JP2017060366A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】変換効率向上を実現できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は電力変換回路と制御部とを有し、第１、第２スイッチと第３、第４スイッチとを直列接続し、第１、第３スイッチと第２、第４スイッチとを接続して閉ループを形成し、第３、第４スイッチの中点に第１キャパシタを接続し、交流電源と第１インダクタとの直列接続を、第１、第２スイッチの中点と第３、第４スイッチの中点とに接続し、負荷回路に第２キャパシタと第２インダクタを接続し、第３、第４スイッチとの中点と第３キャパシタと第３インダクタと負荷回路に接続する。制御部は、交流電源に流れる電流が電圧と同位相の正弦波になるようにパルス幅を変調した駆動信号で第１及び第２スイッチを制御し、負荷回路に印加する電圧が一定になるように周波数変調した駆動信号で第３及び第４スイッチを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

電力変換装置は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する。交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する回路は、交流電源に流れる交流電流を交流電源電圧と同位相の正弦波状にすることが最も力率が良く、高調波ノイズ発生も少ない。入力電流を正弦波にする回路は、力率改善器（ＰＦＣ：Ｐｈａｓｅ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）と呼ぶ。

電源変換装置に用いられる回路は、出力がＡＣ電源電圧に対して絶縁された状態で出力することが求められる。このため、ＰＦＣで生成した直流電圧は、そのまま利用するこができない。絶縁するために一般的に絶縁トランスが使われる。小型の絶縁トランスで電力を伝達するには高周波交流電圧をトランス１次側に与えて、トランス２次側で平滑整流するということが行われる。この際、ＰＦＣの直流電圧から高周波交流電圧に変換する機能をＬＬＣと称する。ＰＦＣの直流電圧から高周波交流電圧に変換する機能の１つとして例えばＬＬＣがある。ＬＬＣとはインダクタ（Ｌ）２個とキャパシタ（Ｃ）からなる共振回路で構成されている。一般には、ＰＦＣ機能とＬＬＣ機能とを同一回路で一度に実現することは容易ではないとされている。

特開２０１１−２１７５６６号公報

本発明が解決しようとする課題は、変換効率向上と電流高調波の抑制機能とを安価な方法で実現できる電力変換装置を提供することである。

実施形態によれば、電力変換装置は、電力変換回路と制御部とを有する。電力変換回路は、第１スイッチと第２スイッチとを直接接続し、第３スイッチと第４スイッチとを直列接続し、第１スイッチと第３スイッチとを接続するとともに第２スイッチと第４スイッチとを接続して閉ループを形成し、第３スイッチと第４スイッチとの直列接続の両端に第１キャパシタを接続し、交流電源と第１インダクタとの直列接続を、第１スイッチ及び第２スイッチの接続点と第３スイッチ及び第４スイッチの接続点との間に接続し、負荷回路と第２キャパシタと第２インダクタとの直列接続を、第３スイッチと第４スイッチとの接続点と第１キャパシタの一端との間に接続し、第３キャパシタと第３インダクタとの直列接続を、第２キャパシタと第２インダクタと負荷回路とからなる直列接続に並列接続する。制御部は、交流電源に流れる電流が電圧と同位相の正弦波になるようにパルス幅を変調した駆動信号で第１及び第２スイッチを制御し、負荷回路に印加する電圧が一定になるように周波数変調した駆動信号で第３及び第４スイッチを制御する。

図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２（ａ）乃至（ｈ）は、無効電流経路がない回路を２００Ｖの交流電源に接続した場合における各種の波形を示す。図２（ａ）は、交流電源の電圧波形を示す。図２（ｂ）は、第１スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図２（ｃ）は、第２スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図２（ｄ）は、交流電源に流れる電流の波形を示す。図２（ｅ）は、第３スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図２（ｆ）は、第４スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図２（ｇ）は、出力側の回路に発生する高周波電流の波形を示す。図２（ｈ）は、２つの電流を合成した合成電流波形を示す。 図３（ａ）乃至（ｈ）は、無効電流経路がない回路を１００Ｖの交流電源に接続した場合の各種の波形を示す。図３（ａ）は、交流電源の電圧波形を示す。図３（ｂ）は、第１スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図３（ｃ）は、第２スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図３（ｄ）は、交流電源に流れる電流の波形を示す。図３（ｅ）は、第３スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図３（ｆ）は、第４スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図３（ｇ）は、出力側の回路に発生する高周波電流の波形を示す。図３（ｈ）は、２つの電流を合成した合成電流波形を示す。 図４（ａ）乃至（ｈ）は、第１実施形態に係る電力変換装置の回路を１００Ｖの交流電源に接続した場合における各種の波形を示す。図４（ａ）は、交流電源の電圧波形を示す。図４（ｂ）は、第１スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図４（ｃ）は、第２スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図４（ｄ）は、交流電源に流れる電流の波形を示す。図４（ｅ）は、第３スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図４（ｆ）は、第４スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図４（ｇ）は、出力側の回路に発生する高周波電流の波形を示す。図４（ｈ）は、２つの電流を合成した合成電流波形を示す。 図５（ａ）乃至（ｈ）は、第１実施形態に係る電力変換装置の回路を２００Ｖの交流電源に接続した場合における各種の波形を示す。図５（ａ）は、交流電源の電圧波形を示す。図５（ｂ）は、第１スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図５（ｃ）は、第２スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図５（ｄ）は、交流電源に流れる電流の波形を示す。図５（ｅ）は、第３スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図５（ｆ）は、第４スイッチに与える駆動パルスの波形を示す。図５（ｇ）は、出力側の回路に発生する高周波電流の波形を示す。図５（ｈ）は、２つの電流を合成した合成電流波形を示す。 図６は、第１実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示す図である。 図７は、第２実施形態に係る電力変換装置の第１構成例を示す図である。 図８は、第２実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示すブロック図である。 図９は、第２実施形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示す図である。

以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。
電力変換装置１００は、交流電源からの交流電圧を高周波交流電圧に変換する装置である。例えば、電力変換装置１００に負荷として接続する負荷回路３０において、ヒーター抵抗などの負荷を接続して使用する。あるいは、負荷回路を高周波交流を整流平滑して直流電圧に変換するものとみなせば、全体として交流から直流を生成する電源が構成できる。

図１に示す構成例において、電力変換装置１００は、入力電源としての交流電源Ｖａｃに接続する。また、電力変換装置１００は、交流電源Ｖａｃの交流電圧を高周波交流電圧に変換して出力し、この高周波電圧をもとに負荷回路が動作する。

電力変換装置１００は、電力変換回路１１０と制御部１２０とを有する。電力変換回路１１０は、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４、第１キャパシタＣ１、第２キャパシタＣ２、第３キャパシタＣ３、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２、第３インダクタＬ３、交流電圧検出部１０１、第１電流検出部１０２、昇圧検出部１０３、第２電流検出部１０４及び負荷電圧検出部１０５を有する。

４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４はブリッジ接続する。第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とは、直列に接続する。第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４とは直列に接続する。直列接続した第１及び第２スイッチＳ１、Ｓ２と、直列接続した第３及び第４スイッチＳ３、Ｓ４とは、並列に接続されて閉ループを形成する。さらに、直列接続した第１及び第２スイッチＳ１、Ｓ２と、直列接続した第３及び第４スイッチＳ３、Ｓ４と、第１キャパシタＣ１とは、並列に接続される。

スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、半導体スイッチで実現できる。例えば、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ、その他複合トランジスタによるスイッチモジュールで実現する。本実施形態においては、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４が、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴで構成されることを想定して説明する。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４としてのＮ型ＭＯＳＦＥＴは、ドレインからソースに向かってはスイッチとして動作する。つまり、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、ゲートに与えられる信号（ゲート駆動信号）がハイ（Ｈ）レベルの場合は導通し、ロー（Ｌ）レベルの場合は非導通とする。また、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、ソースからドレインに向かっては、ゲート駆動信号にかかわらず、寄生ダイオードにより常に導通状態にある。

また、第１スイッチＳ１は、ソースを第２スイッチＳ２のドレインと接続する。第１スイッチＳ１は、ドレインを第３スイッチＳ３のドレインと接続する。第３スイッチＳ３は、ソースを第４スイッチＳ４のドレインと接続する。第２スイッチＳ２は、ソースを第４スイッチＳ４のソースに接続する。これらの接続により、４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、閉ループを形成し、ブリッジ回路を形成する。

ここで、図１に示す構成において、第１スイッチＳ１のソースと第２スイッチＳ２のドレインとの接続点はＵ点とし、第３スイッチＳ３のソースと第４スイッチＳ４のドレインとの接続点はＶ点とする。交流電源Ｖａｃ、第１インダクタＬ１、及び、第１電流検出部１０２は、ブリッジ回路のＵ点とＶ点との間に直列接続する。なお、これらの各部の接続は、特定の順番に限定されるものではない。

交流電圧検出部１０１は、交流電源Ｖａｃから電力変換装置１００に入力される交流の電源電圧ＶＳ１を検出する。交流電圧検出部１０１は、交流電源Ｖａｃからの電源電圧の瞬時値を示す検出信号ＶＳ１を制御部１２０に出力する。例えば、交流電圧検出部１０１は、交流電源Ｖａｃの両端に並列接続する。

第１電流検出部１０２は、交流電源Ｖａｃに流す電源（入力）電流（或いは第１インダクタＬ１を流れるインダクタ電流と称しても良い）としての回路電流ＩＳ１を検出する。第１電流検出部１０２は、回路電流の瞬時値を示す検出値ＩＳ１を制御部１２０へ出力する。第１電流検出部１０２は、電流検出手段として機能する。第１電流検出部１０２は、ＵＶ間に直列接続し、ＵＶ間に流れる電流を検出する。第１電流検出部１０２は、例えば、交流電源ＶａｃとＶ点との間に接続しても良いし、交流電源Ｖａｃと第１インダクタＬ１との間に接続しても良いし、第１インダクタＬ１とＵ点との間に接続しても良い。

第１キャパシタＣ１は、第１スイッチＳ１のドレインと第２スイッチＳ２のソースとの間（第３スイッチＳ３のドレインと第４スイッチＳ４のソースとの間）に接続する。第１キャパシタＣ１は、スイッチＳ３とＳ４の直列接続に並列接続する。第１キャパシタＣ１および４つのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、Ｈブリッジを構成する。

昇圧検出部１０３は、第１キャパシタＣ１にかかる電圧（ブリッジキャパシタ電圧）ＶＳ２を検出する。昇圧検出部１０３は、キャパシタ電圧の瞬時値を示す検出信号ＶＳ２を制御部１２０へ出力する。昇圧検出部１０３は、第１キャパシタＣ１の両端に並列接続される。

第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０は、Ｖ点と第２スイッチＳ２のソースとの間に直列に接続する。第２キャパシタＣ２と第２インダクタＬ２とは、インバータ回路を構成する。例えば、第２スイッチＳ２のソース端子の電位をＧＮＤとみなすと、第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０は、Ｖ点とＧＮＤの間に直列接続される構成となる。あるいは、第１スイッチＳ１のドレイン端子の電位をＶｃｃとみなし、第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０を、Ｖ点とＶｃｃの間に直列接続してもかまわない。このいずれの構成でも同等の動作になる。

また、第３キャパシタＣ３および第３インダクタＬ３は、直列に接続される。直列接続された第３キャパシタＣ３と第３インダクタＬ３は、直列接続された第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０に対して並列に接続される。第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０がＶ点と第２スイッチＳ２のソース（ＧＮＤ）間に直列に接続される場合、直列接続した第３キャパシタＣ３および第３インダクタＬ３も、Ｖ点と第２スイッチＳ２のソース（ＧＮＤ）間に接続される。直列接続した第３キャパシタＣ３および第３インダクタＬ３は、無効電流経路として機能する。

第２電流検出部１０４は、図１に示す回路における４つのスイッチＳ１〜Ｓ４で構成するＨブリッジの右側（出力側）に流れる電流を検出する。第２電流検出部１０４は、検出した電流値を示す検出信号ＩＳ２を出力する。第２電流検出部１０４が検出する電流ＩＳ２は、直列接続した第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２及び負荷回路３０を流れる電流と、直列接続した第３キャパシタＣ３及び第３インダクタＬ３（無効電流経路）を流れる電流との総和となる。

負荷電圧検出部１０５は、負荷回路３０に供給する高周波交流電圧を検出する。負荷電圧検出部１０５は、負荷回路３０にかかる実効電圧を示す検出信号ＶＳ３を出力する。
負荷回路３０は、抵抗負荷でも良いし、電圧変換を行う回路と負荷の組み合わせなどであっても良い。例えば、負荷回路３０は、インバータ回路、コンバータ回路、モーター駆動回路、あるいは、定電流供給回路などである。

制御部１２０は、交流電圧検出部１０１の検出信号ＶＳ１、第１電流検出部１０２の検出値ＩＳ１、昇圧検出部１０３の検出信号ＶＳ２、第２電流検出部１０４の検出値ＩＳ２、および負荷電圧検出部１０５の検出信号ＶＳ３を入力とする。制御部１２０は、４つの各スイッチＳ１、Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を出力とする。ゲート駆動信号（駆動パルス）Ｐ１、Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４は、それぞれ各スイッチＳ１、Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をオンオフさせる信号である。ここでは、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４は、スイッチＳ１、Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をＨレベルでオンし、Ｌレベルでオフするパルス信号であるものとする。

次に、第１実施形態に係る電力変換装置１００の動作原理について説明する。
以下、図１に示す回路において無効電流経路が無い場合の動作と無効電流経路がある場合の動作とについて説明する。無効電流経路は、図１に示す電力変換装置１００の電力変換回路１１０において、第３キャパシタＣ３と第３インダクタＬ３とで構成する経路である。
図２及び図３は、図１に示す回路から無効電流経路を省いた回路（又は図１に示す回路の無効電流経路を遮断した場合）の各部における各種の波形の例を示す図である。
ここでは、図２（ａ）乃至（ｈ）は、図１に示す回路から無効電流経路を省いた回路を２００Ｖの交流電源Ｖａｃに接続した場合の各波形の例を示すものとする。
図３（ａ）乃至（ｈ）は、図１に示す回路から無効電流経路を省いた回路を１００Ｖの交流電源Ｖａｃに接続した場合の各波形の例を示すものとする。

図２（ａ）及び図３（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示す。図２（ｂ）及び図３（ｂ）は、第１スイッチＳ１に与える駆動パルスＰ１の信号波形を示す。図２（ｃ）及び図３（ｃ）は、第２スイッチＳ２に与える駆動パルスＰ２の信号波形を示す。図２（ｄ）及び図３（ｄ）は、交流電源Ｖａｃに流れる電流（の検出信号）ＩＳ１の波形を示す。図２（ｅ）及び図３（ｅ）は、第３スイッチＳ３に与えられる駆動パルスＰ３の信号波形を示す。図２（ｆ）及び図３（ｆ）は、第４スイッチＳ４に与えられる駆動パルスＰ４の信号波形を示す。図２（ｇ）及び図３（ｇ）は、出力側（Ｈブリッジに対して右側（交流電源の反対側））の回路（以下、右側回路とも称する）に発生する高周波電流（の検出信号）ＩＳ２の波形を示す。図２（ｈ）及び図３（ｈ）は、２つの電流検出信号の合成波形（ＩＳ１＋ＩＳ２）を示す。

第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２には、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により得られる駆動パルス（ゲート駆動信号）Ｐ１、Ｐ２が交互に与えられる。駆動パルスＰ１、Ｐ２は、交流電源Ｖａｃの電圧がゼロ付近ではオンのパルスが広く、オフのパルスが狭い。逆に、交流電源Ｖａｃの電圧がピーク付近ではオンのパルスが狭く、オフのパルスが広くなる。交流電源Ｖａｃの電圧が正の場合には、ＰＷＭ制御された駆動パルスＰ２がスイッチＳ２を駆動させる。交流電源Ｖａｃの電圧が負の場合には、ＰＷＭ制御された駆動パルスＰ１がスイッチＳ１を駆動させる。制御部は、交流電源Ｖａｃの電圧の正負のサイクルで切り替えながらスイッチＳ１及びＳ２を駆動させる。交流電源Ｖａｃには、スイッチＳ１及びＳ２のスイッチングにより電流ＩＳ１が流れる。

スイッチＳ３、Ｓ４は、駆動パルスＰ１、Ｐ２のＰＷＭ制御の周波数より高い周波数で動作させる。駆動パルスＰ３および駆動パルスＰ４は、交互にオンとなる信号波形である。これらの駆動パルスＰ３および駆動パルスＰ４により右側回路には、高周波電流ＩＳ２が発生する。例えば、スイッチＳ１、Ｓ２の周波数を２０ｋＨｚとした場合、スイッチＳ３，Ｓ４の周波数を２００ｋＨｚとする。スイッチＳ３，Ｓ４は、ＦＭ（周波数変調）制御により制御される。スイッチＳ３、Ｓ４は、負荷回路３０の状況に応じて可変する周波数の駆動パルスＰ３、Ｐ４によって、負荷回路３０へ供給する電力を一定に保つ。

例えば、制御部１２０は、負荷回路３０に印加する高周波電圧が低い場合には駆動パルスＰ３、Ｐ４の周波数を下げることで出力電圧を上昇させる。逆に、制御部１２０は、負荷回路３０に印加する高周波電圧が高い場合には駆動パルスＰ３、Ｐ４の周波数を高くして高周波電圧を下降させる。これらの制御を適宜実行することで、負荷回路３０に印加する高周波交流電圧は、負荷回路３０の内部インピーダンスが変化したとしても、一定の電圧を維持できる。

駆動パルスＰ１〜Ｐ４で駆動するスイッチＳ１〜Ｓ４により回路には、図２（ｄ）又は図３（ｄ）に示す波形の電流ＩＳ１と図２（ｇ）又は図３（ｇ）に示す波形の電流ＩＳ２が発生する。これらの電流ＩＳ１及びＩＳ２は、スイッチＳ３、Ｓ４に流れる際に合成され、図２（ｈ）又は図３（ｈ）に示す合成電流（ＩＳ１＋ＩＳ２）になる。すなわち、交流電源Ｖａｃの周波数（例えば５０Ｈｚ）の周波数成分を有する電流ＩＳ１とＬＬＣの発振周波数（例えば２００ｋＨｚ）の２つの周波数成分を有する電流ＩＳ２とが合成された波形の合成電流が発生する。

このような回路において、スイッチＳ３及びＳ４は、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）条件で動作させる必要がある。具体的には、スイッチＳ３及びＳ４のスイッチングのタイミングで、合成電流（ＩＳ１＋ＩＳ２）の電流が正側と負側とを往復する（ゼロクロスする）ようになっていれば良い。例えば、スイッチＳ４をオンさせる直前に、スイッチＳ４の両端電圧がすでにゼロになっている。この状態でスイッチＳ４をオンしてもスイッチングロスは発生しない。逆に、両端電圧がゼロになる前にスイッチＳ４をオンすると、スイッチングロスが発生するため、スイッチＳ４は発熱する可能性がある。このため、電力変換装置１０は、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）条件を満たすように、合成電流（ＩＳ１＋ＩＳ２）の電流が正側と負側とを往復するようにする必要がある。

ここでは、図２は、交流電源Ｖａｃの印加電圧が２００Ｖであるとし、図３は、交流電源Ｖａｃの印加電圧が１００Ｖであるとする。従って、図３は、交流電源Ｖａｃの電圧の大きさ（１００Ｖ）が図２に示す交流電源Ｖａｃの電圧の大きさ（２００Ｖ）の半分である。入力電力はＷ＝Ｉ×Ｖの関係である。このため、扱う電力が２００Ｗであれば、交流電源Ｖａｃが２００Ｖの場合は「２００Ｗ＝１Ａ×２００Ｖ」となる。また、扱う電力が２００Ｗであれば、交流電源Ｖａｃが１００Ｖの場合は「２００Ｗ＝２Ａ×１００Ｖ」となる。つまり、図３（ｄ）に示す電流ＩＳ１の大きさ（振幅）は、図２（ｄ）に示す電流に比べて倍の大きさとなる。

一方、右側回路の動作は、昇圧コンデンサＣ１の両端電圧で決定される。ここでも、Ｗ＝Ｉ×Ｖが成立するため、仮に昇圧が４００Ｖであるとすると、右側回路は、「２００Ｗ＝０．５Ａ×４００Ｖ」となる。右側回路の電流ＩＳ２は、交流電源Ｖａｃに関係なく一定であるから、図２の場合でも図３の場合でも同じである。

スイッチＳ３、Ｓ４に流れる電流ＩＳ１＋ＩＳ２は、ＡＣ電流成分の影響を受けることから、必ずＺＶＳが成立するとは限らない。例えば、図３（ｈ）に示すように、電源Ｖａｃの電圧が低い場合には電流ＩＳ１＋ＩＳ２は、正と負の値を交互に往復するという動作が一部満たされていない波形となる。このような動作に陥ってしまうと、スイッチＳ３、Ｓ４が急激に発熱する原因となる。従って、図１に示す回路から無効電流経路を省略した回路は、所定の電圧値（例えば、２００Ｖ）の交流電源には接続できるが、それよりも低い電圧値（例えば、１００Ｖ）の交流電源には接続できない可能性がある。

図４および図５は、図１に示す無効電流経路がある電力変換回路１１０の各部における各種の波形の例を示す図である。
ここで、図４（ａ）乃至（ｈ）は、図１に示す無効電流経路がある電力変換回路１１０を１００Ｖの交流電源Ｖａｃに接続した場合の各波形の例を示すものとする。図５（ａ）乃至（ｈ）は、図１に示す無効電流経路がある電力変換回路１１０を２００Ｖの交流電源Ｖａｃに接続した場合の各波形の例を示すものとする。

図４（ａ）及び図５（ａ）は、交流電源Ｖａｃの電圧波形を示す。図４（ｂ）及び図５（ｂ）は、第１スイッチＳ１に与える駆動パルスＰ１の信号波形を示す。図４（ｃ）及び図５（ｃ）は、第２スイッチＳ２に与える駆動パルスＰ２の信号波形を示す。図４（ｄ）及び図５（ｄ）は、交流電源Ｖａｃに流れる電流（の検出信号）ＩＳ１の波形を示す。図４（ｅ）及び図５（ｅ）は、第３スイッチＳ３に与えられる駆動パルスＰ３の信号波形を示す。図４（ｆ）及び図５（ｆ）は、第４スイッチＳ４に与えられる駆動パルスＰ４の信号波形を示す。図４（ｇ）及び図５（ｇ）は、Ｈブリッジに対して右側（交流電源の反対側）の回路（以下、右側回路とも称する）に発生する高周波電流（の検出信号）ＩＳ２の波形を示す。図４（ｈ）及び図５（ｇ）は、２つの電流検出信号の合成波形（ＩＳ１＋ＩＳ２）を示す。

図１に示すように、第３キャパシタＣ３と第３インダクタＬ３との直列接続を追加すると、負荷へ供給する電流量を変えることなく、右側回路の電流量を増加させることができる。図１に示す第３キャパシタＣ３と第３インダクタＬ３とを直列接続した経路は、負荷駆動に寄与しない電流の経路としての無効電流経路である。無効電流経路が加わると、電流ＩＳ２は、無効電流経路が無い場合に比べて増加する。

図４（ｈ）に示す例では、交流電源Ｖａｃが１００Ｖであっても、合成電流ＩＳ１＋ＩＳ２は、常に正と負の電流値を往復することができ、ＺＶＳ条件が成立する。つまり、無効電流経路がない回路ではＺＶＳ条件の成立しない電圧値の交流電源Ｖａｃに対しても、無効電流経路がある回路は、ＺＶＳ条件が成立する。

また、図５（ｄ）及び図４（ｄ）に示すように、交流電源Ｖａｃが倍になると、電流ＩＳ１は半分になる。一方で、図５（ｇ）及び図４（ｇ）に示すように、電流ＩＳ２は、交流電源Ｖａｃの電圧値にかかわらず同じ大きさである。この結果、交流電源Ｖａｃが１００Ｖの場合であっても、合成電流ＩＳ１＋ＩＳ２は、図５（ｈ）に示すように、ＺＶＳマージンが十分にある波形となる。

上記のように、図１に示すようにキャパシタとインダクタとを直列接続した無効電流経路を設けた回路は、無効電流経路が無い場合に比べて電流ＩＳ２が増加する。このため、合成電流ＩＳ１＋ＩＳ２は、交流電源Ｖａｃが１００Ｖであっても２００Ｖであっても、ＺＶＳマージンが十分にある波形となる。この結果、図１に示す無効電流経路を設けた回路は、交流電源の印加電圧値に対する許容範囲が大きく、多様な電圧値の交流電源に対して損失の少ない電力変換を実現できる。

次に、電力変換装置１００における制御部１２０の構成について説明する。
図６は、第１実施形態に係る電力変換装置１００における制御部１２０が備える構成（機能）の例を示すブロック図である。
制御部１２０は、絶対値変換部２０１、第１増幅率調整部２０２、乗算部２０３、極性判定部２０４、平均値算出部２０５、第１差分出力部２０６、第１リファレンス電圧設定部２０７、第２増幅率調整部２１１、第２差分出力部２１２、三角波生成部２１３、ＰＷＭ生成部２１４、セレクタ部２１５、第３増幅率調整部２１６、第３差分出力部２１７、異常判定部２１８、第２リファレンス電圧設定部２２１、第４差分出力部２２２、周波数変調部２２３、および、矩形パルス生成部２２４を備える。これら各部は、ハードウエアで実現しても良いし、ソフトウエアで実現しても良い。例えば、上記各部の一部又は全部は、ＤＳＰにより実現しても良い。

絶対値変換部２０１は、入力信号を絶対値化した信号を出力する。絶対値変換部２０１は、交流電圧検出部１０１の検出信号（交流電源Ｖａｃによる印加電圧の検出値）ＶＳ１を入力し、入力した電源電圧値を絶対値化する。絶対値変換部２０１は、例えば、検出信号ＶＳ１が−１．４１であれば、＋１．４１を出力する。絶対値変換部２０１は、絶対値化した電源電圧の値を第１増幅率調整部２０２へ供給する。

第１増幅率調整部２０２は、絶対値変換部２０１により絶対値化した電源電圧の値を第１増幅率で調整する。第１増幅率調整部２０２は、例えば、１．４１という入力値（電源電圧の値）を０．９という値に変換する。第１増幅率調整部２０２は、第１増幅率で調整した値を乗算部２０３へ供給する。

また、交流電圧検出部１０１の検出信号（電源電圧の検出値）ＶＳ１は、極性判定部２０４にも入力する。極性判定部２０４は、交流電源Ｖａｃからの電源電圧の値が正であるか負であるかを判定する。極性判定部２０４は、極性の判定結果を示す信号をセレクタ部２１５に供給する。極性判定部２０４は、例えば、電源電圧の値が正であれば「１」をセレクタ部２１５へ出力し、負であれば「０」をセレクタ部２１５へ出力する。すなわち、極性判定部２０４は、交流電源Ｖａｃの交流電圧の周波数（例えば、５０Ｈｚ）に同期して「１」と「０」を交互に出力する。

平均値算出部２０５は、昇圧検出部１０３の検出信号（第１キャパシタＣ１の電圧の検出値）ＶＳ２を入力する。昇圧検出部１０３は、第１キャパシタ（昇圧キャパシタ）Ｃ１の両端における電圧の値を検出信号ＶＳ２として検出する。第１キャパシタＣ１の電圧は、交流電源の周波数（例えば５０Ｈｚ）の位相に対してわずかに変動する。平均値算出部２０５は、電源電圧の周波数の１周期分の電圧の平均値を算出する。平均値算出部２０５は、算出した平均値を第１差分出力部２０６へ供給する。

第１差分出力部２０６は、平均値算出部２０５が算出する平均値と第１リファレンス電圧設定部２０７が設定するリファレンス電圧の値との差分値を出力する。第１リファレンス電圧設定部２０７が設定するリファレンス電圧は、第１キャパシタＣ１の電圧（昇圧電圧）の目標値である。第１差分出力部２０６は、算出した差分値を乗算部２０３へ供給する。

乗算部２０３は、第１増幅率調整部２０２からの調整値と第１差分出力部２０６からの差分値とを乗算した値を出力する。乗算部２０３は、乗算結果を第２差分出力部２１２へ供給する。すなわち、乗算部２０３は、入力電圧（正弦波）の全波整流波形に対して相似形の電流目標値を生成する。乗算部２０３は、第１差分出力部２０６からの差分値によって電流目標値を増減する。例えば、昇圧電圧が高い場合、乗算部２０３は、乗算量を減らして目標電流値を少な目に設定する。昇圧電圧が低い場合、乗算部２０３は、乗算量を増やして目標電流値を多くする。このようなフィードバック制御ループを制御部１２０は実現する。これにより、昇圧電圧は常に一定に保たれる。

また、第１電流検出部１０２の検出信号（回路電流の検出値）ＩＳ１は、第２増幅率調整部２１１に入力される。第２増幅率調整部２１１は、電流値ＩＳ１を入力し、入力した電流値ＩＳ１を第２増幅率で調整する。第２増幅率調整部２１１は、第２増幅率で電流値ＩＳ１を調整した調整値を第２差分出力部２１２と第３差分出力部２１７とへ供給する。

第２差分出力部２１２は、乗算部２０３からの入力値と第２増幅率調整部２１１からの調整値との差分を出力する。第２差分出力部２１２は、差分値をＰＷＭ生成部２１４へ供給する。言い換えると、第２差分出力部２１２は、乗算部２０３が作成した目標電流値と第２増幅率調整部９０７で電流ＩＳ１をレベル調整した信号とを比較し、その比較結果をＰＷＭ生成部へ出力する。

三角波生成部２１３は、ＰＷＭ制御のキャリア信号となる三角波を生成する。三角波生成部２１３は、最大値１、かつ、最小値−１の範囲で、所定の周波数の三角波を生成する。三角波生成部２１３が生成する三角波の周波数は、例えば２０ｋＨｚなどである。三角波生成部２１３は、生成した三角波をＰＷＭ生成部２１４へ出力する。

ＰＷＭ生成部２１４は、第２差分出力部２１２からの出力値と三角波生成部２１３からの三角波とによりＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ生成部２１４は、ＰＷＭ閾値とする第２差分出力部２１２からの出力値と三角波生成部２１３が生成する三角波との大小比較により可変パルス幅のＰＷＭ信号を生成する。例えば、ＰＷＭ生成部２１４は、三角波の大きさが第２差分出力部２１２からの出力値よりも大きい場合にＰＷＭ信号をＨレベル（１）とする。また、ＰＷＭ生成部２１４は、三角波の大きさが第２差分出力部２１２からの出力値以下の場合にＰＷＭ信号をＬレベル（０）とする。ＰＷＭ生成部２１４は、生成したＰＷＭ信号をセレクタ部２１５へ供給する。

すなわち、制御部１２０は、目標電流値に対して現在の電流を比較し、目標電流値以上に流れているなら、オンのパルス幅が狭くなるように制御する、また、制御部１２０は、目標電流値より流れている電流が少ないなら、オンのパルス幅を広げるように制御する。これにより、制御部１２０は、常に目標電流値と同じ値で同じ正弦波の回路電流が流れるように制御するＰＷＭ信号を生成できる。

セレクタ部２１５は、極性判定部２０４の出力値に応じて、ＰＷＭ信号の出力先を選択する。例えば、セレクタ部２１５は、極性判定部２０４の出力値が１の場合、ＰＷＭ生成部３５の出力をＰ２として出力する。また、セレクタ部２１５は、極性判定部２０４の出力値が０の場合、ＰＷＭ生成部３５の出力をＰ１として出力する。

負荷電圧検出部１０５の検出信号（負荷電圧の検出値）ＶＳ３は、第４差分出力部２２へ入力される。第４差分出力部２２２は、負荷電圧の検出値ＶＳ３と第２リファレンス電圧設定部２２１が設定するリファレンス電圧の値との差分値を出力する。第４差分出力部２２２は、算出した差分値を周波数変調部２２３へ供給する。

周波数変調部２２３は、周波数を調整したパルスを矩形パルス生成部２２４へ入力する。例えば、負荷にかかる電圧（負荷電圧の検出値）ＶＳ３が高い場合、周波数変調部２２３は、駆動パルスの周波数を上げるように作用する。また、負荷にかかる電圧（負荷電圧の検出値）ＶＳ３が低い場合、周波数変調部２２３は、駆動パルスの周波数を下げるように作用する。矩形パルス生成部２２４は、周波数変調部２２３が周波数を調整した矩形のパルスを駆動パルスＰ３、Ｐ４として出力する。矩形パルス生成部２２４は、同一周波数で、かつ、逆相になるパルス信号としての駆動パルスＰ３と駆動パルスＰ４とを出力する。

また、第２電流検出部１０４の検出信号（回路電流の検出値）ＩＳ２は、第３増幅率調整部２１６に入力される。第３増幅率調整部２１６は、電流値ＩＳ２を入力し、入力した電流値ＩＳ２を第３増幅率で調整する。第３増幅率調整部２１６は、第３増幅率で調整した調整値を第３差分出力部２１７へ供給する。

第３差分出力部２１７は、第２増幅率調整部２１１で電流値ＩＳ１を調整した調整値と第３増幅率調整部２１６で電流値ＩＳ２を調整した調整値との差分値を出力する。第３差分出力部２１７は、差分値を異常判定部２１８へ供給する。また、周波数変調部２２３は、周波数を調整したパルス信号を異常判定部２１８へ供給する。

異常判定部２１８は、電流値ＩＳ１を調整した調整値と電流値ＩＳ２を調整した調整値との差分値と、周波数変調部２２３からのパルス信号とを入力する。異常判定部２１８は、周波数変調部２２３からのパルス信号（駆動パルスＰ３、Ｐ４のパルス）がオフからオンに切り替わるタイミングを判定タイミングとして検出する。異常判定部２１８は、上記判定タイミングにおいて差分値が異常か否かを判定する。
異常判定部２１８は、上記判定タイミングにおいて、第３差分出力部２１７の差分値がＩＳ１の絶対値（第１電流絶対値）＜ＩＳ２の絶対値（第２電流絶対値）を示す値であれば、正常と判断する。つまり、異常判定部２１８は、駆動パルスＰ３、Ｐ４がオフからオンに切り替わるときに、ＩＳ１の絶対値＜ＩＳ２の絶対値であれば、右側回路の電流がＺＶＳ条件を満たす正常状態と判断する。

例えば、異常判定部２１８は、駆動パルスＰ３、Ｐ４がオフからオンに切り替わるとき、電圧ＶＳ１が正であれば（ＩＳ１及びＩＳ２が正の値であれば）、ＩＳ１（第１電流検出値）＜ＩＳ２（第２電流検出値）なら正常と判断する。また、異常判定部２１８は、駆動パルスＰ３、Ｐ４がオフからオンに切り替わるとき、電圧ＶＳ１が負であれば（ＩＳ１及びＩＳ２が正の値であれば）、ＩＳ１（第１電流検出値）＞ＩＳ２（第２電流検出値）なら正常と判断する。

すなわち、異常判定部２１８は、駆動パルスＰ３又はＰ４がオフからオンに切り替わるときに、ＩＳ１の絶対値（第１電流絶対値）＞ＩＳ２の絶対値（第２電流絶対値）であれば、右側回路の電流がＺＶＳ条件を満たしていないため、異常有りと判定する。ＺＶＳ条件を満たしていない場合、スイッチＳ３、Ｓ４は発熱する。このため、ＺＶＳ条件を満たさない状態で継続してスイッチＳ３、Ｓ４を駆動させると、ＦＥＴなどのスイッチＳ３、Ｓ４は破損する可能性がある。このため、制御部１２０は、異常判定部２１８が異常と判断した場合には、各スイッチＳ１〜Ｓ４は停止させる。

ただし、ＺＶＳ条件を満たさない状態が数回であればスイッチＳ３、Ｓ４等のハードウエアは正常に動作する（熱的に耐えうる）。このため、異常判定部２１８は、ＺＶＳ条件の不成立の連続発生回数が所定回数までは異常なしと判定し、所定回数以上となった場合に異常有りと判定するようにしても良い。

異常判定部２１８は、異常有りと判定した場合、異常有りを示す信号をセレクタ部２１５と矩形パルス生成部２２４とに供給する。セレクタ部２１５は、異常判定部２１８から異常有りを示す信号を受信すると、ＰＷＭ信号の出力を停止する。例えば、セレクタ部２１５は、異常判定部２１８の出力値が１の場合はＰＷＭ信号（駆動パルスＰ１及びＰ２）の出力を停止し、異常判定部２１８の出力値が０の場合はＰＷＭ信号の出力を実行する。

また、矩形パルス生成部２２４は、異常判定部２１８から異常有りを示す信号を受信すると、駆動パルスＰ３及びＰ４の出力を停止する。例えば、矩形パルス生成部２２４は、異常判定部２１８の出力値が１の場合は駆動パルスＰ３及びＰ４の出力を停止し、異常判定部２１８の出力値が０の場合はＰＷＭ信号の出力を実行する。
これにより、異常判定部２１８が異常と判定した場合、駆動パルスＰ１〜Ｐ４の全ての出力が停止し、スイッチＳ１〜Ｓ４の駆動が停止する。この結果として、電力変換装置の回路の破損などを防止することができる。

上記のように、第１実施形態に係る電力変換装置は、第１、２、３及び４スイッチと第１キャパシタとにより構成するＨブリッジの入力側に交流電源と第１インダクタとを直列接続し、Ｈブリッジの出力側に負荷回路と第２キャパシタと第２インダクタとを直列接続する回路において、無効電流経路としての直列接続した第３キャパシタ及び第３インダクタを前記第２キャパシタと前記第２インダクタと前記負荷回路とに並列に接続する。

これにより、実施形態に係る電力変換装置によれば、交流電源の電圧値が変動する場合であっても無効電流経路によってＺＶＳを保証できる。この結果として、変換効率向上と電流高調波の抑制機能とを安価な方法で実現でき、交流電源の電圧値に対する許容範囲の広い電力変換装置を提供できる。

すなわち、第１実施形態によれば、交流電源の電圧値が低いときでも高効率スイッチング条件で動作させることができる。この結果、第１実施形態によれば、低コスト化又は小型化に寄与する簡素な回路構成で高効率の複数種類の電圧値に対応した電力変換装置（例えば、１００Ｖ、２００Ｖ兼用の電力変換装置）を提供できる。

また、第１実施形態に係る電力変換装置は、第３又は第４スイッチをオンするタイミングで、交流電源を流れる第１電流ＩＳ１と右側回路を流れる第２電流ＩＳ２との実測値によりＺＶＳが成立するか否かを判断する。ＺＶＳが不成立であると判断した場合には異常と判定し、第１、２、３及び４スイッチの駆動を停止させる機能を有する。これにより、実運用においてＺＶＳを保証できない状況で使用されたとしても、電力変換装置を保護することができる。

また、第１実施形態に係る電力変換装置は、第３又は第４スイッチをオンするタイミングでＺＶＳが不成立であると判断した回数が連続して所定回数以上となった場合に異常と判定するようにしても良い。これにより、上述の効果に加えて、突発的にＺＶＳの不成立が起きても即座に各スイッチを停止させことなく、回路に不具合が生じない範囲で電力変換装置を動作させることができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について説明する。
第２実施形態に係る電力変換装置は、第１実施形態で説明した電力変換装置１０に無効電流経路をオンオフする構成を追加したものである。すなわち、第２実施形態に係る電力変換装置は、無効電流経路をオンオフする以外の構成は第１実施形態で説明した電力変換装置と同様な構成で実現できる。

図７は、第２実施形態に係る電力変換装置３００の構成例を示す図である。
図７に示す電力変換装置３００の電力変換回路３１０は、図１に示す電力変換装置１００の電力変換回路１１０にスイッチＳ５を追加した構成を有する。また、電力変換装置３００の制御部３２０は、第１実施形態で説明した電力変換装置１００の制御部１２０と同様な制御に加えて、スイッチＳ５のオンオフを制御する。なお、図７に示す構成において、図１に示す構成と同様なものについては同一箇所に同一符号を付して詳細な説明を省略するものとする。

スイッチＳ５は、例えば、リレースイッチにより構成する。スイッチＳ５は、図７に示すように、無効電流経路としての第３キャパシタＣ３と第３インダクタＬ３とに直列に接続する。従って、スイッチＳ５がオフすると、無効電流経路が遮断される。制御部３２０は、スイッチＳ５にオフ信号を供給することにより無効電流経路を遮断する。

無効電流経路を流れる電流は、負荷駆動に寄与しない無効電流である。この無効電流が大きければ大きいほど、電力損失が大きくなる。一般に、導体での導通損Ｗは、無効電流Ｉと、Ｌ素子及びＣ素子に内在するＲ成分とを用いて、Ｗ＝Ｉ^２×Ｒにより表せられる。Ｗ＝Ｉ^２×Ｒによれば、無効電流Ｉが多いほど、その２乗で電力損失Ｗが増えることになる。従って、無効電流を必要最小限にすることにより、効率を高めることができる。

スイッチＳ５をオフして無効電流経路（Ｃ３及びＬ３の経路）を遮断すると、電力変換装置３００は、右側回路の電流がＣ２、Ｌ２、負荷回路３０の経路だけとなる。これは、交流電源Ｖａｃの電圧ＶＳ１の実効値（入力電圧実効値）が２００Ｖの場合、スイッチＳ５をオフすると、電力変換装置３００の回路における各部の波形は、図２に示す波形となることを意味する。図２に示す波形は、ＺＶＳマージンを適正に保つことにより無効電流による損失をなくし、２００Ｖの交流電源に接続した場合に効率のよい電力変換を実現できることを示す。

ただし、電力変換回路３１０は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が１００Ｖである場合、図３に示すように、ＺＶＳマージンを適正に保つことができない。交流電源Ｖａｃが１００Ｖである場合、電力変換装置３００は、スイッチＳ５をオンして無効電流経路を有効にすることで図４に示す動作が実現でき、ＺＶＳマージンを保てる。

すなわち、電力変換回路３００は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値に応じてスイッチＳ５をオンオフすることで、種々の交流電源の電圧に対応した効率の良い電力変換を実現できる。電力変換装置３００の制御部３２０は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値に応じてスイッチＳ５をオンオフする制御機能を有する。

図８は、第２実施形態に係る電力変換装置３００の制御部３２０の構成例を示すブロック図である。
図８に示すように、電力変換装置３００の制御部３２０は、図６に示す第１実施形態で説明した電力変換装置１００の制御部１２０に電圧区分判定部４０１を追加した構成を有する。なお、図８に示す構成において、図６に示す構成と同様なものについては同一箇所に同一符号を付して詳細な説明を省略するものとする。

電圧区分判定部４０１は、交流電圧検出部１０１が検出する交流電源Ｖａｃから印加される電圧ＶＳ１の実効値（入力電圧実効値）によりスイッチＳ５のオンオフを判定する。電圧区分判定部４０１は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が無効電流経路の不要な値であるか否かによりスイッチＳ５をオフするか否かを判定する。電圧区分判定部４０１は、電圧値ＶＳ１によりスイッチＳ５をオフすると判定した場合にはスイッチＳ５にオフを指示する制御信号を出力する。例えば、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が２００Ｖである場合、電圧区分判定部４０１は、スイッチＳ５をオフさせる制御信号を出力し、スイッチＳ５をオフの状態で保持する。また、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が１００Ｖであると検知した場合、電圧区分判定部４０１は、スイッチＳ５をオンのままとする。

また、交流電源Ｖａｃの電圧値ＶＳ１の実効値が想定する電圧値よりも低い場合にＺＶＳが不成立となる事象が発生するものと考えられる。このため、電圧区分判定部４０１は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が所定の閾値以上か否かによりスイッチＳ５をオフするかオンするかを判定するようにして良い。電圧区分判定部４０１は、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が所定閾値以上の場合にはスイッチＳ５をオフに保持し、交流電源Ｖａｃの入力電圧実効値が所定閾値未満である場合にはスイッチＳ５をオンに保持する。

図９は、第２実施形態に係る電力変換装置の変形例を示す。
図９に示す電力変換装置５００は、インバータ回路を応用して絶縁の直流電圧を発生させる回路を含む。電力変換装置５００は、例えば、スイッチング電源に応用できる。
電力変換装置５００の電力変換回路５１０は、図７に示す電力変換装置３００の電力変換回路３１０の構成に加えて、トランスＴ、ダイオードＤ１、Ｄ２、第４キャパシタＣ３を有する。また、電力変換装置５００は、制御部３２０に代えて制御部５２０を有する。電力変換装置５００において、第２キャパシタＣ２、第２インダクタＬ２、トランスＴ、ダイオードＤ１、Ｄ２、第４キャパシタＣ３、および、負荷電圧検出部１０５は、ＬＬＣ回路５１１を構成する。
なお、図９において、図７に示す回路と同様な構成については、同一箇所に同一符号を付して詳細な説明を省略するものとする。

第２キャパシタＣ２と第２インダクタＬ２とトランスＴ１の１次巻線Ｔｐとは、スイッチＳ２のドレインとソースとの間に、直列に接続する。トランスＴ１の２次巻線Ｔｓは、中央タップのある巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２で構成する。ダイオードＤ１及びＤ２は、それぞれ巻線Ｔｓ１、Ｔｓ２に流れる電流を交互に整流する向きに接続する。第３キャパシタＣ３は、ダイオードＤ１及びＤ２により整流した電流を蓄える。第４キャパシタＣ４は、両端を負荷回路３０に接続する。

負荷電圧検出部１０５は、第４キャパシタＣ４の両端電圧としての出力電圧（負荷電圧）ＶＳ３を検出する。なお、負荷電圧検出部１０５は、負荷回路３０への出力状況を検出できるものであれば良い。例えば、負荷電圧検出部１０５は、電流を検出するものに置き換えても良いし、電力を検出するものに置き換えても良い。

電力変換装置５００は、トランスＴの巻数比を調整することにより、出力電圧を任意に変えることができる。例えば、第１キャパシタＣ１の両端電圧が４００Ｖである場合、トランスＴの１次巻線Ｔｐに対して２次巻線Ｔｓの比を十分に小さくすると、例えば２４Ｖ出力を取り出すことができる。出力電圧にはリップル分が含まれる。このため、精密なレギュレーションが必要な場合、負荷電圧検出部１０５の検出信号ＶＳ３を制御部５２０にフィードバックする。出力電圧の値としての検出信号ＶＳ３をフィードバックすることにより、制御部５２０は、出力電圧を安定化する制御が可能となる。

なお、図９に示すようなＬＬＣ回路５１１は、図１に示すような第１実施形態に係る電力変換装置１００の回路に設けても良い。電力変換装置１００にＬＬＣ回路を設けた場合も、ＬＬＣ回路は、上述したような動作が可能である。
また、上述した実施形態では、負荷回路としてＬＬＣ回路を採用した例を説明したが、負荷回路は、これに限定するものではない。負荷回路は、高周波電圧を利用して電力を伝達するものであれば何でもよい。

また、上記第１及び第２実施形態の説明は一例を示したものであって、上述した構成に限定するものではない。
例えば、ＰＷＭ生成方法として三角波を用いた場合を説明したが、この方法に限定するものではなく、例えば鋸波を用いて生成してもかまわない。
また、入力電流目標値として交流電源電圧を正弦波と見立ててこれに相似形の電流になるような制御論理を記載したが、これに限るものではなく、例えば制御ブロック内部で独自に基準正弦波を生成してもよい。
また、上述の実施形態においては、スイッチＳ３、Ｓ４の駆動信号は周波数変調により生成するものとして説明したが、周波数変調にさらに若干のパルス幅変調を加味してもよい。例えば、Ｕ点の平均電圧が高い場合にはＶ点の平均電圧が下がるように時比率を変動させると、交流電源の電圧に対する許容範囲をより広くできる。

また、第２実施形態に係る電力変換装置は、上記第１実施形態に係る電力変換装置の機能に加えて、さらに、無効電流経路をオンオフする遮断スイッチを有し、接続された交流電源の電圧値に応じて遮断スイッチをオンオフする。これにより、第２実施形態に係る電力変換装置によれば、交流電源の電圧値に応じて無効電流経路をオンオフすることができ、交流電源の電圧値に適した効率の良い動作を実現できる。

すなわち、第２実施形態によれば、交流電源の電圧値が想定する電圧値（例えば２００Ｖ）より低い場合には無効電流経路によりＺＶＳを保証した高効率スイッチング条件で動作できる。さらに、第２実施形態によれば、交流電源の電圧値が想定する電圧値である場合には無効電流経路を遮断することによりさらに高効率で動作できる。これらの結果、第２実施形態によれば、低コスト化又は小型化に寄与する簡素な回路構成で高効率の複数種類の電圧値に対応した電力変換装置（例えば、１００Ｖ、２００Ｖ兼用の電力変換装置）を提供できる。

上述した実施形態によれば、電力変換装置は、交流電力を別の電圧の直流電力に変換する電力変換回路と制御手段で構成する。制御手段は、電力変換回路を流れる回路電流と交流電源の電圧とに基づいて、パルス信号を第１スイッチと第２スイッチとに交流電源電圧極性に応じて交互にパルス幅変調制御する。同時に、制御手段は、第３スイッチと第４スイッチとを周波数変調制御する。さらに、得られた周波数変調後の矩形電圧をもとに動作する負荷回路と無効電流が流れる経路を設け、第３および第４スイッチはＺＶＳ動作する。

これにより、実施形態に係る電力変換装置は、高効率の電力変換ができる。この結果として、本実施形態に係る電力変換装置は、簡素な回路構成で交流電源から電力を取り出し絶縁された負荷へ電力を供給でき、さらに、変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を図ることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００、３００、５００…電力変換装置、１１０、３１０、５１０…電力変換回路、１２０、３２０、５２０…制御部、Ｃ１…第１キャパシタ、Ｃ２…第２キャパシタ、Ｃ３…第３キャパシタ、Ｃ４…第４キャパシタ、Ｌ１…第１インダクタ、Ｌ２…第２インダクタ、Ｌ３…第３インダクタ、Ｓ１…第１スイッチ、Ｓ２…第２スイッチ、Ｓ３…第３スイッチ、Ｓ４…第４スイッチ、Ｓ５…第５スイッチ（遮断スイッチ）、Ｔ…トランス、Ｔｐ…１次巻線、Ｔｓ…２次巻線。

Claims (5)

1. 第１スイッチと第２スイッチとを直接接続し、第３スイッチと第４スイッチとを直列接続し、前記第１スイッチと前記第３スイッチとを接続するとともに前記第２スイッチと前記第４スイッチとを接続して閉ループを形成し、前記第３スイッチと第４スイッチとの直列接続の両端に第１キャパシタを接続し、
   交流電源と第１インダクタとの直列接続を、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの接続点と前記第３スイッチ及び前記第４スイッチの接続点との間に接続し、
   負荷回路と第２キャパシタと第２インダクタとの直列接続を、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記第１キャパシタの一端との間に接続し、
   第３キャパシタと第３インダクタとの直列接続を、前記第２キャパシタと前記第２インダクタと前記負荷回路とからなる直列接続に並列接続する電力変換回路と、
   前記交流電源に流れる電流が電圧と同位相の正弦波になるようにパルス幅を変調した駆動信号で前記第１及び第２スイッチを制御し、前記負荷回路に印加する電圧が一定になるように周波数変調した駆動信号で前記第３及び第４スイッチを制御する制御部と、
   を具備する電力変換装置。
2. さらに、前記第３キャパシタと前記第３インダクタとを直列接続した電流の経路を遮断する遮断スイッチを有し、
   前記制御部は、前記交流電源からの入力電圧実効値に応じて前記遮断スイッチをオン状態で保持またはオフ状態で保持するかの制御を行う、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記交流電源からの入力電圧実効値が閾値以上であるか否かを判断し、前記入力電圧実効値が前記閾値以上であると判断した場合には前記遮断スイッチをオフし、前記入力電圧実効値が前記閾値未満であると判断した場合には前記遮断スイッチをオンする、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. さらに、前記交流電源に流れる電流を検出する第１電流検出部と、
   前記負荷回路に流れる電流と前記第３インダクタに流れる電流との総和を検出する第２電流検出部と、を有し、
   前記制御部は、前記第３スイッチまたは前記第４スイッチをオンするタイミングにおいて、前記第２電流検出部が検出する第２電流絶対値より前記第１電流検出部が検出する第１電流絶対値が大きい場合には、前記第１、２、３及び４スイッチの動作を停止させる、
   請求項１乃至３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. さらに、前記交流電源に流れる電流を検出する第１電流検出部と、
   前記負荷回路に流れる電流と前記第３インダクタに流れる電流との総和を検出する第２電流検出部と、を有し、
   前記制御部は、前記第２電流検出部が検出する第２電流絶対値より前記第１電流検出部が検出する第１電流絶対値が大きい事を所定回数以上検出した場合、前記第１、２、３及び４スイッチの動作を停止させる、
   請求項１乃至３の何れか１項に記載の電力変換装置。