JPH048166A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータを含む電源装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ インバータの直流電源は一般に整流回路で構成されてい
る。この整流回路を商用交流電源に接続した場合、入力
電圧は正弦波であるが、入力端子は必すしも正弦波にな
らず且つ力率か１にならない。

整流回路の入力電流波形を正弦波に近似させ且つ力率を
１に近づけるために、整流回路の入力又は出力電源ライ
ンにリアクトルを接続し、このリアクトルよりも後段で
電源ライン間をインノく一タのスイッチング素子て短絡
して入力端子波形を制御することは、特開昭６３−１９
０５５７号公報に開示されている。

口発明が解決しようとする課題］ ところで、電源装置の低コスト化及び高効率化が要求さ
れている。しかし、従来の回路構成では低コスト化及び
高効率化に限界があった。

そこで、本発明の目的はコストの低減及び効率の向上を
図ることができる電源装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は１．交流電源が接続
される第１及び第２の交流電源端子と、前記第１及び第
２の交流電源端子間に夫々接続されたトランスの第１及
び第２の１次巻線と、前記第１の１次巻線に直列に接続
された第１の交流スイッチ手段と、前記第２の１次巻線
に直列に接続された第２の交流スイッチ手段と、前記第
１の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記第２の
交流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方向の電
圧が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１の交流電源
端子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が流れた
時に前記第１の方向と逆の第２め方向の電圧が発生する
ように前記第１及び第２の１次巻線に関係付けられた２
次巻線と、前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及び
第２の交流スイッチ手段とから成る回路部分と前記交流
電源端子との間に直列に接続されたリアクトルと、前記
交流電源端子を通って流れる電流を正弦波に近似させる
ことができると共に、前記２次巻線から交流電圧が得ら
れるように前記第１及び第２の交流スイッチ手段を制御
する制御回路とから成る電源装置に係わるものである。

なお、第１の交流スイッチ手段は、第１及び第２の一方
向制御スイッチで構成し、第２の交流スイッチ手段は第
３及び第４の一方向制御スイッチで構成することが望ま
しい。第１〜第４の一方向制御スイッチはダイオード内
蔵のＦＥＴとすることかできる。

［作　用］ 本発明の第１及び第２の１次巻線に同時に電流を流すと
、磁束の打ち消し合いか生し、２次巻線には電流か流れ
ない。第１及び第２の１次巻線のいずれか一方のみに電
流を流すと、磁束の打ち消し合いか生しないので２次巻
線に電圧が発生する。

［第１の実施例］ 次に、第１図〜第５図に基づいて本発明の第１の実施例
に係わる電源装置を説明する。

第１図の例えば５０Ｈｚの商用交流電源１に接続されて
いる第１及び第２の電源端子２．３にはリアクトル４と
コンデンサ５とから成る高調波成分除去用フィルタ回路
６が接続されている。このフィルタ６の出力側の一方の
電源ライン７には電流波形改善用リアクトル８が直列に
接続され、他方の電源ライン９にはＣＴから成る電流検
８器１゜が接続されている。

一対の電源ライン７．９のリアクトル８の出力側に電圧
制御及び周波数変換回路１１か接続されている。この電
圧制御及び周波数変換回路１１は、第１、第２、第３及
び第４の一方向制御スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と
、第１及び第２の１次巻線１２．１３と、２次巻線１４
とがら成る。

第１の一方向制御スイッチＳ１と第１の１次巻線１２と
第２の一方向制御スイッチｓ２とは互いに直列に接続さ
れ、この第１の直列回路が一対の電源ライン７．９間５
にリアクトル８を介して接続されている。第３の一方向
制御スイッチｓ３と第２の２次巻線１３と第４の一方向
制御スイッチＳ４とは互いに直列に接続され、この第２
の直列回路は第１の直列回路に並列に接続されている。

第１、第２、第３及び第４の一方向制御スイッチ５Ｌ−
８４は、夫々ソースをサブストレートに接続した構造の
絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成り
、等価的に第１、第２、第３及び第４のスイッチＱｌ　
、Ｑ２　、Ｑ３　、Ｑ４と第１、第２、第３及び第４の
ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４で夫々示すことかで
きる。第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４に対して逆並列
に接続された第１〜第４のダイオードＤ１〜Ｄ４はＦＥ
Ｔ内蔵ダイオードであるが、勿論外部接続ダイオードに
置き換えることができる。

第１及び第２の一方向制御スイッチＳｔ、Ｓ２は互いに
逆の方向性を有して互いに直列に接続されている。また
、第３及び第４の一方向制御スイッチＳ３、Ｓ４も互い
に逆の方向性を有して互いに直列に接続されている。

第１及び第２の１次巻線１２．１３と２次巻線１４は互
いにトランス結合（電磁結合）されている。なお、一方
の電源ライン７から他方の電源ライン９に向う正方向の
電流が第１の１次巻線１２に流れた時に２次巻線１４に
第１の方向の電圧が発生し、負方向の電流が第２の１次
巻線１３に流れた時に２次巻線１４に第１の方向と逆の
第２の方向の電圧か発生するように第１及び第２の１次
巻線１２．１３と２次巻線１４とが相互に関係付けられ
ている。

２次巻線１４には、ダイオード１５．１６．１７．１８
から成る出力整流回路１つが接続されている。出力整流
回路１つの対の出力ライン間には平滑コンデンサ２０か
接続されている。直流出力端子２１．２２間には、例え
ばインバータを介して負荷回路が接続される。

電圧制御変換回路１１における第１〜第４のスイッチＱ
１〜Ｑ４は、出力電圧を制御するように駆動されると共
に、入力電流波形を改善するように短絡制御される。電
圧制御と短絡制御との両方を行うための制御回路２３は
、電流検出器１ｏで検出した電流の波形と比較するため
の基準正弦波を得るための入力電圧検出回路２４を有す
る。この入力電圧検出回路２４は第１及び第２の電源端
子２．３に接続され、トランス１次巻線２５と２次巻線
２６とから成る。勿論、電圧検出回路２４は分圧抵抗で
構成してもよい。直流出力電圧を検出するために直流出
力端子２１．２２に出力電圧検出回路２７が接続されて
いる。この圧力電圧検出回路２７は分圧抵抗２８．２９
から成る。

電流検出器１０は絶対値回路としての第１の全波整流回
路３０を介して第１の誤差増幅器３１の方の入力端子（
反転入力端子）に接続されている。入力電圧検出回路２
４の出力ラインは第２の全波整流回路３２と係数回路即
ち乗算器３３とを介して第１の誤差増幅器３１の他方の
入力端子（非反転入力端子）に接続されている。第１の
誤差増幅器３１はリプル成分を含む電流１２と正弦波電
圧との差に対応した８カを発生する。

出力電圧を一定に保つために、出力電圧検出回路２７の
に出力ラインが第２の誤差増幅器３４の一方の入力端子
（反転入力）に接続され、この誤差増幅器３４の他方の
入力端子（反転入力）に基準電圧源３５が接続されてい
る。この第２の誤差増幅器３４は検出電圧と基準電圧と
の差に対応した出力電圧を発生し、乗算器３３に送る。

乗算器３３は第２の全波整流回路３２から与えられる基
準正弦波波形（全波整流波形）の振幅に第２の誤差増幅
器３４の出力を掛けた値を第１の誤差増幅器３１の非反
転入力端子に与える。

電圧比較器３６の一方の入力端子はローパスフィルタ３
７を介して第１の誤差増幅器３１の出力端子に接続され
、他方の入力端子はのこぎり波発生回路３８に接続され
ている。この比較器３６は両人力の比較出力を２値形式
で出力する。

比較器３６の出力端子に接続されたスイッチ制御信号形
成回路３９は、比較器３６の出力に基づいてスイッチＱ
１〜Ｑ４の制御信号を形成する。

この制御信号形成回路３９の出力ラインは、各スイッチ
Ｑｌ−０４の制御端子（ゲート）に接続されている。

制御信号形成回路３つは第２図に示す如く、矩形−波発
生回路４０と、２つのＮＯＴ回路４２．４３と、２つの
ＮＡＮＤ回路４４．４５と、２つの駆動回路４６．４７
とから成り、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御信
号を形成する。即ち、矩形波発生回路４０から第３図（
Ａ）に示す例えば５０　ｋＨｚの矩形波が発生し、これ
に同期してのこぎり波発生回路３８から第３図（Ｃ）に
示すのこきり波Ｖ２か一定周期で発生する。比較器３６
からはのこぎり波ｖ１と参照信号ｖ２との比較に基づい
て第３図（Ｄ）の出力が発生する。第１のＮＡＮＤゲー
ト４４には比較器３６の出力を第１のＮＯＴ回路４２て
反転した信号と第３図（Ａ）のパルスを１／２分周器４
１てＩ／２に分周した第３図（Ｂ）のパルスが入力し、
ここから第３図（Ｅ）に示すパルスが出力し、これが第
１及び第２のスイッチＱｌ　、Ｑ２の制御信号となる。

第２のＮＡＮＤゲート４５には比較器３６の出力を第１
のＮＯＴ回路４２て反転した信号と１／２分周器４１の
出力を第２のＮＯＴ回路４３で反転した信号とが入力し
、ここから第３図（Ｆ）に示すパルスが出力し、これが
第３及び第４のスイッチＱ３　、Ｑ４の制御信号となる
。

［動　作］ 次に、第１図の回路の動作を説明する。第１図の回路で
は、交流電源１と電圧制御及び周波数変換回路１１との
間に整流回路か接続されていない。

また、高周波フィルタ６のリアクトル４はリアクトル８
よりも大幅に小さいインダクタンス値を有し、コンデン
サ５も小さい容量を有する。従って、電圧制御及び周波
数変換回路１１には、電源端子１．２の正弦波交流電源
電圧がリアクトル８を介して印加される。

のこぎり波発生回路３８から発生する第３図（Ｃ）に示
すのこきり波Ｖ２の周波数は例えば５０　ｋＨｚであっ
て電源電圧の５０Ｈｚよりも十分に高い。第１〜第４の
スイッチＱ１〜Ｑ４は第３図（Ｅ）（Ｆ）に示すように
のこぎり波Ｖ２の１７２周期でオン・オフ制御される。

今、正弦波交流電圧の正の半波の期間において、第３図
のｔＯ〜ｔｌ、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５期間に示すよう
に第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４の全部にオン制御パ
ルスが与えられている時は、高周波フィルタ６を無視す
ると、電源１とリアクトル８と第１のスイッチＱ１と第
１の１次巻線１２と第２のダイオードＤ２とから成る回
路に電流が流れると共に、電源１とリアクトル８と第３
のダイオードＤ３と第２の１次巻線１３と第４のスイッ
チＱ４とから成る回路に電流か流れる。この電流は電源
ライン７にリアクトル８か接続されているので時間の経
過と共に増大する。また、この電流の振幅値は正弦波交
流電圧の振幅に比例する。

即ち、第３図（Ｇ）に示す正弦波の参照波形Ｆ２に沿っ
て電流検出波形Ｆｌが変化する。第１及び第２の１次巻
線１２．１３は２次巻線１４に対して極性か逆であるの
で、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４か同時にオン制御
されている時には２次巻線１４に電圧か発生しない。

第３図のｔｌ−ｔ２、ｔ５〜ｔ６期間に示すように第１
及び第２のスイッチＱＩ　　Ｑ２をオン制御し、第３及
び第４のスイッチＱ３　、Ｑ４をオフ制御している期間
においては、電源１とリアクトル８と第１のスイッチＱ
１と第１の１次巻線１２と第２のダイオードＤ　２とか
ら成る回路のみに電流か流れる。この時には第２の１次
巻線１３による磁束の打ち消し作用か生しないので、第
１の１次巻線１２の電圧に、対応する第１の方向（正）
の電圧を２次巻線１３に得ることができる。この時には
、第１の１次巻線１２を介して負荷に電力か供給される
ので、第１の１次巻線１２が等価的に負荷になり、電流
１２に対応する波形Ｆｌは低下する。

第３図のｔ３〜ｔ４期間に示すように第１及び第２のス
イッチＱＩＳＱ２がオフ制御され、第３及び第４のスイ
ッチＱ３　、Ｑ４がオン制御されている時には、電源１
とリアクトル８と第３のダイオードＤ３と第２の１次巻
線１３と第４のスイッチＱ４とから成る回路のみに電流
が流れる。第２の１次巻線１３の極性は第１の１次巻線
１２と逆であるので、ｔ３〜ｔ４期間には２次巻線１４
に第３図（Ｈ）に示すように第２の方向（負）の電圧が
発生する。ｔ３〜ｔ４期間においても第２の１次巻線１
３が負荷となるので、電流１２は減少する。

交流電源１の電圧が負の半波の時には、電流１２の向き
が正の半波の時と逆になるが、その他の動作は正の半波
の時と同一である。

第３図（Ｈ）の交流出力電圧は第３図（Ｃ）ののこぎり
波を５０　ｋＨｚとすれば、この半分の２５ｋＨｚの周
波数を有する。従って、第１図の電圧制御及び周波数変
換回路１１で周波数か５０Ｈｚから２５　ｋｌｌｚに変
換される。

第１図のリアクトル８を流れる電流１２はスイッチＱｌ
−Ｑ４のオン・オフ制御に対応して第５図に示す如く高
い周波数のりプルを含んた近似正弦波になる。しかし、
高周波フィルタ６を有するので、高調波成分が除去され
、入力電流ｉｆは第４図に示すようなりプルを含まない
近似正弦波になる。また、電圧と電流とがほぼ同様にな
り、力率がほぼ１になる。

次に、電圧制御動作を説明する。第３図（Ｅ）（Ｆ）の
制御信号は、第１の誤差増幅器３１及び比較器３６に基
づいて形成される。誤差増幅器３１の一方の入力端子に
第３図（Ｇ）に示すリプルを含む電流検出波形Ｆ１が入
力し、他方の入力端子に乗算器３３から第３図（Ｇ）に
示す基準正弦波Ｆ２が入力すると、誤差増幅器３１の出
力端子に接続されたローパスフィルタ３７の出力段に入
力電流１２の情報と出力電圧の情報とを含んだ電圧信号
Ｖｔが得られる。第３図（Ｃ）に示すように信号ｖ１と
のこぎり波発生回路３８から得られる第３図（Ｃ）のの
こぎり波Ｖ２とが比較器３６で比較されると、信号ｖ１
をのこぎり波Ｖ２か横切ることに比較器３６の出力か転
換する。即ち、信号ｖ１よりものこぎり波ｖ２が高くな
るｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４等の期間に比較器３６の出力
か低レベルになり、第３図（Ｅ）（Ｆ）の低レベル期間
が決まる。第３図（Ｃ）の信号Ｖ１は出力電圧の変化に
追従して変化するので、ｔｌ−ｔ２、ｔ３〜ｔ４の時間
幅が出力電圧に応じて変化する。

これにより、第３図（Ｈ）に示す２次巻線１４の電圧も
変化し、出力電圧制御か達成される。

本実施例は次の効果を有する。

（１）　交流電源１と電圧制御変換回路１１との間に整
流回路を設けなくても電圧制御及び周波数変換回路１１
がインバータと等価に動作する。

従って、整流回路の分たけ装置のコストを低減させるこ
とができる。また、整流回路の電力損失の分たけ効率を
向上させることかできる。

（２）　第１及び第２のスイッチＱｌ　、Ｑ２に同一の
制御信号を与え、また第３及び第４のスイッチＱ３　、
Ｑ４にも同一の制御信号を与えるようにしているので、
制御信号の形成が容易になる。

［第２の実施例］ 次に、第６図に示す第２の実施例の電源装置を説明する
。但し、第６図において第１図と共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。

この実施例では第１及び第２の一方向制御スイッチＳＬ
、Ｓ２か第１の１次巻線１２を介さないで相互に直列接
続されている。また、第３及び第４の一方向制御スイッ
チＳ３、Ｓ４も第２の１次巻線１３を介さないで直列に
接続されている。また、２次巻線１４はセンタタップを
有するように形成され、この２次巻線１４は２つの整流
ダイオード１５．１６を介してコンデンサ２０に接続さ
れている。その他は第１図と同一である。

第６図の第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４を第１図と同
様に制御することによって同様な作用効果を得ることか
できる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形か可能なものである。

（１）　第７図に示す如く、第１及び第２の１次巻線１
２．１３をセンタタップ型にすることができる。

（２）　第１図及び第６図において、交流電圧の正の半
波の期間には第２及び第３のダイオードＤ２、Ｄ３を通
って電流が流れるので、第２及び第３のスイッチＱ２、
Ｑ３をオンにする必要がない。従って、正の半波の期間
に第２及び第３のスイッチＱ２　、Ｑ３をオン制御しな
いように構成することができる。同様に、交流電圧の負
の半波の期間に第１及び第４のスイッチＱｌ　、Ｑ４を
オン制御しないように構成することができる。

（３）　第１〜第４の一方向制御スイッチＳ　１′〜Ｓ
４をダイオードを内蔵しないＦＥＴと外部の整流ダイオ
ードとの並列回路で夫々形成することかできる。また、
各スイッチ５１〜Ｓ４をバイボラトランジスタと整流ダ
イオードとの逆並列回路で形成することができる。

（４）　高周波フィルタ６を省くこと、整流回路１９を
省くことが可能である。

（５）　電流１２をライン９て検出しないで、第１及び
第２の１次巻線１２．１３の電流に基づいて求めること
ができる。

［発明の効果］ 上述から明らかなように、スイッチのオン・オフによっ
て周波数変換及び電圧制御を行うことができ且つ入力電
流波形を正弦波に近似させることができる電源装置のコ
ストを低減及び高効率向上をさせることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電源装置を示す
回路図、 第２図は第１図の制御信号形成回路を示すブロック図、 第３図は第１図及び第２図の各部の電圧波形図、第４図
は第１図の入力端子の波形図、 第５図は第１図のフィルタよりも後段の電流を原理的に
示す波形図、 第６図は第２の実施例の電源装置を示す回路図、第７図
は変形例の電源装置の一部を示す回路図である。 ２．３・・・電源端子、８・・・リアクトル、１１・・
電圧制御及び周波数変換回路、１２・・第１の１次巻線
、１３・・・第２の１次巻線、１４・・・２次巻線、５
ｌ−５４・・・第１〜第４の一方向制御スイッチ。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次ｒ璽 ａ Δ 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］交流電源が接続される第１及び第２の交流電源端
   子と、 前記第１及び第２の交流電源端子間に夫々接続されたト
   ランスの第１及び第２の１次巻線と、前記第１の１次巻
   線に直列に接続された第１の交流スイッチ手段と、 前記第２の１次巻線に直列に接続された第２の交流スイ
   ッチ手段と、 前記第１の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記
   第２の交流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方
   向の電圧が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１の交
   流電源端子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が
   流れた時に前記第１の方向と逆の第２の方向の電圧が発
   生するように前記第１及び第２の１次巻線に関係付けら
   れた２次巻線と、 前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及び第２の交流
   スイッチ手段とから成る回路部分と前記交流電源端子と
   の間に直列に接続されたリアクトルと、 前記交流電源端子を通って流れる電流を正弦波に近似さ
   せることができると共に、前記２次巻線から交流電圧が
   得られるように前記第１及び第２の交流スイッチ手段を
   制御する制御回路と から成る電源装置。 ［２］前記第１の交流スイッチ手段は、 前記第１の１次巻線（１２）に直列に接続され、且つ前
   記第１の１次巻線（１２）の正方向電流を制御すること
   は可能であるが、逆方向電流は自由に流れるように形成
   されている第１の一方向制御スイッチ（Ｓ１）と、 前記第１の１次巻線（１２）に直列に接続され、且つ前
   記第１の１次巻線（１２）の逆方向電流を制御すること
   は可能であるが、正方向電流は自由に流れるように形成
   されている第２の一方向制御スイッチ（Ｓ２）とから成
   るものであり、 前記第２の交流スイッチ手段は、 前記第２の１次巻線（１３）に直列に接続され、且つ前
   記第２の１次巻線（１３）の逆方向電流を制御すること
   は可能であるが、正方向電流は自由に流れるように形成
   されている第３の一方向制御スイッチ（Ｓ３）と、 前記第２の１次巻線（１３）に直列に接続され、且つ前
   記第２の１次巻線（１３）の正方向電流を制御すること
   は可能であるが、逆方向電流は自由に流れるように形成
   されている第４の一方向制御スイッチ（Ｓ４）と から成るものである請求項１記載の電源装置。