖｅｒｒ２を形成する。２次側回路において、抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧された出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２を第２の誤差アンプＡＭＰ２で比較し、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ３を形成する。Ｖｅｒｒ３はフォトカプラ等で構成される絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１を経由して１次側にフィードバックされ、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された入力電圧と、乗算器Ｍ１において乗算される。乗算結果は、カレントトランスや電流検出抵抗で検出された交流入力電流に比例する電圧と共に第１の誤差アンプＡＭＰ１に入力され、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。デューティ比基準値Ｄｓｔｄに誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ａモードにおける第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄａが計算される。

　比例定数Ｋ１の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ１の大きさがゲインを決定する。デューティ比基準値Ｄｓｔｄは入力電圧Ｖｉｎが分かれば計算できるので、フィードフォワード制御に相当する。Ｋ１・Ｖｅｒｒ２のフィードバック制御だけでなく、デューティ比基準値Ｄｓｔｄによるフィードフォワード制御を組み合わせる事で、特にモード切り替わり時のデューティ比の変化がスムーズになる。

　デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（８）式に基づいて電圧Ｄａを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生回路ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から電圧Ｄａに応じたデューティ比の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。

　モード判別器Ｍｄｔ１がＢモードと判別すると、スイッチング周波数ｆｓｗを一定値に固定し、（３）式、（４）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１が第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比基準値Ｄｓｔｄを計算する。なお、Ｖｅｎｓｔはエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。

　一方で、上記Ａモード判別時と同様な過程に従い、誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。デューティ比基準値Ｄｓｔｄに誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ｂモードにおける第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄｂが計算される。

　比例定数Ｋ２の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ２の大きさがゲインを決定する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（１０）式に基づいて電圧Ｄｂを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から電圧Ｄｂに応じたデューティ比の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。

　モード判別器Ｍｄｔ１がＣモードと判別すると、デューティ比Ｄｃは０．５に固定される。

　周波数制御器Ｆｃｎｔ１が２次側から１次側に伝送された誤差信号Ｖｅｒｒ３に基づいて、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力される鋸歯状波の周波数を制御する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（１１）式に基づいて電圧Ｄｃを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から周波数制御されたデューティ比０．５の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。スイッチング周波数ｆｓｗは第２の共振周波数ｆｒ２より高周波の範囲のみで行われ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より低いとスイッチング周波数を低下させて第２の共振周波数ｆｒ２に近づけ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より高いとスイッチング周波数を増加させて第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざける事で出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。

　前述のような方法で制御された第１実施例では、トランスＴ１で１次側から２次側に伝送される電力は脈流よりも平準化され、特にＣモードの期間では交流入力電力は極めて小さいにも関わらず、エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の蓄積電荷から２次側に対して、フィードバック制御に基づく安定した電力が供給されるため、交流リップルを小さくできる。さらに、図２の動作波形に示す様に交流入力に瞬時停電が発生した場合は、交流入力電圧Ｖｉｎの低下によってＣモードに移行する。その結果、デューティ比は０．５に固定され、電流共振の周波数制御によってエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓが低下しても出力電圧Ｖｏｕｔの低下が抑制され、必要とする出力電圧保持時間を確保する事ができる。

　第１実施例において、ブーストコンバータの主スイッチがターンオンすると、主スイッチにはブーストコンバータ側と絶縁コンバータ側から同方向の（ドレインからソースに向けて）電流が流れ込むので両者の導通損失が加算されるが、ブーストコンバータの同期整流素子がターンオンすると同期整流素子にはブーストコンバータ側（ソースからドレインに向けて）と絶縁コンバータ側（ドレインからソースに向けて）の電流は逆方向に流れようとするので、互いに相殺されて導通損失が軽減される。ブーストコンバータの同期整流素子は常にＺＶＳ動作できるが、主スイッチは絶縁型コンバータ動作が支配的になる、交流入力電圧Ｖｉｎの低下した位相でのみＺＶＳ動作する。ただし、ブーストコンバータの主スイッチと同期整流素子の役割は第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２の間で半周期毎に入れ替わるので、部品発熱は平準化される。スイッチ素子、整流素子は、同じ入力仕様であれば、第１従来例と同じ耐圧のものでよい。

　更に、第１実施例のコンバータはブーストコンバータの主スイッチに相当するスイッチ素子のデューティ比を低減するか、スイッチング周波数を高周波化すれば出力電圧Ｖｏｕｔを目標値よりも低減できるので、それらを利用してソフトスタート動作や過電流に対する出力電圧の垂下動作に対応できる。また、動作中に、スイッチング動作を停止してもスイッチ素子、及び整流素子の両端にサージ電圧は発生しないので、問題なく停止する事ができる。

　第１従来例の電力変換回路ではダイオードが５個、スイッチ素子が３個、同期整流素子が２個存在するのに対して、第１実施例ではダイオードが２個、スイッチ素子が２個、同期整流素子が２個であり、電力半導体部品の数が減少して回路構成が簡素化されている。一方で、第１実施例ではやや複雑な制御を必要とするが、近年発展が目覚ましいスイッチング電源のデジタル制御技術を適用すれば容易に実現可能であるため、問題にはならない。

　また、第１実施例によれば次のような効果を奏する。
（ａ）本発明は第１従来例において３ステージ、第２従来例において２ステージで構成される交流入力／直流出力の電力変換システムを、第３従来例と同様に１ステージだけで構成できるので、電力部品の数が少なく回路構成が簡易なので、小型化、低コスト化に有利である。
（ｂ）入力電流が通過する整流素子、スイッチ素子の数が少ないので導通損失を低減可能である。
（ｃ）少なくとも交流入力の一部の位相ではスイッチ素子のＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、２次側整流素子のＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）が可能なので高効率化に適している。
（ｄ）大半の領域で入力電流が電流連続モードになるので入力フィルタが簡易化できる。
（ｅ）ＰＦＣ制御に必要な交流入力電圧、交流入力電流を１次側制御回路のグランド電位を基準に測定できるので測定回路が簡易化できる。
（ｆ）出力電圧を０Ｖ近辺まで低下させる事が可能なので、過電流に対する出力電圧の垂下動作やソフトスタート動作が可能である。
（ｇ）交流入力電圧が加わった状態でスイッチング動作を停止しても、スイッチ素子、及び整流素子の両端にサージ電圧は発生しない。
（ｈ）エネルギー蓄積と蓄積エネルギーからの電力供給機能を有するので出力リップルが小さく、瞬時停電に対する出力電圧の保持が可能である。図２４は第３従来例と本発明との出力電圧波形を比較した図であり、第３従来例のコンバータが出力電圧に大きな交流リップル成分を含み、瞬時停電に対する保持時間を持たないのに対して、本発明のコンバータは交流リップルが小さく、規定された出力電圧保持時間に対応できる。

　《第２実施例》
　図４は本発明の第２実施例におけるスイッチング電源装置１０２の回路図である。図４に示す第２実施例においては、電力変換回路は第１実施例と同一であるが、制御の方法を変更している。第１実施例ではＡ、ＢモードではＰＷＭ制御のみ、Ｃモードでは周波数制御のみを行っていたが、第２実施例では、Ａ、ＢモードにおいてＰＷＭ制御と周波数制御の両方を行い、出力電圧リップルの更なる低減を図っている。

　第２実施例においても、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された交流入力電圧はモード判別回路Ｍｄｔ１に入力され、動作モードが判別される。Ａ、Ｂ、Ｃモードの定義は第１実施例と同じである。ただし、第２実施例では、ＰＷＭ制御に用いられる誤差信号は出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧との比較ではなく、エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓと基準電圧との比較によって形成される。

　モード判別回路Ｍｄｔ１がＡモードと判定すると、（２）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１が第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比基準値Ｄｓｔｄを（７）式に基づいて計算する。なお、Ｖｅｎｓｔは出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に安定化するためのエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。

　一方で、以下の様に誤差信号Ｖｅｒｒ２を形成する。抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧されたエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓ１と基準電圧Ｖｒｅｆ１を第３の誤差アンプＡＭＰ３で比較し、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ１を形成する。Ｖｅｒｒ１は抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された入力電圧と、乗算器Ｍ１において乗算される。乗算結果は、カレントトランスや電流検出抵抗で検出された交流入力電流に比例する電圧と共に第１の誤差アンプＡＭＰ１に入力され、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。デューティ比基準値Ｄｓｔｄに誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ａモードにおける第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄａが（８）式に基づいて計算される。

　比例定数Ｋ１の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ１の大きさがゲインを決定する。Ｋ１・Ｖｅｒｒ２のフィードバック制御だけでなく、デューティ比基準値Ｄｓｔｄによるフィードフォワード制御を組み合わせる事で、特にモード切り替わり時のデューティ比の変化がスムーズになる。一方で、２次側から絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１を経由して誤差信号Ｖｅｒｒ３が周波数制御器Ｆｃｎｔ２に伝送され、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から発生する鋸歯状波の周波数を制御する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（８）式に基づいて電圧Ｄａを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から電圧Ｄａに応じたデューティ比、及び周波数制御に応じた周波数の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。

　モード判別器Ｍｄｔ１がＢモードと判別すると、スイッチング周波数ｆｓｗを一定値に固定し、（３）式、（４）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１が第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比基準値Ｄｓｔｄを（９）式に基づいて計算する。なお、Ｖｅｎｓｔはエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。

　一方で、上記Ａモード判別時と同様な過程に従い、誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。デューティ比基準値Ｄｓｔｄに誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ｂモードにおける第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄｂが（１０）式に基づいて計算される。

　比例定数Ｋ２の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ２の大きさがゲインを決定する。一方で、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から発生する鋸歯状波の周波数は前述の方法で制御されている。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（８）式に基づいて電圧Ｄｂを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から電圧Ｄｂに応じたデューティ比、及び周波数制御に応じた周波数の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。

　モード判別器Ｍｄｔ１がＣモードと判別すると、（１１）式に示すようにデューティ比Ｄｃは０．５に固定される。

　周波数制御器Ｆｃｎｔ１が２次側から１次側に伝送された誤差信号Ｖｅｒｒ３に基づいて、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力される鋸歯状波の周波数を制御する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１から（１１）式に基づいて電圧Ｄｃを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から周波数制御されたデューティ比０．５の方形波が出力される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第２のスイッチ素子Ｑ２のゲートを駆動する。スイッチング周波数ｆｓｗは第２の共振周波数ｆｒ２より高周波の範囲のみで行われ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より低いとスイッチング周波数ｆｓｗを低下させて第２の共振周波数ｆｒ２に近づけ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より高いとスイッチング周波数ｆｓｗを増加させて第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざける事で出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。

　《第３実施例》
　図５は本発明の第３実施例であるスイッチング電源装置１０３の回路図である。第３実施例のスイッチング電源装置は、第１、第２実施例と同じく、１つの整流／ＰＦＣ回路部と１つの絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の組み合わせによって構成され、電力変換回路の動作は第１実施例、第２実施例とほぼ同じである。

　第１、第２実施例と異なり、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１が交流電源ＡＣｉｎの一端と第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２との間に接続されている。図６はＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の接続位置によるコモンモードノイズの差異を説明するための図である。Ｃｄｉｓ１、Ｃｄｉｓ２はＰＦＣ回路部の（＋）、及び（－）出力から接地電位に対する寄生容量を示している。第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作によって、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１両端には電位変動が発生する。図６（ａ）のようにＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を、交流電源ＡＣｉｎの一端と第１、第２の整流素子Ｄ１、Ｄ２の間に接続すると、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１両端の電位変動によってＰＦＣ回路部の（＋）、及び（－）出力は交流電源ＡＣｉｎの一端から電位変動する事になり、それに伴って寄生容量Ｃｄｉｓ１、Ｃｄｉｓ２が充放電されてコモンモードノイズが発生する。一方で、図６（ｂ）のようにＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１を、交流電源ＡＣｉｎの一端と第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の間に接続すると、入力電流連続モードの期間には第１の整流素子Ｄ１、もしくは第２の整流素子Ｄ２が連続して導通するので交流電源ＡＣｉｎの一端とＰＦＣ回路部の（＋）、及び（－）出力との間には電位変動が生じない。第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作によって寄生容量Ｃｄｉｓ１、Ｃｄｉｓ２が充放電しないので、コモンモードノイズの発生を抑制できる。

　第１、第２実施例と異なり、安全規格への対応を容易にするために交流電源ＡＣｉｎを整流素子Ｄ１９、Ｄ２０で整流した出力を１次側制御回路グランドに接続している。交流電源ＡＣｉｎの１次側制御回路グランドに対する電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２、及びＲ７、Ｒ８で分圧して交流入力電圧の極性と電圧値を検出する。抵抗Ｒ１、Ｒ２、及びＲ７、Ｒ８で分圧された交流電源ＡＣｉｎ－１次側制御回路グランド間の電圧をモード判別器Ｍｄｔ１に入力する。モード判別器Ｍｄｔ１は交流入力の極性、及び電圧値に応じて、Ａ、Ｂ、Ｃモードに判別する。Ａモードは、交流入力電圧の正の半周期に相当する期間で第１のスイッチ素子Ｑ１がブーストコンバータの主スイッチ、第２のスイッチ素子Ｑ２が同期整流素子として動作する期間である。Ｂモードは、交流入力電圧の負の半周期に相当する期間で第２のスイッチ素子Ｑ２がブーストコンバータの主スイッチ、第１のスイッチ素子Ｑ１が同期整流素子として動作する期間である。Ｃモードは交流入力の電圧値が小さい位相で、力率にはほとんど影響しない期間である。第３実施例では、Ａ、Ｂモードではデューティ比とスイッチング周波数の両方を制御し、Ｃモードではデューティ比を０．５に固定して周波数制御のみを行う。

　ＰＦＣ回路部の（＋）出力と１次側制御回路のグランド間を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧し、ＰＦＣ回路部の（－）出力と１次側制御回路のグランド間を抵抗Ｒ９、Ｒ１０で分圧し、アンプＡＭＰ４で差分増幅した電圧値からＰＦＣ回路部の出力電圧を推定する。誤差アンプＡＭＰ３に入力して基準電圧Ｖｒｅｆとの差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ１を形成する。また、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１に補助コイルを設けてトランスとして構成し、Ｌｐｆｃ１補助コイルの出力を積分回路ＩＮＴ１で積分した電圧からＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１の電流を推定する。Ｖｅｒｒ１と、抵抗Ｒ１、Ｒ２、もしくは抵抗Ｒ７、Ｒ８で分圧された入力電圧とを、乗算器Ｍ１において乗算し、乗算結果をＬｐｆｃ１電流に比例する電圧と共に第１の誤差アンプＡＭＰ１に入力し、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ２を形成する。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ１において、デューティ比基準値Ｄｓｔｄと誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分の加算結果から、第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のデューティ比を算出してＰＷＭ制御する。

　図３に示すように、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を形成する電流共振ハーフブリッジコンバータは、デューティ比が０．５の場合に１次側から２次側に最大の電力を伝送可能で、０．５から離れると電力伝送能力が低下する。スイッチング電源装置の仕様で規定される最大電力を１次側から２次側に伝送できないと、その位相で出力電圧が落ち込み、交流リップルが発生する。第３実施例では、交流リップルの発生を防ぐため、図７（ｂ）に示すようにデューティ比計算器Ｄｃｎｔ１が算出するデューティ比を０．２５～０．７５の範囲に制限する。デューティ比の制限を設ける事で、スイッチング電源装置の入力電流は、完全な正弦波よりはやや歪んだ電流波形になるが、高調波規制をクリアできる範囲であれば、実用上は問題ない。

　整流／ＰＦＣ回路部の入出力変換比をＰＷＭで制御するのに対して、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力変換比はＰＦＭで制御する。第３実施例では、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の出力電圧を直接検出せず、トランスＴ１の補助コイルの整流平滑電圧から間接的に出力電圧を推定する間接制御を採用し、トランスＴ１の補助コイルＮａ１、Ｎａ２の出力を整流平滑した電圧を抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧した電圧を誤差アンプＡＭＰ２に入力してＶｒｅｆとの差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ３を形成する。誤差信号Ｖｅｒｒ３は周波数制御器Ｆｃｎｔ１に入力されて、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力される鋸歯状波の周波数を制御する。間接制御では、２次側回路部品による電圧降下が負帰還制御によって補償されないため、出力電流の増加に伴って出力電圧が漸減するドループ特性が生じるが、厳しい出力電圧精度を要求されない用途では特に問題にならない。

　第３実施例では、１次側制御回路グランドと第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、及び２次側同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２の各ソース電位が異なるため、１次側制御回路ＣＮＴＰ１との間に絶縁信号伝送素子ＩＳＯ５、ＩＳＯ６を挿入して駆動信号を伝送している。近年では、このような用途に適した絶縁ドライバーが市販されている。

　第３実施例では、軽負荷領域における効率を改善するため、間欠スイッチング動作を行う。図８（ａ）に示すように、重負荷では第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２がデッドタイムを挟んで駆動され、Ｌｐｆｃ１電流は連続モードで導通する。一方で軽負荷領域においては、第１のスイッチ素子Ｑ１と第２のスイッチ素子Ｑ２が共にオフするデッドタイムを延長する事で間欠スイッチング動作になり、Ｌｐｆｃ１電流は不連続モードで導通する。延長されるのは整流／ＰＦＣ回路部の同期整流素子に相当するスイッチ素子がオフした直後のデッドタイムである。すなわち、交流入力電圧の正の半周期では第２のスイッチ素子Ｑ２がオフした直後のデッドタイムが延長され、交流入力電圧の負の半周期では第１のスイッチ素子Ｑ１がオフした直後のデッドタイムが延長される。

　第３実施例では、第１、第２実施例の効果に加え、以下のような効果を奏する。
（ｉ）ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１両端のスイッチングによる電位変動によってＰＦＣ回路部の出力と、接地電位間の寄生容量が充放電されないので、コモンモードノイズの発生が少ない。
（ｊ）絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部が、仕様で規定される最大電力を１次側から２次側に伝送できる範囲にデューティ比を制限したので、交流リップルが全く発生しない。
（ｋ）軽負荷では第１、第２のスイッチ素子Ｑ２が共にオフするデッドタイムを延長した間欠スイッチング動作を行う事で、スイッチング損失、スイッチ素子の駆動損失、磁性部品のコア損失、各部品の無効電流による導通損失等が軽減されるので、軽負荷領域においても高効率な電力変換が実現できる。

　《第４実施例》
　図９は本発明の第４実施例であるスイッチング電源装置１０４の回路図である。第４実施例は、第１、第２、第３実施例と異なり、第１、第２の整流素子をＭＯＳＦＥＴによる同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０で構成しており、それによって第１、第２、第３実施例にはない以下の３つの効果が得られる。

　第１の効果は、同期整流によって第１、第２の整流素子の導通損失を低減する効果であり、最大入力電圧が比較的低く、低耐圧のＭＯＳＦＥＴを同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０に使用可能な場合には、効率改善に有効である。

　第２の効果は、双方向スイッチング電源装置が構成できる効果であり、第１、第２の整流素子、及び絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の２次側整流素子をＭＯＳＦＥＴによる同期整流素子で構成する事で、２次側の直流出力から１次側の交流入力に電力を伝送する動作が可能になり、本スイッチング電源装置を双方向スイッチング電源装置に応用できる。

　図９において、単相交流電源ＡＣｉｎが正常に動作する状態においては、電力は単相交流電源ＡＣｉｎから供給され、トランスＴ１の１次コイルＮｐ１から２次コイルＮｓ３に伝送された後、共振コンデンサＣｒ１４、Ｃｒ１５、及び同期整流素子ＳＲ１３、ＳＲ１４とで構成される倍電圧整流回路で整流されて２次電池Ｂａｔ１を充電する。２次電池Ｂａｔ１がリチウムイオン電池の場合には定電流・定電圧充電を用いるのが一般的であるが、定電圧充電の領域に入ると、負荷回路Ｌｏａｄに供給される電圧もほぼ一定値に安定化されるので、負荷回路Ｌｏａｄを動作させる。この動作モードでは、スイッチング電源装置１０４は、交流入力／直流出力の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータとして機能する。

　次に、負荷回路Ｌｏａｄの動作中に停電が発生して単相交流電源ＡＣｉｎから供給される交流電力が遮断された場合は、負荷回路Ｌｏａｄを継続して動作させるための電力が２次電池Ｂａｔ１から供給される。共振コンデンサＣｒ１４、Ｃｒ１５、及び同期整流素子ＳＲ１３、ＳＲ１４とで構成される倍電圧整流回路はハーフブリッジと同じ回路構成であり、２次コイルＮｓ１、Ｎｓ２に接続された両波整流回路と組み合わせると、２次電池Ｂａｔ１と負荷回路Ｌｏａｄとの間に、電流共振ハーフブリッジコンバータが構成されている。従って、スイッチング動作におけるデューティ比は０．５に固定され、入出力変換比を周波数制御によって調整する。同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０をオフ状態に維持しておけば単相交流電源ＡＣｉｎ側には電力が出力されない。この動作モードにおいて、スイッチング電源装置１０４は、直流入力／直流出力の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータとして機能する。

　さらに、停電中においても単相交流電源ＡＣｉｎに接続された交流駆動の電子装置を動作させたい要求がある場合は、２次電池Ｂａｔ１から単相交流電源ＡＣｉｎへ交流電力を供給する事が可能である。この場合、トランスＴ１の１次コイルＮｐ１に接続されたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２で構成されるハーフブリッジ回路は倍電圧整流回路として機能し、共振コンデンサＣｒ１４、Ｃｒ１５、及び同期整流素子ＳＲ１３、ＳＲ１４とで構成されるハーフブリッジ回路と組み合わせた電流共振ハーフブリッジコンバータが構成され、２次電池Ｂａｔ１からエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１に電力を伝送する。エネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１に蓄積された直流電力をスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１とで構成する出力電圧の極性反転が可能なバック（降圧）コンバータで交流電力に変換して単相交流電源ＡＣｉｎから出力する。この動作モードにおいて、スイッチング電源装置１０４は、直流入力／交流出力の絶縁型ＤＣ－ＡＣインバータとして機能する。

　第３の効果は、交流入出力電圧の絶対値がエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の領域において、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部のデューティ比を０．５に維持しつつ、整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比を自由に調整できる効果である。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成する電流共振ハーフブリッジコンバータは、２次回路電流の偏りによる電流実効値の増加が発生しないデューティ比０．５で最も効率よく電力を伝送できる。その一方で、整流／ＰＦＣ回路部のデューティ比を絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の影響なしに自由に調整できる事で入出力交流電流の歪みを低減できる。

　図１０は、交流入力／直流出力動作における整流／ＰＦＣ回路部の等価回路である。交流入力の正の半周期において、同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０をオフした状態では図１０(a)、(b)に示すようにスイッチ素子Ｑ１のオン期間が整流／ＰＦＣ回路部を構成するブーストコンバータのオン期間に相当し、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間がブーストコンバータのオフ期間に相当するが、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間中に同期整流素子ＳＲ１０をオンする期間を設けると、図１０(c)に示す電流経路が生じてブーストコンバータのオンに相当する状態になるので、スイッチ素子Ｑ１のオン期間よりもブーストコンバータのオン期間が長くなる。同様に、交流入力の負の半周期において、同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０をオフした状態では図１０(d)、(e)に示すようにスイッチ素子Ｑ２のオン期間が整流／ＰＦＣ回路部を構成するブーストコンバータのオン期間に相当し、スイッチ素子Ｑ２のオフ期間がブーストコンバータのオフ期間に相当するが、スイッチ素子Ｑ２のオフ期間において、同期整流素子ＳＲ９をオンする期間を設けると、図１０(f)に示す電流経路が生じてブーストコンバータはオンに相当する状態になるので、スイッチ素子Ｑ２のオン期間よりもブーストコンバータのオン期間が長くなる。これによって、交流入力電圧の絶対値がエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の領域において、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部のデューティ比を０．５に維持できるので、図１０(g)に示すように同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０のスイッチング動作によって絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部のデューティ比変動を抑制できる。特に交流入力電圧が低い領域で効果が高く、例えばエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓが４００Ｖｄｃの場合、１００Ｖａｃ入力では、全範囲で絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部のデューティ比を０．５に維持できる。

　図１１は、直流入力／交流出力、すなわち、図９の２次電池Ｂａｔ１から単相交流電源ＡＣｉｎに電力を伝送する動作におけるインバータ回路部（整流／ＰＦＣ回路部と同じ）の等価回路である。交流出力の正の半周期において、同期整流素子ＳＲ９をオンした状態では図１１(a)、(b)に示すようにスイッチ素子Ｑ２のオン期間がインバータ回路部を構成するバックコンバータのオン期間に相当し、スイッチ素子Ｑ２のオフ期間がバックコンバータのオフ期間に相当するが、スイッチ素子Ｑ２のオン期間中に同期整流素子ＳＲ９をオフする期間を設けると、図１１(c)に示す電流経路が生じてバックコンバータはオフに相当する状態になるので、スイッチ素子Ｑ２のオフ期間よりもバックコンバータのオフ期間が長くなる。同様に、交流出力の負の半周期において、同期整流素子ＳＲ１０をオンした状態では図１１(d)、(e)に示すようにスイッチ素子Ｑ１のオン期間がインバータ回路部を構成するバックコンバータのオン期間に相当し、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間がバックコンバータのオフ期間に相当するが、スイッチ素子Ｑ１のオン期間において、同期整流素子ＳＲ１０をオフする期間を設けると、図１１(f)に示す電流経路が生じてバックコンバータはオフに相当する状態になるので、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間よりもバックコンバータのオフ期間が長くなる。これによって、交流出力電圧の絶対値がエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの１／２以下の領域において、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部のデューティ比を０．５に維持できる。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の位相変化に対するデューティ比変動は図１０(g)と同じになり、同期整流素子ＳＲ９、ＳＲ１０のスイッチング動作によってデューティ変動が抑制できる。

　《第５実施例》
　図１２は本発明の第５実施例のスイッチング電源装置１０５の回路図である。第１～第４実施例が１つの絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部で交流入力電圧の全範囲を変換していたのに対して、図１２に示す第５実施例においては、第１の整流／ＰＦＣ回路部、第１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部とで構成されるコンバータ１と、第２の整流／ＰＦＣ回路部、第２の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部とで構成されるコンバータ２とを、並列接続してスイッチング電源装置を構成する。それ以外の動作原理は第１実施例、第２実施例と全く同じである。図１３に示すように、それぞれのコンバータは交流電力が入力されない期間には、スイッチ素子のデューティ比を０．５に固定して周波数制御の電流共振コンバータとして動作する。また、第１実施例、第２実施例と同様に交流入力電圧が非常に小さい領域においても、スイッチ素子のデューティ比を０．５に固定して周波数制御の電流共振コンバータとして動作する。交流入力に瞬時停電が発生した場合は、交流入力電圧の低下によってコンバータ１、コンバータ２が共にＣモードに移行する。その結果、デューティ比は０．５に固定され、電流共振の周波数制御によってエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓが低下しても出力電圧Ｖｏｕｔの低下が抑制され、必要とする出力電圧保持時間を確保する事ができる。

　図１２において、交流電源ＡＣｉｎには、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１と、第１の整流素子Ｄ１と、第１のスイッチ素子Ｑ１との直列回路を接続し、第１のスイッチ素子Ｑ１と並列に第１の同期整流素子Ｑ３と、第１のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１とが接続され、交流入力電圧の正の半周期で導通し、直流電圧を第１のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１の両端に出力する第１の整流／ＰＦＣ回路部が構成されており、また、交流電源ＡＣｉｎには、ＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１と、第２の整流素子Ｄ２と、第２のスイッチ素子Ｑ２との直列回路を接続し、第２のスイッチ素子Ｑ２と並列に第２の同期整流素子Ｑ４と、第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ２とが接続され、交流入力電圧の負の半周期で導通し、直流電圧を第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ２の両端に出力する第２の整流／ＰＦＣ回路部が構成されている。第１のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１及び第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ２は交流入力電圧が低下する位相や交流入力の瞬時停電時に負荷にエネルギーを供給する役割を担う。

　第１のスイッチ素子Ｑ１と第１の同期整流素子Ｑ３の接続点には、共振コンデンサとして作用するコンデンサＣｒ１、Ｃｒ２と第１の共振インダクタＬｒ１と第１のトランスＴ１の１次巻線の直列接続による第１の直列共振回路の一端が接続されて第１のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１を入力源とする第１のハーフブリッジ形電力変換回路が構成され、かつ第１のトランスＴ１の２次巻線に同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２、及び出力平滑コンデンサＣｆ１で構成される第１の整流平滑回路が接続され、第１のハーフブリッジ形電力変換回路、第１のトランスＴ１、及び第１の整流平滑回路によって第１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部コンバータ１が構成されている。第２のスイッチ素子Ｑ２と第２の同期整流素子Ｑ４の接続点には、共振コンデンサとして作用するコンデンサＣｒ３、Ｃｒ４と第２の共振インダクタＬｒ２と第２のトランスＴ２の１次巻線の直列接続による第２の直列共振回路の一端が接続されて第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ２を入力源とする第２のハーフブリッジ形電力変換回路が構成され、かつ第２のトランスＴ２の２次巻線に同期整流素子ＳＲ３、ＳＲ４、及びコンバータ１と共通の出力平滑コンデンサＣｆ１で構成される第２の整流平滑回路が接続され、第２のハーフブリッジ形電力変換回路、第２のトランスＴ２、及び第２の整流平滑回路によって第２の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部コンバータ２が構成されている。なお、コンバータ１の同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２は２次側制御回路ＣＮＴＳ１によって駆動され、コンバータ２の同期整流器ＳＲ３、ＳＲ４は２次側制御回路ＣＮＴＳ２によって駆動されている。

　第１のスイッチ素子Ｑ１と第１の同期整流素子Ｑ３、第２のスイッチ素子Ｑ２と第２の同期整流素子Ｑ４は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、交流電源ＡＣｉｎの入力電圧から第１、第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１、Ｃｅｎｓ２の両端電圧への変換比、すなわち第１、第２の整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比はデューティ比によって制御し、第１、第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１、Ｃｅｎｓ２の両端電圧から直流出力電圧への変換比、すなわち第１、第２の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比はスイッチング周波数によって制御する。正弦波状の交流入力電圧が加わると交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、１次側から直流的に絶縁され、かつ安定化された直流出力電圧を出力する。

　制御回路において、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された交流入力電圧はモード判別回路Ｍｄｔ１に入力され、動作モードが判別される。Ａ、Ｂ、Ｃモードの定義は第１実施例と同じである。コンバータ１の第１のスイッチ素子Ｑ１、第１の同期整流素子Ｑ３のデューティ比を制御するデューティ比制御器Ｄｃｎｔ２はＡモードのみでデューティ比を可変させ、Ｂ、Ｃモードではデューティ比を０．５に固定する。モード判別回路Ｍｄｔ１がＡモードと判定すると、（２）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ２がスイッチ素子１のデューティ比基準値Ｄｓｔｄを（７）式に基づいて計算する。なお、Ｖｅｎｓｔは出力電圧Ｖｏｕｔを目標値に安定化するためのエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。ここで、第１のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ１及び第２のエネルギー蓄積コンデンサＣｅｎｓ２の両端電圧はほぼ等しい値（Ｖｅｎｓ）とする。

　一方で、以下の様に誤差信号Ｖｅｒｒ２を形成する。抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧されたエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓと基準電圧Ｖｒｅｆ１とを第３の誤差アンプＡＭＰ３で比較し、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ１を形成する。Ｖｅｒｒ１は抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された入力電圧と、乗算器Ｍ１において乗算される。乗算結果は、カレントトランスや電流検出抵抗で検出された交流入力電流に比例する電圧と共に第１の誤差アンプＡＭＰ１に入力され、差分に比例した誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。基準デューティ比Ｄｓｔｄに誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ａモードにおけるスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄａが（８）式に基づいて計算される。

　比例定数Ｋ１の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ１の大きさがゲインを決定する。Ｋ１・Ｖｅｒｒ２のフィードバック制御だけでなく、基準デューティ比Ｄｓｔｄによるフィードフォワード制御を組み合わせる事で、特にモード切り替わり時のデューティ比の変化がスムーズになる。

　一方で、２次側回路では抵抗Ｒ５、Ｒ６で分圧された出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２が第２の誤差アンプＡＭＰ２で比較されて誤差信号Ｖｅｒｒ３が形成される。誤差信号Ｖｅｒｒ３は絶縁信号伝送素子ＩＳＯ１を経由して周波数制御器Ｆｃｎｔ２に伝送され、鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から発生する鋸歯状波の周波数を制御する。スイッチング周波数ｆｓｗは第２の共振周波数ｆｒ２より高周波の範囲のみで行われ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より低いとスイッチング周波数ｆｓｗを低下させて第２の共振周波数ｆｒ２に近づけ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値より高いとスイッチング周波数を増加させて第２の共振周波数ｆｒ２から遠ざける事で出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ２から（８）式に基づいて電圧Ｄａを出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ１で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ１から電圧Ｄａに応じたデューティ比、及び周波数制御に応じた周波数の方形波が出力される。第１のスイッチ素子Ｑ１と第１の同期整流素子Ｑ３は共にオフ状態となるデッドタイムを挟んで駆動される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第１のスイッチ素子Ｑ１及び第１の同期整流素子Ｑ３のゲートを駆動する。

　一方でコンバータ２の第２のスイッチ素子Ｑ２、第２の同期整流素子Ｑ４のデューティ比を制御するデューティ比制御器Ｄｃｎｔ３はBモードのみでデューティ比を可変させ、Ａ、Ｃモードではデューティ比を０．５に固定する。モード判定器Ｍｄｔ１がＢモードと判別すると、（３）式、（４）式の関係からデューティ比計算器Ｄｃｎｔ３が第２のスイッチ素子Ｑ２のデューティ比基準値Ｄｓｔｄ´を計算する。　なお、Ｖｅｎｓｔはエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Ｖｅｎｓの基準値である。

　一方で、上記Ａモード判別時と同様な過程に従い、誤差信号Ｖｅｒｒ２が形成される。デューティ比基準値Ｄｓｔｄ´に誤差信号Ｖｅｒｒ２に比例する成分が加算されて、Ｂモードにおける第１のスイッチ素子Ｑ１のデューティ比に相当する電圧Ｄｂ´が計算される。

　比例定数Ｋ２の極性は負帰還制御になるように設定され、Ｋ２の大きさがゲインを決定する。また、正の半周期と負の半周期とで入力電流がバランスするようにゲインを設定する必要がある。一方で、鋸歯状波発生器から発生する鋸歯状波の周波数は前述の方法で制御されている。デューティ比計算器Ｄｃｎｔ３から（１０）式に基づいて電圧Ｄｂ´を出力し、それをコンパレータＣＯＭＰ２で鋸歯状波発生器ＳＴＧ１から出力された鋸歯状波と比較するとコンパレータＣＯＭＰ２から電圧Ｄｂ´に応じたデューティ比、及び周波数制御に応じた周波数の方形波が出力される。第２のスイッチ素子Ｑ２と第２の同期整流素子Ｑ４は共にオフ状態となるデッドタイムを挟んで駆動される。方形波とその反転信号の立ち上がりを数十ｎｓｅｃから数百ｎｓｅｃ遅延させる事で適度なデッドタイムを形成し、それらを電流増幅して第２のスイッチ素子Ｑ２、第２の同期整流素子Ｑ４のゲートを駆動する。

　図３に示す様に電流共振コンバータはデューティ比Ｄが０．５で最大電力供給能力（グラフ上のピーク値に相当）が高く、それよりデューティ比が大きく、または小さくなると最大電力供給能力（ピーク値）が低くなる。ＰＦＣ動作を行う期間は、それに伴ってデューティ比が逐次変更されているため、デューティ比が極端に小さいか大きい期間には絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の電力供給能力の不足から出力電圧が低下し、出力電圧リップルの増大を招く恐れがある。第３実施例は図６に示す様に、コンバータ１とコンバータ２が交互にＰＦＣ動作と、デューティ比０．５に固定された電流共振動作とを繰り返しており、どのタイミングにおいても少なくとも一方のコンバータがデューティ比０．５に固定されて動作するため、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の電力供給能力の不足が発生しにくい。第５実施例は、第１～第４実施例よりも電力変換回路の構成が複雑だが、出力リップルが小さく、またコンバータ１とコンバータ２とで部品発熱が分散されるため、特に大電力出力の用途に適している。

　《第６実施例》
　図１４は本発明の第６実施例におけるＡＣ－ＤＣ電力変換システム１０６の回路図である。図１４に示す第６実施例は、本発明を３相交流に適用した例である。３相交流であっても、実施例１、２で示した回路構成がそのまま使用可能であり、各相間に合計３台のスイッチング電源装置を接続すれば、実施例１、２と同様に高効率で、出力リップルが小さく、かつ入力瞬時停電に対する保持時間を確保した動作が可能である。唯一異なるのは、３相交流では各相の電流をバランスさせる事が要求されるため、各相の電流バランス機能を備える事が望ましい点である。第３実施例では、スター結線で供給される３相交流に対して実施例１、２で既に示した本発明のスイッチング電源装置を各相間に合計で３台接続している。各スイッチング電源装置の１次側制御回路ＣＮＴＰ１、ＣＮＴＰ３、ＣＮＴＰ４はグランド電位が異なるため、フォトカプラ等で構成される絶縁信号伝送素子ＩＳＯ２、ＩＳＯ３、ＩＳＯ４を介して各スイッチング電源装置の入力電流と相関する信号を情報交換している。また、図１４では１次側回路の電流に関する情報を各スイッチング電源装置間で情報交換しているが、２次側回路の電流に関する情報を各スイッチング電源装置間で情報交換する事で、結果的に各相の電流をバランスさせる事も可能であり、その場合は絶縁信号伝送素子ＩＳＯ２、ＩＳＯ３、ＩＳＯ４が不要になり、回路構成が簡略化できる利点がある。ただし、複数のスイッチング電源装置間の電流バランスを確保する回路に関しては多くの公知例があるので、詳細な動作説明は割愛する。

　図１４では、各スイッチング電源装置のＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２、Ｌｐｆｃ３がそれぞれ３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２の整流素子Ｄ１、Ｄ２との間、３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２の整流素子Ｄ３、Ｄ４との間、３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２の整流素子Ｄ５、Ｄ６との間に接続されているが、第３実施例で説明したように、それぞれ３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２との間、３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２のスイッチ素子Ｑ５、Ｑ６との間、３相交流電源ＡＣｉｎ３ｐと第１、第２のスイッチ素子Ｑ７、Ｑ８との間に接続した方が、入力電流連続モードにおけるコモンモードノイズの発生は抑制できる。

　本発明のスイッチング電源装置は、発明の原理、目的、効果は全く共通であるが、回路の接続方法について、多くのバリエーションが存在する。ここで、図面を用いてそれらのバリエーションについて包括的に説明する。

　まず始めに、本発明のスイッチング電源装置において交流電源と直列に接続するＰＦＣインダクタの接続方法である。

　図１５（ａ）に示す様にＰＦＣインダクタを複数のインダクタＬｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２に分割して双方の入力ラインと直列に接続しても良い。また、図１５（ｂ）に示す様に分割したインダクタＬｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２をそれぞれ第１の整流素子Ｄ１、第２の整流素子Ｄ２と直列に接続しても良い。また、第３実施例のようにコンバータ１とコンバータ２の並列接続でスイッチング電源装置を構成する場合においても、図１５（ｃ）に示す様に分割したインダクタＬｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２をそれぞれ第１の整流素子Ｄ１、第２の整流素子Ｄ２と直列に接続しても良い。また、図１５（ｄ）に示す様に双方の入力ラインに挿入したインダクタ同士をトランス結合させてトランスＴｐｆｃ１を構成し、トランスＴｐｆｃ１の励磁インダクタンスを用いてインダクタとして機能させても良い。

　次に、共振コンデンサとトランスの１次巻線の直列回路、もしくは共振コンデンサと共振インダクタとトランスの１次巻線の直列回路の接続方法のバリエーションについて説明する。第１、第２、第４、第５、第６実施例では、共振コンデンサを２つのコンデンサＣｒ１とＣｒ２、もしくはＣｒ３とＣｒ４に分割し、それらを等価的に並列接続して構成しているが、第３実施例に示すように１つの共振コンデンサに統一しても良い。その場合、共振コンデンサとトランスの１次巻線の直列回路、もしくは共振コンデンサと共振インダクタとトランスの１次巻線の直列回路は図１６（ａ）に示す様に第１のスイッチ素子Ｑ１と並列に接続しても良いし、図１６（ｂ）に示す様に第２のスイッチ素子Ｑ２と並列に接続しても良い。また、図１６（ｃ）に示す様に、トランスの１次巻線、共振インダクタ、共振コンデンサで構成する直列共振回路をそれぞれ２組設け、それぞれを第１、第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２と並列に接続しても良い。一見、回路接続を大きく変更したように見えるが、直列共振回路を等価的に分割し、並列接続しただけなので、動作原理、目的、効果は全く同一である。

　次に、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の２次回路における整流方法のバリエーションについて説明する。原理的に、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの整流方法として知られている全てのトポロジーが適用可能だが、交流入力電圧からエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧への変換比率、すなわち整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比率をデューティ比によって制御し、エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧から出力電圧の変換比率、すなわち絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比率をスイッチング周波数によって制御するので、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の２次回路には、デューティ比による出力電圧の変化がなるべく小さい整流方法が適している。また、小型・高効率化のためにはトランスの利用効率が高い整流方法が適している。図１７（ａ）の倍電圧整流、図１７（ｂ）のブリッジ整流は、出力電圧が比較的高い用途に適している。また、図１７（ｃ）のようにチョークコイルを用いるチョークインプット型にも対応可能であり、その場合はチョークコイルＬｆ１によってトランスのコイル電流を制限できるので、トランスのコイルと直列の共振インダクタは省略しても良い。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の整流素子はダイオードであってもＭＯＳＦＥＴ等による同期整流素子でも良い。ダイオードの方が回路構成を簡略化できるが、出力電圧が比較的低い場合は同期整流素子による効率改善の効果が大きい。なお、同期整流素子の駆動方法に関しては多くの公知例があるので、詳細な説明は割愛する。

　図１８は、本発明のスイッチング電源装置における絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部に、ハーフブリッジ形の電力変換回路ではなく、フルブリッジ形の電力変換回路を用いた構成例である。この構成例では、第３のスイッチ素子Ｑ３を第１のスイッチ素子Ｑ１と同期してオン／オフ駆動し、第４のスイッチ素子Ｑ４を第２のスイッチ素子Ｑ２と同期してオン／オフ駆動する。回路構成はハーフブリッジ形よりやや複雑になるが、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部におけるスイッチング電流をハーフブリッジ形よりも少なくできる利点がある。

　なお、本発明は前述した以外にも多くの応用例に展開可能である。制御の方法は第１～第６実施例の方法に限定されない。例えば、交流入力電流の検出素子は第１、第２の整流素子と直列に挿入しても良いし、主スイッチのオン期間における入力電流の傾きから入力電圧を推定しても良い。

　第１、第２のスイッチ素子のデューティ比の決定にフィードフォワード制御を用いずにフィードバック制御のみを用いても良い。デューティ比を０．５に固定する動作モードを出現させる入力電圧のしきい値を出力電流によって可変しても良い。

　また、出力電流のほとんどの領域において第３実施例で説明した間欠スイッチングモードを用いて制御しても良いし、間欠スイッチングモードの休止期間に第１、もしくは第２のスイッチング素子の両端に発生する電圧振動を観測し、ちょうどスイッチング素子の両端電圧が小さくなるタイミングでターンオンさせればスイッチング損失を低減できる。

　また、第１実施例、第２実施例における第１のスイッチ素子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２の駆動タイミングに関して、一方のスイッチ素子のオフ期間に他方のスイッチ素子を複数回オンオフ駆動する動作も原理的には可能である。また、特開２０００－２６０６３９号公報に開示されているような技術を用いてＰＦＣインダクタＬｐｆｃ１とトランスＴ１とを複合化して１つの磁性部品にする事も可能である。

　また、瞬時停電による交流入力遮断時において、デューティ比を０．５以外の値、例えば０．２や０．８に固定した周波数制御で出力電圧を安定化しても良い。

ＡＣｉｎ・・・単相交流電源
ＡＣｉｎ３Ｐ・・・３相交流電源
Ｖｉｎ・・・直流入力電源
Ｖｏｕｔ・・・直流出力電圧
Ｌｏａｄ・・・負荷回路
ＣＮＴＰ１、ＣＮＴＰ２、ＣＮＴＰ３、ＣＮＴＰ４、ＣＮＴＰ５・・・１次側制御回路
ＣＮＴＳ１、ＣＮＴＳ２、ＣＮＴＳ３、ＣＮＴＳ４、ＣＮＴＳ５・・・２次側制御回路
Ｍｄｔ１・・・動作モード判別器
Ａモード・・・交流入力電圧の正の半周期で、かつ入力電圧の絶対値が基準値以上
Ｂモード・・・交流入力電圧の負の半周期で、かつ入力電圧の絶対値が基準値以上
Ｃモード・・・交流入力電圧の絶対値が基準値未満
Ｄｃｎｔ１、Ｄｃｎｔ２、Ｄｃｎｔ３・・・デューティ比制御器
Ｆｃｎｔ１・・・周波数制御器、Ｃモードのみで周波数制御
Ｆｃｎｔ２・・・周波数制御器、Ａ、Ｂ、Ｃモードの全てで周波数制御
ＳＴＧ１・・・鋸歯状波発生器
Ｍ１、Ｍ２・・・乗算器
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３、ＡＭＰ４、ＡＭＰ５・・・誤差アンプ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２・・・コンパレータ
ＩＳＯ１、ＩＳＯ２、ＩＳＯ３、ＩＳＯ４、ＩＳＯ５、ＩＳＯ６・・・絶縁信号伝送素子
Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３・・・基準電圧源
コンバータ１、コンバータ２・・・第３実施例の並列電力供給システムを構成する各コンバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４・・・スイッチ素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄ１４、Ｄ１５、Ｄ１６、Ｄ１７、Ｄ１８、Ｄ１９、Ｄ２０・・・整流素子
ＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３、ＳＲ４、ＳＲ５、ＳＲ６、ＳＲ７、ＳＲ８、ＳＲ９、ＳＲ１０、ＳＲ１１、ＳＲ１２、ＳＲ１３、ＳＲ１４・・・同期整流素子
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３・・・トランス
Ｎｐ１、Ｎｐ２・・・トランスの１次巻線
Ｎｓ１、Ｎｓ２、Ｎｓ３・・・トランスの２次巻線
Ｎａ１、Ｎａ２・・・トランスの補助巻線
Ｔｐｆｃ・・・トランス結合されたＰＦＣインダクタ
Ｌｐｆｃ１、Ｌｐｆｃ２、Ｌｐｆｃ３、Ｌｐｆｃ４、Ｌｐｆｃ５・・・ＰＦＣインダクタ
Ｌｒ１、Ｌｒ２、Ｌｒ３、Ｌｒ４、Ｌｒ５、Ｌｒ６・・・共振インダクタ
Ｌｆ１・・・チョークコイル
Ｌ１・・・インダクタ
Ｃｅｎｓ１、Ｃｅｎｓ２、Ｃｅｎｓ３、Ｃｅｎｓ４・・・エネルギー蓄積コンデンサ
Ｃｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３、Ｃｒ４、Ｃｒ５、Ｃｒ６、Ｃｒ７、Ｃｒ８、Ｃｒ９、Ｃｒ１０、Ｃｒ１１、Ｃｒ１２、Ｃｒ１３、Ｃｒ１４、Ｃｒ１５・・・共振コンデンサ
Ｃｆ１・・・出力平滑コンデンサ
Ｃｄｉｓ１、Ｃｄｉｓ２・・・寄生容量
Ｂａｔ１・・・２次電池
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０・・・抵抗

Claims

　交流電源に少なくとも１つのＰＦＣインダクタと、第１の整流素子と、第１のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記交流電源に少なくとも１つのＰＦＣインダクタと、第２の整流素子と、第２のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、
　前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを有する直列スイッチ回路を構成し、
　前記直列スイッチ回路と並列にエネルギー蓄積コンデンサを接続し、
　交流入力電圧の正の半周期には前記第１のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第２のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
　交流入力電圧の負の半周期には前記第２のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第１のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
　前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の接続点には、少なくとも１つの共振コンデンサと少なくとも１つのトランスの１次巻線、もしくは前記共振コンデンサと少なくとも１つの共振インダクタと前記トランスの１次巻線とを有する直列共振回路の一端を接続して前記エネルギー蓄積コンデンサを入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続し、前記ブリッジ形電力変換回路と、前記トランスと、前記整流平滑回路とを有する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成し、
　前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、
　正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
　交流電源に少なくとも１つのＰＦＣインダクタと、第１の整流素子と、第１のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記第１のスイッチ素子と並列に第１の同期整流素子と、第１のエネルギー蓄積コンデンサとを接続し、交流入力電圧の正の半周期で導通し、直流電圧を前記第１のエネルギー蓄積コンデンサの両端に出力する第１の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
　交流電源に少なくとも１つのＰＦＣインダクタと、第２の整流素子と、第２のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子と並列に第２の同期整流素子と、第２のエネルギー蓄積コンデンサとを接続し、交流入力電圧の負の半周期で導通し、直流電圧を前記第２のエネルギー蓄積コンデンサの両端に出力する第２の整流／ＰＦＣ回路部を構成し、
　前記第１のスイッチ素子と前記第１の同期整流素子の接続点には、第１の共振コンデンサと第１のトランスの１次巻線、もしくは第１の共振コンデンサと第１の共振インダクタと第１のトランスの１次巻線とを有する第１の直列共振回路の一端が接続されて前記第１のエネルギー蓄積コンデンサを入力源とする第１のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第１のトランスの２次巻線に第１の整流平滑回路を接続し、前記第１のブリッジ形電力変換回路と、第１のトランスと、第１の整流平滑回路とを有する第１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成し、
　前記第２のスイッチ素子と前記第２の同期整流素子の接続点には、第２の共振コンデンサと第２のトランスの１次巻線、もしくは第２の共振コンデンサと第２の共振インダクタと第２のトランスの１次巻線とを有する第２の直列共振回路の一端を接続して前記第２のエネルギー蓄積コンデンサを入力源とする第２のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第２のトランスの２次巻線に第２の整流平滑回路を接続し、前記第２のブリッジ形電力変換回路と、第２のトランスと、第２の整流平滑回路とを有する第２の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部を構成し、
　前記第１のスイッチ素子と前記第１の同期整流素子、前記第２のスイッチ素子と前記第２の同期整流素子は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、
　正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
　前記交流電源の交流入力電圧から前記エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧への変換比（整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比）をデューティ比によって制御し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧から直流出力電圧への変換比（絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比）をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
　スイッチング周波数をｆｓｗ、直列共振回路における共振コンデンサの容量をＣｒ、共振インダクタのインダクタンスをＬｒ、トランスの励磁インダクタンスをＬｍとすると、前記絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比は前記スイッチング周波数ｆｓｗを、

の式に示す共振周波数ｆｒ２よりも高周波の領域で可変することで周波数制御され、
　前記スイッチング周波数ｆｓｗを低下させて前記共振周波数ｆｒ２に近づけると前記入出力電圧変換比が増加し、前記スイッチング周波数ｆｓｗを増加させて前記共振周波数ｆｒ２から遠ざけると前記入出力電圧変換比が低下する関係を利用して、出力電圧を目標値に漸近させるように負帰還制御することを特徴とする請求項１から請求項３に記載のスイッチング電源装置。
　交流入力電圧をＶｉｎ、交流入力電圧の正の半周期における前記第１のスイッチ素子のデューティ比をＤ、交流入力電圧の負の半周期における前記第２のスイッチ素子のデューティ比をＤ´、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧をＶｅｎｓとすると、交流入力電圧の正の半周期には概ね、

のブーストコンバータの関係式が成り立つように前記第１のスイッチ素子のデューティ比が制御され、交流入力電圧の負の半周期には概ね、

のブーストコンバータの関係式が成り立つように前記第２のスイッチ素子のデューティ比が制御されることを特徴とする請求項１から請求項４に記載のスイッチング電源装置。
　前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧、もしくは出力電圧と第一の目標値とを比較して第１の誤差信号を形成し、前記第１の誤差信号と入力電圧に比例する信号を乗算する乗算器を備え、
　前記乗算結果と交流入力電流に比例する信号とを比較して第２の誤差信号を形成し、

もしくは、

　で計算した前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の少なくとも一方のデューティ比基準値によってフィードフォワード信号を形成し、
　前記第２の誤差信号をフィードバック信号として前記フィードフォワード信号に負帰還となる極性で加算し、
　前記加算結果からデッドタイムを差分して前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の少なくとも一方のデューティ比を決定し、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の少なくとも一方の制御端子を駆動する方形波信号を形成することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
　前記交流電源の交流入力電圧を検出し、前記交流入力電圧の範囲によって動作モードを判別する動作モード判別器を備え、交流入力電圧の絶対値が一定値未満の場合は前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子のデューティ比を概ね０．５（５０％）に固定することを特徴とする請求項１から請求項６に記載のスイッチング電源装置。
　前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子のデューティ比を概ね０．５に固定した動作モードでは、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比がスイッチング周波数によって制御されることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
　交流入力電圧の正の半周期に入力電流をスイッチングする第１の整流素子と第１のスイッチ素子とで構成する第１の直列回路と、
　交流入力電圧の負の半周期に入力電流をスイッチングする第２の整流素子と第２のスイッチ素子とで構成する第２の直列回路と、
　エネルギー蓄積コンデンサと、
　少なくとも１次巻線と２次巻線とを備えるトランスと、
　前記トランスの２次側に構成される整流平滑回路と、
　交流入力電流と、交流入力電圧に応じた信号とを比較する第１の比較器と、
　直流出力電圧と基準電圧とを比較する第２の比較器とを備え、
　交流電源から正弦波状の前記交流入力電圧が入力に加わると前記交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端に直流電圧を出力する整流／ＰＦＣ回路部と、
　前記エネルギー蓄積コンデンサを直流電力源として、スイッチング動作によって直流を交流に変換した後、前記トランスによって１次側から２次側に伝送し、安定化された直流電圧を出力するＤＣ－ＤＣコンバータ部とを備えるスイッチング電源装置であって、
　前記整流／ＰＦＣ回路部とＤＣ－ＤＣコンバータ部とが、前記第１、第２のスイッチ素子を共通に利用することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記整流／ＰＦＣ回路部の入出力電圧変換比を前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子のデューティ比によって制御し、前記ＤＣ－ＤＣコンバータ部の入出力電圧変換比をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
　前記第１、第２の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、
　かつ、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、
　前記交流電源から交流電力を入力して前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路から直流電力を出力する交流／直流変換の動作モードを備え、
　かつ、前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路に直流電力を入力して前記交流電源から交流電力を出力する直流／交流変換に動作モードを備え、双方向の電力伝送を行う事を特徴とする請求項１から請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
　前記第１、第２の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、交流入出力電圧の絶対値がエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧の１／２未満の領域において、前記第１、第２の整流素子のスイッチング動作によって前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子のデューティ比を概ね０．５に固定しつつ、前記整流／ＰＦＣ回路部の実質的なデューティ比を調整する事を特徴とする請求項１から請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
　交流電源の一端から第１、もしくは第２の整流素子を介して整流／ＰＦＣ回路部の（＋）、もしくは（－）出力に至る経路にはＰＦＣインダクタが挿入されず、
　少なくとも重負荷領域において、前記ＰＦＣインダクタが前記第１、もしくは第２の整流素子を介して連続モードで導通する期間を有する事を特徴とする請求項１から請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
　正弦波状の交流入力電圧に対応して流入する入力電流が、所定の高調波を包含する事を特徴とする請求項１から請求項１３記載のスイッチング電源装置。
　軽負荷領域において、前記第１のスイッチ素子、及び前記第２のスイッチ素子が共にオフするデッドタイムを延長した間欠スイッチング動作をおこなう事を特徴とする請求項１から請求項１４記載のスイッチング電源装置。
　前記交流電源が単相交流であることを特徴とする請求項１から請求項１５に記載のスイッチング電源装置。
　前記交流電源が３相交流であり、請求項１から請求項１５に記載のスイッチング電源装置が３相交流入力の各相間に接続され、かつ各相間の電流バランスを維持する電流バランス改善回路を有するＡＣ－ＤＣ電力変換システム。