TWI685169B - 雙向儲能系統 - Google Patents

Abstract

一種雙向儲能系統，其轉換三相交流電源以提供直流輸出電源。雙向儲能系統包含雙向交流對直流轉換器、雙向直流對直流轉換器以及儲能裝置。雙向交流對直流轉換器接收三相交流電源，且轉換三相交流電源為直流匯流排電源。雙向直流對直流轉換器具有CLLLC諧振槽，接收直流匯流排電源，且轉換直流匯流排電源為直流輸出電源。儲能裝置接收直流輸出電源，且儲存直流輸出電源所提供的電能。

Description

雙向儲能系統

本發明係有關一種雙向儲能系統，尤指一種三相雙向儲能系統。

因應電力供需的穩定與可靠度，智慧型電網的建置、功率轉換與儲能技術的提升已成為先進國家發展電力系統的重要策略。

因此，為達成上揭目的，雙向功率轉換與儲能的整合系統更是重要的研究議題，藉此透過此整合系統能夠達到當市電的離峰時段運轉或分散式發電裝置多餘電力可儲存至儲能裝置。反之，儲能裝置所儲存的電能亦可作用區域尖峰用電需求時的補償、電力供電品質的調整，甚至回售至電力公司。故此，雙向功率轉換與儲能的整合系統能夠全面地應用於住宅、工業、商業以及和電力系統事業等不同領域的需求。

為達成前揭目的，本發明所提出的雙向儲能系統，其轉換三相交流電源，以提供直流輸出電源。雙向儲能系統包含雙向交流對直流轉換器、雙向直流對直流轉換器以及儲能裝置。雙向交流對直流轉換器接收三相交流電源，且轉換三相交流電源為直流匯流排電源。雙向直流對直流轉換器為CLLLC架構，接收直流匯流排電源，且轉換直流匯流排電源為直流輸出電源。儲能裝置接收直流輸出電源，且儲存直流輸出電源所提供的電能。

在一實施例中，雙向交流對直流轉換器為三相電路架構，每相電路具有電感、變壓器、具有複數開關的全橋整流開關橋臂以及具有複數開關的雙向可控開關橋臂；其中各開關為電晶體開關。

在一實施例中，直流匯流排電源具有電位中點，並且直流匯流排電源的電壓跨接於電位中點的兩電容上。

在一實施例中，雙向直流對直流轉換器包含具有複數開關的初級側三相交錯半橋開關橋臂、具有複數開關的次級側三相交錯半橋開關橋臂以及耦接初級側三相交錯半橋開關橋臂與次級側三相交錯半橋開關橋臂的CLLLC諧振槽。

在一實施例中，初級側三相交錯半橋開關橋臂的各開關為電晶體開關，次級側三相交錯半橋開關橋臂的各開關為電晶體開關。

在一實施例中，CLLLC諧振槽的任一相包含提供一激磁電感的變壓器、兩諧振電感以及兩諧振電容。

在一實施例中，變壓器為星形連接結構。

在一實施例中，兩諧振電感的元件參數值為對稱或近似對稱，兩諧振電容的元件參數值為對稱或近似對稱。

為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

Vin‧‧‧三相交流電源

Vout‧‧‧直流輸出電源

10‧‧‧輸入濾波器

20‧‧‧雙向交流對直流轉換器

30‧‧‧雙向直流對直流轉換器

40‧‧‧輸出濾波器

50‧‧‧儲能裝置

Vbus+,Vbus-‧‧‧直流匯流排電源

Vbat+,Vbat-‧‧‧直流電池電源

L1,L2,L3‧‧‧電感

Tr1,Tr2,Tr3‧‧‧變壓器

Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2,Qsa1,Qsa2,Qsb1,Qsb2,Qta1,Qta2,Qtb1,Qtb2‧‧‧全橋整流開關

Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4,Qsa3,Qsa4,Qsb3,Qsb4,Qta3,Qta4,Qtb3,Qtb4‧‧‧雙向可控開關

Cp,Cn‧‧‧匯流排電容

P11,P12,P21,P22,P31,P32,P41,P42‧‧‧儲能電流路徑

Qa1~Qa6,Qb1~Qb6‧‧‧開關

Txa1~Txb3,Txb1~Txb3‧‧‧變壓器

Cra1~Crb3,Cra4~Crb6‧‧‧諧振電容

Lra1~Lrb3,Lra4~Lrb6‧‧‧諧振電感

S1~S6‧‧‧控制信號

圖1：為本發明雙向儲能系統的系統方塊圖。

圖2：為本發明雙向交流對直流轉換器的電路圖。

圖3：為本發明雙向交流對直流轉換器之雙向可控開關的第一控制方式的波形圖。

圖4A：為圖3第一控制方式之第一時間區間的電流路徑之電路圖。

圖4B：為圖3第一控制方式之第二時間區間的電流路徑之電路圖。

圖5：為本發明雙向交流對直流轉換器之雙向可控開關的第二控制方式的波形圖。

圖6A：為圖5第一控制方式之第一時間區間的電流路徑之電路圖。

圖6B：為圖5第一控制方式之第二時間區間的電流路徑之電路圖。

圖7：為本發明雙向直流對直流轉換器的電路圖。

圖8：為本發明雙向直流對直流轉換器之CLLLC諧振槽的單相等效電路圖。

圖9：為本發明雙向直流對直流轉換器之三相交錯半橋開關橋臂的控制方式的波形圖。

茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。

請參見圖1所示，其係為本發明雙向儲能系統的系統方塊圖。所述雙向儲能系統係指該系統的操作模式可為儲能模式，亦可為回升模式。其中，儲能模式係指該雙向儲能系統接收三相交流電源Vin，且轉換三相交流電源Vin，以提供直流輸出電源Vout，供儲能裝置或直流負載使用。具體的應用可例如為：當市電的離峰時段運轉或分散式發電裝置多餘電力可儲存至儲能裝置。反之，回升模式係指該雙向儲能系統的直流電源(例如儲能模式下的直流輸出電源Vout)經轉換為交流電源(例如儲能模式下的三相交流電源Vin)。具體的應用可例如為：儲能裝置所儲存的電能亦可作用區域尖峰用電需求時的補償、電力供電品質的調整，甚至回售至電力公司。

為方便說明，三相交流電源Vin係為頻率相同、振幅相同，且相位依次互差120度的三相平衡交流電源。在本實施例中，三相交流電源Vin可為三相三線、380伏特，且為電力公司所提供的電力輸出，然不以此為限制本發明。

雙向儲能系統主要包含雙向交流對直流轉換器20、雙向直流對直流轉換器30以及儲能裝置50。其中儲能裝置50可為但不限制是蓄電池或燃料電池。此外，對雙向儲能系統而言，輸出負載亦可不限定為電池單元的儲能裝置50，亦可為其他的直流負載。此外，基於電源品質改善的需求，雙向儲能系統更包含輸入濾波器10與輸出濾波器40。

以系統為儲能模式為例，即電能(力)潮流的方向係為三相交流電源Vin側往儲能裝置50側的方向，因此，輸入濾波器10接收三相交流電源Vin，且對三相交流電源Vin進行濾波，以提高三相交流電源Vin的供電品質。經濾波後的三相交流電源Vin經由雙向交流對直流轉換器20接收，且雙向交流對直流轉換器20轉換濾波後的三相交流電源Vin為具有一電位中點O的直流匯流排電源Vbus+,Vbus-，係分別跨壓於兩電容上。因此，在儲能模式中，雙向交流對直 流轉換器20係提供交流對直流的電源轉換。至於雙向交流對直流轉換器20的詳細操作容後說明。

雙向直流對直流轉換器30連接雙向交流對直流轉換器20。在本實施例中，雙向直流對直流轉換器30具有CLLLC架構的諧振槽，其中所述”CLLLC架構的諧振槽”係指每相諧振槽由一激磁電感、兩諧振電感以及兩諧振電容所形成的架構。雙向直流對直流轉換器30接收直流匯流排電源Vbus+,Vbus-，且轉換直流匯流排電源Vbus+,Vbus-為直流輸出電源Vout。因此，在儲能模式中，雙向直流對直流轉換器30係提供直流對直流的電源轉換。至於雙向直流對直流轉換器30的詳細操作容後說明。

輸出濾波器40接收直流輸出電源Vout，且對直流輸出電源Vout進行濾波，提高直流輸出電源Vout的供電品質。經濾波後的直流輸出電源Vout經由儲能裝置50接收，因此儲能裝置50儲存直流輸出電源Vout所提供的電能。

反之，以系統為回升模式為例，即電能(力)潮流的方向係為儲能裝置50側往三相交流電源Vin側的方向，此時，系統的操作實質上與前述的儲能模式相反(反向)。因此，儲能裝置50所儲存的直流電能係經過雙向直流對直流轉換器30提供直流對直流的電源轉換，以及雙向交流對直流轉換器20提供直流對交流的電源轉換，因此產生交流電源的輸出，而能夠作為區域尖峰用電需求時的補償、電力供電品質的調整，甚至回售至電力公司。

請參見圖2所示，其係為本發明雙向交流對直流轉換器的電路圖。相應於三相交流電源Vin，雙向交流對直流轉換器20係為三相電路拓樸，因此可視為三組相同的單相交流對直流轉換器的電路結合。對應於三相交流電源Vin的R相，其包含電感L1、變壓器Tr1(可為耦合電感組成的變壓器，但不以此為限制，以下相同，將不再贅述)、全橋整流開關Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2以及雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4；對應於三相交流電源Vin的S相，其包含電感L2、 變壓器Tr2、全橋整流開關Qsa1,Qsa2,Qsb1,Qsb2以及雙向可控開關Qsa3,Qsa4,Qsb3,Qsb4；以及對應於三相交流電源Vin的T相，其包含電感L3、變壓器Tr3、全橋整流開關Qta1,Qta2,Qtb1,Qtb2以及雙向可控開關Qta3,Qta4,Qtb3,Qtb4。其中，各雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4與各雙向可控開關Qta3,Qta4,Qtb3,Qtb4可為電晶體開關，例如但不限制為金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、雙載子接面電晶體(BJT)或絕緣柵雙極電晶體(IGBT)。為方便說明，以一組單相的單相交流對直流轉換器(對應三相交流電源Vin的R相)為例加以說明。

請參見圖3、圖4A與圖4B，其係分別為本發明雙向交流對直流轉換器之雙向可控開關操作於儲能模式下的第一控制方式的波形圖以及第一控制方式之第一時間區間、第二時間區間的電流路徑之電路圖。如圖4A或圖4B所示，雙向交流對直流轉換器20的任一相包含電感L1、變壓器Tr、全橋整流開關Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2以及雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4。電感L1的一端連接三相交流電源Vin的一相電壓，另一端連接變壓器Tr的一端。變壓器Tr的另一連接全橋整流開關Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2與雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4的一側。雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4的另一側連接直流匯流排電源Vbus+,Vbus-的中點。藉此，透過全橋整流開關Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2所形成的整流器橋臂與雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4所提供的三態開關功能，可透過交錯切換控制方式，實現電位轉換。再者，本實施例的雙向交流對直流轉換器20具有可降低開關電流應力、可減少電感體積與匯流排電容Cp,Cn數量的特性，因此適合高功率密度、模組化開發。

如圖3所示的第一控制方式，係透過對雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4提供脈衝寬度調變(PWM)控制，以調節電感L1的電壓與電流，說明如下。當系統為儲能操作時，且當輸入電壓值(Vin)大於輸出電壓(Vo)(即 直流匯流排電源Vbus+,Vbus-)的一半時，控制PWM的工作週期(duty cycle,D)小於50%，如圖3所示的D=25%，即在時間點t0與時間點t1的區間為導通雙向可控開關Qra3,Qra4，而在其他時間區間(時間點t1至時間點t4)為關斷雙向可控開關Qra3,Qra4；另外，在時間點t2與時間點t3的區間為導通雙向可控開關Qrb3,Qrb4，而在其他時間區間(時間點t0至時間點t2以及時間點t3至時間點t4)為關斷雙向可控開關Qrb3,Qrb4。

如圖4A所示，在時間點t0與時間點t1的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4導通，而控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4關斷，此時，儲能操作的電流路徑為P11,P12所示，因此流經電感L1的電流增加，且電感L1的電壓值為(

)。如圖4B所示，時間點t1與時間點t2的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4關斷，亦控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4關斷，此時，儲能操作的電流路徑為P21,P22所示，因此流經電感L1的電流減少，且電感L1的電壓值為(Vin-Vo)。

同樣地，在時間點t2與時間點t3的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4關斷，而控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4導通，可得到流經電感L1的電流增加，且電感L1的電壓值為(

)。在時間點t3與時間點t4的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4關斷，亦控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4關斷，可得到流經電感L1的電流減少，且電感L1的電壓值為(Vin-Vo)。

如圖5所示的第二控制方式，係透過對雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4提供脈衝寬度調變(PWM)控制，以調節電感L1的電壓與電流，說明如下。當系統為儲能操作時，且當輸入電壓值(Vin)小於輸出電壓(Vo)(即直流匯流排電源Vbus+,Vbus-)的一半時，控制PWM的工作週期(duty cycle,D)大 於50%，如圖5所示的D=75%，即在時間點t0與時間點t3的區間為導通雙向可控開關Qra3,Qra4，而在其他時間區間(時間點t3至時間點t4)為關斷雙向可控開關Qra3,Qra4；另外，在時間點t0與時間點t1的區間以及時間點t2與時間點t4的區間為導通雙向可控開關Qrb3,Qrb4，而在其他時間區間(時間點t1至時間點t2)為關斷雙向可控開關Qrb3,Qrb4。

如圖6A所示，在時間點t0與時間點t1的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4導通，亦控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4導通，此時，儲能操作的電流路徑為P31,P32所示，因此流經電感L1的電流增加，且電感L1的電壓值為Vin。如圖6B所示，時間點t1與時間點t2的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4導通，而控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4關斷，此時，儲能操作的電流路徑為P41,P42所示，因此流經電感L1的電流減少，且電感L1的電壓值為(

)。

同樣地，在時間點t2與時間點t3的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4導通，亦控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4導通，可得到流經電感L1的電流增加，且電感L1的電壓值為Vin。在時間點t3與時間點t4的區間時，控制雙向可控開關Qra3,Qra4關斷，而控制雙向可控開關Qrb3,Qrb4導通，可得到流經電感L1的電流減少，且電感L1的電壓值為(

)。

再者，對於雙向交流對直流轉換器20之雙向可控開關操作於回升模式下，亦可相應於其操作於儲能模式下，根據輸入電壓值(Vin)與輸出電壓(Vo)(即直流匯流排電源Vbus+,Vbus-)的大小配合控制PWM的工作週期(duty cycle,D)，實現雙向交流對直流轉換器20操作於回升模式下的電能轉換。

藉此，透過三階三態的交錯驅動，使電感跨壓減半，並且由於電感值減小，使得漣波亦相應地減小。在交錯切換時，由於電感電流漣波下降，因此開關電流峰值亦下降，使得開關導通損失下降。再者，透過保持輸入漣波小大 不變，可降低開關切換頻率，使得切換損失下降，提高效率。透過保持開關切換頻率不變，可降低輸入電感尺寸與輸出電容數量，使得提高模組功率密度。

請參見圖7所示，其係為本發明雙向直流對直流轉換器的電路圖。雙向直流對直流轉換器30主要包含CLLLC諧振槽、耦接所述諧振槽之輸入側(初級側)的三相交錯半橋開關橋臂以及耦接所述諧振槽之輸出側(次級側)的三相交錯半橋開關橋臂。如圖7所示，初級側的三相交錯半橋開關橋臂係以間隔120度的交錯方式控制，連接直流匯流排電源Vbus+,Vbus-與CLLLC諧振槽之間，其包含複數半橋開關橋臂及構成該等半橋開關橋臂的複數開關Qa1~Qa6,Qb1~Qb6。次級側的三相交錯半橋開關橋臂係以間隔120度的交錯方式控制，連接CLLLC諧振槽與直流輸出電源Vout(或直流電池電源Vbat+,Vbat-)之間，其包含複數半橋開關橋臂及構成該等半橋開關橋臂的複數開關Qa7~Qa12,Qb7~Qb12。

如圖7所示，雙向直流對直流轉換器30具有兩個三相CLLLC諧振槽，每相CLLLC諧振槽具有Y-Y連接(星形連接)的變壓器Txa1~Txb3，並且變壓器的初級側具有串聯的諧振電容Cra1~Crb3與諧振電感Lra1~Lrb3，變壓器的次級側具有串聯的諧振電感Lra4~Lrb6與諧振電容Cra4~Crb6，藉此形成所謂CLLLC諧振槽的結構。再者，透過適當地設計CLLLC諧振槽，即對於變壓器的初級側與次級側所耦接的諧振電容與諧振電感元件參數值的對稱設計或近似對稱設計，可滿足雙向寬範圍的電壓增益。此外，亦可依據規格與使用需求的條件，設計非對稱式的CLLLC諧振槽。

此外，在本實施例中，CLLLC諧振槽具有複數個Y-Y連接的變壓器Txa1~Txa3,Txb1~Txb3，藉此透過Y-Y連接的電路結構，可實現三相平衡以及達到電流均流的功效。

配合參見圖8與圖9所示，其係分別為本發明雙向直流對直流轉換器之CLLLC諧振槽的單相等效電路圖以及三相交錯半橋開關橋臂的控制方式 的波形圖。如圖9所示，以初級側的三相交錯半橋開關橋臂的控制為例，透過三相的交錯控制，其中開關控制信號S1,S2分別控制初級側的三相交錯半橋開關橋臂的開關Qa1,Qa2，開關控制信號S3,S4分別控制初級側的三相交錯半橋開關橋臂的開關Qa3,Qa4，以及開關控制信號S5,S6分別控制初級側的三相交錯半橋開關橋臂的開關Qa5,Qa6，即每一開關橋臂的控制時序相互間隔120度，使得在每相CLLLC諧振槽的輸入側提供高頻交流方波的輸入電壓V_AB,V_BC,V_CA，如圖8所示。圖9所產生的A、B相電壓(輸入電壓V_AB)係提供一相的CLLLC諧振槽，同樣地，B、C相電壓(輸入電壓V_BC)與C、A相電壓(輸入電壓V_CA)分別提供另兩相的CLLLC諧振槽。附帶一提，圖8可視為一相的CLLLC諧振槽於初級側或次級側的等效電路，其中包含激磁電感Lm、諧振電感Lr1,Lr2以及諧振電容Cr1,Cr2。

以圖8為例的CLLLC諧振槽，由於激磁電感與諧振電感的作用，因此其產生兩個諧振頻率，分別為第一諧振頻率fr1與第二諧振頻率fr2。其中，第一諧振頻率

； 第二諧振頻率

；其中，第一諧振頻率fr1大於第二諧振頻率fr2。

當開關切換頻率大於第一諧振頻率fr1時，CLLLC諧振槽相當於操作為串聯諧振式轉換器(SRC)狀態，且串聯諧振電路具有零電壓切換(ZVS)的特性。當操作於SRC狀態下，電壓增益小於或等於1，並且電壓增益最大值是發生在當切換頻率等於第一諧振頻率fr1時。

當開關切換頻率小於第一諧振頻率fr1，且大於第二諧振頻率fr2時，CLLLC諧振槽相當於操作為LLC諧振式轉換器(LLC)狀態。LLC與SRC的差異主要在於前者(LLC)加入了激磁電感Lm作為諧振元件，因此兩者皆具有零 電壓切換(ZVS)的特性。此外，當操作於LLC狀態下，電壓增益大於或等於1，並且LLC諧振式轉換器兼具有整流以及零電流切換(ZCS)的特性。

故此，透過改變不同的開關切換頻率，使得CLLLC諧振槽提供具有零電壓切換(ZVS)以及零電流切換(ZCS)的電路特性，以實現所有開關的柔性切換，有效地減少切換損失，以提高轉換器的整體效率。再者，在系統為儲能模式或回升模式操作時，CLLLC諧振槽皆可提供較佳(大於1)的電壓增益，以滿足電源雙向操作下的寬電壓範圍與高電壓增益之要求。

附帶一提，前揭記載的近似對稱設計的CLLLC諧振槽電路係指透過對諧振電容與諧振電感元件參數值的設計，使得順向操作時的第一諧振頻率fr1與逆向操作時的第一諧振頻率fr1兩者相差在±20%以內。以第一諧振頻率

為例，配合參見圖7，以上半部的三相CLLLC諧振槽為例，在順向操作時，可透過設計諧振電感Lr1為Lra1、Lra2或者Lra3，設計諧振電容Cr1為Cra1、Cra2或者Cra3；在逆向操作時，可透過設計諧振電感Lr1為Lra4、Lra5或者Lra6，設計諧振電容Cr1為Cra4、Cra5或者Cra5，使得滿足順向操作時的第一諧振頻率fr1與逆向操作時的第一諧振頻率fr1兩者相差在±20%以內的要求，以實現CLLLC諧振槽電路的近似對稱設計。

綜上所述，本發明具有以下之特徵與優點：

1、透過全橋整流開關Qra1,Qra2,Qrb1,Qrb2所形成的整流器橋臂與雙向可控開關Qra3,Qra4,Qrb3,Qrb4所提供的三態開關功能，可透過交錯切換控制方式，實現電位轉換。雙向交流對直流轉換器20具有可降低開關電流應力、可減少電感體積與匯流排電容Cp,Cn數量的特性，因此適合高功率密度、模組化開發。

2、透過適當地設計CLLLC諧振槽，即對於變壓器的初級側與次級側所耦接的諧振電容與諧振電感元件參數的對稱設計或近似對稱設計，可滿足雙向寬範圍的電壓增益。

3、CLLLC諧振槽具有複數個Y-Y連接的變壓器Txa1~Txa3,Txb1~Txb3，藉此透過Y-Y連接的電路結構，可實現三相平衡以及達到電流均流的功效。

4、透過改變不同的開關切換頻率，使得CLLLC諧振槽提供具有零電壓切換(ZVS)以及零電流切換(ZCS)的電路特性，以實現所有開關的柔性切換，有效地減少切換損失，以提高轉換器的整體效率。

5、系統為儲能模式或回升模式操作時，CLLLC諧振槽皆可提供較佳(大於1)的電壓增益，以滿足電源雙向操作下的寬電壓範圍與高電壓增益之要求。

以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包含於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。

Vin‧‧‧三相交流電源

Vout‧‧‧直流輸出電源

10‧‧‧輸入濾波器

20‧‧‧雙向交流對直流轉換器

30‧‧‧雙向直流對直流轉換器

40‧‧‧輸出濾波器

50‧‧‧儲能裝置

Claims (8)

1. 一種雙向儲能系統，轉換一三相交流電源，以提供一直流輸出電源，該雙向儲能系統包含：一雙向交流對直流轉換器，接收該三相交流電源，且轉換該三相交流電源為一直流匯流排電源；其中，該雙向交流對直流轉換器的每一相係包含複數全橋整流開關形成一第一橋臂與一第二橋臂以及複數雙向可控開關形成一第一支路與一第二支路，且該第一支路耦接該第一橋臂，該第二支路耦接該第二橋臂；一雙向直流對直流轉換器，具有一CLLLC諧振槽，接收該直流匯流排電源，且轉換該直流匯流排電源為該直流輸出電源；及一儲能裝置，接收該直流輸出電源，且儲存該直流輸出電源所提供的電能。
2. 如申請專利範圍第1項所述之雙向儲能系統，其中該雙向交流對直流轉換器為三相電路架構，每相電路具有一電感、一變壓器、具有複數開關的該全橋整流開關橋臂以及具有複數開關的該雙向可控開關橋臂；其中各該開關為一電晶體開關。
3. 如申請專利範圍第1項所述之雙向儲能系統，其中該直流匯流排電源具有一電位中點，並且該直流匯流排電源的電壓跨接於該電位中點的兩電容上。
4. 如申請專利範圍第1項所述之雙向儲能系統，其中該雙向直流對直流轉換器包含具有複數開關的一初級側三相交錯半橋開關橋臂、具有複數開關的一次級側三相交錯半橋開關橋臂以及耦接該初級側三相交錯半橋開關橋臂與該次級側三相交錯半橋開關橋臂的該CLLLC諧振槽。
5. 如申請專利範圍第4項所述之雙向儲能系統，其中該初級側三相交錯半橋開關橋臂的各該開關為電晶體開關，該次級側三相交錯半橋開關橋臂的各該開關為電晶體開關。
6. 如申請專利範圍第1項所述之雙向儲能系統，其中該CLLLC諧振槽的任一相包含提供一激磁電感的一變壓器、兩諧振電感以及兩諧振電容。
7. 如申請專利範圍第6項所述之雙向儲能系統，其中該變壓器為星形連接結構。
8. 如申請專利範圍第6項所述之雙向儲能系統，其中該兩諧振電感的元件參數值為對稱或近似對稱，該兩諧振電容的元件參數值為對稱或近似對稱。

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