JP6048150B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁型スイッチング電源装置に関する。

絶縁型スイッチング電源装置においては、同期整流器の駆動、過電流保護、及び並列運転時における出力電流バランスの確保等を目的として、トランスの１次巻線電流、または２次巻線電流を測定する必要が生じる。

また、絶縁型スイッチング電源装置の電力変換回路のトポロジーには、トランスの１次巻線、または２次巻線と直列に共振インダクタが接続されて構成されるものがある。

図５は、従来例である特許第４２６４８３７号である。従来例の電力変換回路にはトランスの１次巻線と直列に共振インダクタが接続されたＬＬＣ共振ハーフブリッジコンバータのトポロジーが採用されている。ＬＬＣ共振ハーフブリッジコンバータにおけるトランスの１次巻線電流は、２次巻線電流に比例する成分と、励磁電流成分との合算によって構成されるため、１次巻線電流の測定値から励磁電流相当分を減算して算出した２次巻線電流に応じて同期整流器（７、８）を駆動している。

従来例の絶縁型スイッチング電源装置９００は、直流電源(１)に接続されて１次側回路を構成する少なくとも１つの主スイッチング素子(２、３)及びトランス(４)の１次巻線(４ａ)と、トランス(４)の１次巻線(４ａ)に電磁的に結合する２次巻線(４ｂ、４ｃ)と負荷との間に接続され２次側回路を構成する少なくとも１つの整流素子である同期整流器(７、８)と、１次側回路に流れる電流(ＩＱ１、ＩＱ２)を測定する電流測定手段(５１)と、バイアス電圧(ＶＳＢ１、ＶＳＢ２)を発生するバイアス手段(５３，５４)と、トランス(４)の励磁電流に対応する電圧に比例する傾斜信号(ＶＲＰ)を発生する傾斜信号発生手段と、電流測定手段(５１)の測定電圧(ＶＤＴ)がバイアス手段(５３、５４)のバイアス電圧(ＶＳＢ１、ＶＳＢ２)と傾斜電圧発生手段の傾斜信号(ＶＲＰ)との重畳信号の電圧を超えたとき、同期整流器(７、８)を駆動する比較手段(５５、５７)とを備え、主スイッチング素子(２、３)のスイッチング動作に同期して同期整流器(７、８)を駆動することにより２次側回路から負荷に直流出力(Ｖｏ)を供給する。

これにより、２次側回路に流れる整流出力電流(ＩＳ１、ＩＳ２)に比例して同期整流器(７、８)が駆動されるため、無用な循環電流による電力損失が発生しない。このため、２次側回路を構成する同期整流器(７、８)で発生する電力損失を最小限に抑制して同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率を向上することができる。

その他の従来例として、特許第４４４９４６１号やＵＳ２０１０／００８５７８２Ａ１においてもトランスの１次巻線と直列に共振インダクタが接続されたＬＬＣ共振ハーフブリッジコンバータのトポロジーにおいて、１次巻線電流の測定値から励磁電流相当分を減算して算出した２次巻線電流に応じて同期整流器を駆動する回路構成が開示されている。

特許第４２６４８３７号公報 特許第４４４９４６１号公報 ＵＳ２０１０／００８５７８２Ａ１

従来例の特許第４２６４８３７号公報、及び特許第４４４９４６１号公報ではカレントトランスを用いてトランスの１次巻線電流を検出しているが、カレントトランスを大電流の流れる経路に挿入すると、カレントトランスの巻線部分や端子部分、基板との接触抵抗等によって導通損失が発生する。ＵＳ２０１０／００８５７８２Ａ１に開示されるように、電流検出用の抵抗で１次巻線電流を検出すると、導通損失は更に大きくなる。また、カレントトランスは比較的大型で価格の高い部品なので、絶縁型スイッチング電源装置の小型化や低コスト化の観点からは好ましくない。

本発明に係る第１の局面における絶縁型スイッチング電源装置は、少なくとも１次巻線及び２次巻線を備える第１のトランスと、励磁インダクタンスが共振インダクタとして作用する第２のトランスと、を備え、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、入力電源からの入力電圧を前記スイッチング素子でスイッチングして第１のトランスの１次巻線に入力する１次回路と、少なくとも１つ以上の整流素子を備え、第１のトランスの２次巻線から出力された出力電圧を整流平滑して直流電圧を出力する２次回路と、を備えた絶縁型スイッチング電源装置であって、第１のトランスの１次巻線または２次巻線と直列に第２のトランスの１次巻線が接続され、第２のトランスの補助巻線電圧から第１のトランスの１次巻線電流または２次巻線電流の微分値を検出して積分し、第１のトランスの１次巻線または２次巻線の電流値を算出する電流測定回路を、備える。

本発明の第２の局面における絶縁型スイッチング電源装置は、少なくとも１次巻線及び２次巻線を備える第１のトランスと、励磁インダクタンスが共振インダクタとして作用する第２のトランスと、を備え、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、入力電源からの入力電圧を前記スイッチング素子でスイッチングして前記第１のトランスの１次巻線に入力する１次回路と、少なくとも１つ以上の整流素子を備え、第１のトランスの２次巻線から出力された出力電圧を整流平滑して直流電圧を出力する２次回路と、を備えた絶縁型スイッチング電源装置であって、第１のトランスの１次巻線と直列に第２のトランスの１次巻線が接続され、第１のトランスのいずれかの巻線の出力電圧から第１のトランスの励磁電流の微分値を検出し、第２のトランスの補助巻線電圧から第１のトランスの１次巻線電流の微分値を検出し、第１のトランスの１次巻線電流の微分値から、第１のトランスの励磁電流の微分値を減算した値を積分し、第１のトランスの２次巻線の電流値を算出する電流測定回路を、備える。

好ましくは、第１および第２の局面における絶縁型スイッチング電源装置は、電流測定回路を同期整流器の駆動回路に適用し、電流測定回路で測定した２次巻線の電流値からそれぞれの同期整流器に順方向電流が流れる期間を判断し、順方向電流が一定値以上流れる期間に同期整流器をオン状態に駆動し、その他の期間はオフ状態に保持するものである。

あるいは、第１および第２の局面における絶縁型スイッチング電源装置は、電流測定回路を過電流保護回路に適用し、電流測定回路で測定した１次巻線または２次巻線電流値から絶縁型スイッチング電源装置の出力電流を算出し、出力電流の算出値が一定値以上の場合に保護動作を行うのが好ましい。

また、第１および第２の局面における絶縁型スイッチング電源装置は、電流測定回路を、絶縁型スイッチング電源装置を複数並列接続した電力供給システムに適用し、電流測定回路で測定した１次巻線または２次巻線電流値から複数の絶縁型スイッチング電源装置のそれぞれの出力電流を算出し、複数の絶縁型スイッチング電源装置のそれぞれの出力電流をバランスさせるのが好ましい。

本発明は、カレントトランスや電流検出用の抵抗を用いないので、電流測定によって導通損失が増加しない。比較的大型で価格の高いカレントトランスを使用しないので、絶縁型スイッチング電源装置の小型化や低コスト化を実現できる。

また、１次回路で検出した検出値から励磁電流の影響を除去して２次巻線電流値を算出する場合に、１つの積分回路で計算できるので、回路構成を簡略化できる。

本発明の第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１００の回路構成である。 図１に示した絶縁型スイッチング電源装置１００の動作波形である。 本発明の第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置２００の回路構成である。 図３に示した絶縁型スイッチング電源装置２００の動作波形である。 特許文献１に係る絶縁型スイッチング電源装置９００の回路構成である。

［第１実施形態］
図１に、第１実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１００の回路構成を示す。第１実施形態は、絶縁型スイッチング電源装置１００に電流測定回路ＣＲｍｓｒを用いて、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２を最適なタイミングで駆動するものである。ここでは絶縁型スイッチング電源装置１００として、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げて説明する。

図１において、Ｖｉｎは直流入力電源であり、Ｑ１、Ｑ２はスイッチング素子であり、ＣＮＴ１は１次側制御回路である。Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６はコンデンサである。Ｔ１は第１のトランスであり、Ｎｐ１は１次巻線、Ｎｓ１は２次巻線である。Ｔ２は第２のトランスであり、Ｎｐ２は１次巻線、Ｎａ２は補助巻線である。ＳＲ１、ＳＲ２は同期整流器である。Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９は抵抗である。ＩＳＯ１は誤差信号伝送回路である。Ｌ１はインダクタである。ＬＤ１は負荷装置である。Ｖｒｅｆ１は基準電圧源である。ＣＭＰ１、ＣＭＰ２はコンパレータであり、ＤＲＶ１、ＤＲＶ２は同期整流器駆動回路である。Ｉｐｒｉは第１のトランスＴ１の１次巻線電流であり、Ｉｓｅｃは第１のトランスＴ１の２次巻線電流である。ＣＲｍｓｒは電流検出回路である。Ｖｍ１は電流測定回路ＣＲｍｓｒの出力である第１の測定電圧であり、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電圧を抵抗で分圧してそれぞれ形成した第１、第２、第３の直流電圧である。第１実施形態では、第１、第２、第３の直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の関係を式１のように設定する。

Ｖ２ ＞ Ｖ１ ＞ Ｖ３ ・・・（式１）
第１実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換回路は、１次側がアクティブクランプ、２次側が倍電圧整流で構成される。第１のトランスＴ１の２次巻線Ｎｓ１と直列に第２のトランスＴ２の１次巻線Ｎｐ２が接続され、第２のトランスＴ２の励磁インダクタンスが共振インダクタとして作用して第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃの変化を抑制する。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、１次側制御回路ＣＮＴ１によって、図２に示すような相補的タイミングで駆動される。同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２は、電流測定回路ＣＲｍｓｒによって測定された第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃに応じて、図２に示すような相補的タイミングで駆動される。

誤差信号伝送回路ＩＳＯ１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電圧とを比較して誤差信号を形成し、１次側制御回路ＣＮＴ１に伝送する。１次側制御回路ＣＮＴ１は、誤差信号に応じてスイッチング素子Ｑ１のデューティーを可変することで出力電圧を一定値に制御する。

第１実施形態において、第２のトランスＴ２の１次巻線Ｎｐ２の両端電圧は第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃの微分値に比例するため、第２のトランスＴ２の補助巻線Ｎａ２の両端電圧も第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃの微分値に比例する。従って、第２のトランスＴ２の補助巻線Ｎａ２の両端電圧Ｖｎａ０をコンデンサＣ６と抵抗Ｒ５によるＣＲ積分回路で積分すると、第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃに比例する電流比例電圧が得られる。

Ｉｓｅｃ＝∫（Ｋ０・Ｖｎａ０）ｄｔ・・・（式１ａ）
Ｋ０は第１のトランスＴ１の励磁インダクタンス、共振インダクタンス（＝第２のトランスＴ２の励磁インダクタンス）や各トランスの巻き数比によって定まる比例定数である。

コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２に単電源コンパレータを用いるには、比較入力電圧が正の値である必要がある。そのため、電流比例電圧に第１の直流電圧Ｖ１を加算して第１の測定電圧Ｖｍ１を形成する。第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃに対する電流比例電圧の比例定数をＫ１とおくと、第１の測定電圧Ｖｍ１は以下の式２で表わされる。

Ｖｍ１＝Ｋ１・Ｉｓｅｃ＋Ｖ１ ・・・（式２）
ただし、Ｉｓｅｃの単位をＡとすると、
Ｋ１≒（Ｌｎｐ２［Ｈ］・Ｎａ２［Ｔ］）／Ｃ６［Ｆ］・Ｒ５［Ω］・Ｎｐ２［Ｔ］）であり、Ｌｎｐ２はＮｐ２の励磁インダクタンスである。

第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃは、第１の測定電圧Ｖｍ１が第１の直流電圧Ｖ１より小さい期間には、Ｎｓ１、Ｎｐ２、ＳＲ１の順の経路で流れ、反対に第１の測定電圧Ｖｍ１が第１の直流電圧Ｖ１より大きい期間には、ＳＲ２、Ｎｐ２、Ｎｓ１の順の経路で流れる。第１の測定電圧Ｖｍ１が第１の直流電圧Ｖ１より小さい期間では、同期整流器ＳＲ１に順方向電流が流れ、第１の測定電圧Ｖｍ１が第１の直流電圧Ｖ１より大きい期間では、同期整流器ＳＲ２に順方向電流が流れることから、第１の測定電圧Ｖｍ１の変化に応じて同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２の最適な駆動タイミングを判断することが可能となる。

第１の測定電圧Ｖｍ１と第３の直流電圧Ｖ３をコンパレータＣＭＰ１で比較し、第１の測定電圧Ｖｍ１が直流電圧Ｖ３より小さくなる期間のみ同期整流器ＳＲ１をオン状態に駆動し、その他の期間はオフ状態に保持するように駆動すると、同期整流器ＳＲ１は、順方向電流が （Ｖ１−Ｖ３）／Ｋ１ より大きい期間のみオン状態に駆動され、その他の期間はオフ状態に保持される。同様に、第１の測定電圧Ｖｍ１と第２の直流電圧Ｖ２をコンパレータＣＭＰ２で比較し、第１の測定電圧Ｖｍ１が直流電圧Ｖ２より大きくなる期間のみ同期整流器ＳＲ２をオン状態に駆動し、その他の期間はオフ状態に保持するように駆動すると、同期整流器ＳＲ２は、順方向電流が （Ｖ２−Ｖ１）／Ｋ１ より大きい期間のみオン状態に駆動され、その他の期間はオフ状態に保持される。

第１実施形態では、一定値以上の順方向電流が流れる期間のみに同期整流器をオン状態に駆動するので、軽負荷時には同期整流器にオフ状態を維持する動作になり、同期整流器の駆動損失を低減できる。また、重負荷時においても、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２が共にオフするデッドタイムが自然に形成されるので、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２の同時オンによる短絡電流の発生を防ぐことができる。

［第２実施形態］
図３に、第２実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置２００の回路構成を示す。第２実施形態は、１次回路と２次回路の両方に電流測定回路ＣＲｍｓｒを用いた絶縁型スイッチング電源装置２００である。ここでも絶縁型スイッチング電源装置２００として、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げて説明する。

１次回路では、電流測定値を基に過電流保護の作動／停止を判断し、また、並列運転する他の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとの間で出力電流がバランスするように制御する。２次回路では、それぞれの同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２に順方向電流が流れる期間を算出し、順方向電流が一定値以上流れる期間に同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２をオン状態に駆動し、その他の期間はオフ状態に保持するように同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２を駆動する。

第２実施形態において、Ｖｉｎは直流入力電源であり、Ｑ１、Ｑ２はスイッチング素子であり、ＣＮＴ１は１次側制御回路であり、ＯＣＰは１次側制御回路ＣＮＴ１の内部における過電流保護回路であり、ＩＮＴは１次側制御回路ＣＮＴ１の内部における積分回路である。Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２，Ｒ１３は抵抗である。Ｃ１、Ｃ２、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７はコンデンサである。Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５はダイオードである。ＡＭＰ１はオペアンプである。Ｃｂａｌは電流バランス端子である。並列運転する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、互いの電流バランス端子Ｃｂａ１を接続することにより、電流バランスを改善できる。Ｔ１は第１のトランスであり、Ｎｐ１は１次巻線、Ｎｓ１およびＮｓ２は第１、第２の２次巻線、Ｎａ１は補助巻線である。Ｔ２は第２のトランスであり、Ｎｐ２は１次巻線、Ｎａ２およびＮａ３は補助巻線である。ＳＲ１、ＳＲ２は同期整流器である。ＩＳＯ１は誤差信号伝送回路である。ＬＤ１は負荷装置である。Ｖｒｅｆ１は基準電圧源であり、ＣＭＰ１、ＣＭＰ２はコンパレータであり、ＤＲＶ１、ＤＲＶ２は同期整流器駆動回路である。Ｉｐｒｉは第１のトランスＴ１の１次巻線電流であり、Ｉｓｅｃは第１のトランスＴ１の２次巻線電流である。ＣＲｍｓｒは電流検出回路である。Ｖｍ１は電流測定回路ＣＲｍｓｒの第１の測定電圧であり、Ｖｍ２は電流測定回路ＣＲｍｓｒの第２の測定電圧であり、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電圧を抵抗で分圧してそれぞれ形成した第１、第２、第３の直流電圧である。

第２実施形態の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換回路は、ＬＬＣ共振ハーフブリッジコンバータのトポロジーで構成される。第１のトランスＴ１の１次巻線Ｎｐ１と直列に第２のトランスＴ２の１次巻線Ｎｐ２が接続され、第２のトランスＴ２の励磁インダクタンスが共振インダクタとして作用する。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、１次側制御回路ＣＮＴ１によって、図４に示すような相補的タイミングで駆動される。同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２は、電流測定回路ＣＲｍｓｒによって測定された第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃに応じて、図４に示すような相補的タイミングで駆動される。誤差信号伝送回路ＩＳＯ１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電圧とを比較して誤差信号を形成し、１次側制御回路ＣＮＴ１に伝送する。１次側制御回路ＣＮＴ１は、誤差信号に応じてスイッチング周波数を可変することで出力電圧を一定値に制御する。

第２実施形態において、第２のトランスＴ２の１次巻線Ｎｐ２の両端電圧は第１のトランスＴ１の１次巻線電流Ｉｐｒｉの微分値に比例するため、第２のトランスＴ２の補助巻線Ｎａ２の両端電圧Ｖｎａ２も第１のトランスＴ１の１次巻線電流Ｉｐｒｉの微分値に比例する。一方で第１のトランスＴ１の補助巻線Ｎａ１の出力電圧Ｖｎａ１は第１のトランスＴ１の励磁電流の微分値に比例する。また、第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃは第１のトランスＴ１の１次巻線電流Ｉｐｒｉから、第１のトランスＴ１の励磁電流を減算した値に比例する。以上から、第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃを以下の式３で算出できる。

Ｉｓｅｃ＝∫（Ｋ２・Ｖｎａ２−Ｋ３・Ｖｎａ１）ｄｔ・・・（式３）
Ｋ２、Ｋ３は第１のトランスＴ１の励磁インダクタンス、共振インダクタンス（＝第２のトランスＴ２の励磁インダクタンス）や各トランスの巻き数比によって定まる比例定数である。従って、図３に示すように、第２のトランスＴ２の補助巻線Ｎａ２に対して、第１のトランスＴ１の補助巻線Ｎａ１を減算するような極性で抵抗Ｒ５、Ｒ１１を介して接続し、Ｒ５、Ｒ１１の抵抗値が、
Ｒ５・Ｖｎａ１＝Ｒ１１・Ｖｎａ２・・・（式４）
となるように設定する。第１の測定電圧Ｖｍ１は、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２に単電源コンパレータを採用できるように第１の直流電圧Ｖ１を加算して以下の式５のように形成する。

Ｖｍ１＝Ｋ１・Ｉｓｅｃ＋Ｖ１ ・・・（式５）
第２実施形態では、第１、第２、第３の直流電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の関係を以下の式６のように設定する。

Ｖ２ ＞ Ｖ１ ＞ Ｖ３ ・・・（式６）
従って、コンパレータＣＭＰ１にて第１の測定電圧Ｖｍ１と直流電圧Ｖ３を比較し、コンパレータＣＭＰ２にて第１の測定電圧Ｖｍ１と直流電圧Ｖ２を比較することによって、図４に示すように、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２を一定値以上の順方向電流が流れる期間にオン状態、その他の期間はオフ状態になるよう駆動タイミングを判断することが可能である。第１実施形態と同様に、軽負荷時には同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２にオフ状態を維持する動作になり、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２の駆動損失を低減できる。また、重負荷時においても、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２が共にオフするデッドタイムが自然に形成されるので、同期整流器ＳＲ１、ＳＲ２の同時オンによる短絡電流の発生を防ぐことができる。

第２実施形態では、第２のトランスＴ２の補助巻線Ｎａ３においても第１のトランスＴ１の１次巻線電流Ｉｐｒｉの微分値に比例する電圧を検出した後、その電圧を抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ７で積分している。更に、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４で構成するブリッジダイオードで整流して正の電圧に変換することで、図４に示すように第１のトランスＴ１の２次巻線電流Ｉｓｅｃに相似した波形の第２の測定電圧Ｖｍ２を得ている。第２の測定電圧Ｖｍ２を入力する１次側制御回路ＣＮＴ１は、内部に過電流保護回路ブロックＯＣＰを備え、第２の測定電圧Ｖｍ２のピーク値、または平均値が一定の基準値を超過すると、スイッチング周波数を高くするか、デューティーを狭めるか、またはスイッチング動作を停止することによって出力電流を抑制する保護動作を行う。

更に、１次側制御回路ＣＮＴ１は、内部に積分回路ＩＮＴを備え、第２の測定電圧Ｖｍ２を積分して絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータと呼ぶ）の出力電流に略比例する直流電圧を出力する。並列運転するコンバータの互いの電流バランス端子Ｃｂａｌを接続すると、電流分担の最も大きいコンバータでのみダイオードＤ５が導通し、電流バランス端子Ｃｂａｌには電流分担の最も大きいコンバータの第２の測定電圧Ｖｍ２の積分電圧が反映される。オペアンプＡＭＰ１は、第２の測定電圧Ｖｍ２の積分電圧と電流バランス端子Ｃｂａｌにおける電圧とを比較し、第２の測定電圧Ｖｍ２の積分電圧が電流バランス端子Ｃｂａｌにおける電圧より小さい場合は、出力電流の分担が過小と判断する。出力電流の分担が過小と判断すると、フィードバック信号に信号を加算して出力電圧を増加させることで、電流バランスを改善する。

なお、本発明は前述した以外にも多くの応用例に展開可能である。例えば、第１、第２実施形態では、ＲＣフィルターを用いて積分回路を構成しているが、デジタル制御回路を用い、Ａ／Ｄコンバータによって検出電圧値をサンプリングした後に数値計算によって積分しても良い。また、第１、第２実施形態では、入力電源は直流入力であるが、交流入力に対応した絶縁ブリッジレスＰＦＣコンバータに本発明の電流検出回路を適用し、トランスの２次巻線電流に応じて同期整流器を駆動しても良い。また、第１、第２実施形態では、制御回路を１次側に配置しているが、第１のトランスの１次巻線と直列に第２のトランスの１次巻線を接続し、かつ、制御回路と第２のトランスの補助巻線を２次側に配置し、第２のトランスの補助巻線積分電圧から第１のトランスの１次巻線電流を測定しても良い。更に、第１のトランスと第２のトランスを完全に独立した２個の磁性部品ではなく、複合化した１個の磁性部品として構成しても良い。

１００、２００・・・絶縁型スイッチング電源装置
Ｖｉｎ・・・直流入力電源（DC-input power supply）
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２，Ｒ１３・・・抵抗（resistor）
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７・・・コンデンサ（capacitor）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５・・・ダイオード（diode）
Ｑ１、Ｑ２・・・スイッチング素子（switching element）
ＣＮＴ１・・・１次側制御回路（primary control circuit）
ＯＣＰ・・・過電流保護回路（over current protection circuit）
ＩＮＴ・・・積分回路（integration circuit）
ＳＲ１、ＳＲ２・・・同期整流器（synchronous rectifier）
ＩＳＯ１・・・誤差信号伝送回路（error signal transmission circuit）
Ｌ１・・・インダクタ（inductor）
ＬＤ１・・・負荷装置（load apparatus）
Ｖｒｅｆ１・・・基準電圧源（reference voltage source）
ＡＭＰ１・・・オペアンプ（operational amplifier）
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２・・・コンパレータ（comparator）
ＤＲＶ１、ＤＲＶ２・・・同期整流器駆動回路（synchronous rectifier driving circuit）
Ｃｂａｌ・・・電流バランス端子（Current balance terminal）
Ｔ１・・・第１のトランス（first transformer）
Ｎｐ１・・・1次巻線（primary coil）
Ｎｓ１、Ｎｓ２・・・２次巻線（secondary coil）
Ｎａ１・・・補助巻線（auxiliary coil）
Ｉｐｒｉ・・・１次巻線電流（primary coil current）
Ｉｓｅｃ・・・２次巻線電流（secondary coil current）
Ｔ２・・・第２のトランス（second transformer）
Ｎｐ２・・・1次巻線（primary coil）
Ｎａ２、Ｎａ３・・・補助巻線（auxiliary coil）
ＣＲｍｓｒ・・・電流測定回路（Current measurement circuit）
Ｖｍ１・・・第１の測定電圧（first measured voltage value）
Ｖ１・・・第１の直流電圧（first DC voltage）
Ｖ２・・・第２の直流電圧（second DC voltage）
Ｖ３・・・第３の直流電圧（third DC voltage）

Claims (4)

1. 少なくとも１次巻線及び２次巻線を備える第１のトランスと、
   励磁インダクタンスが共振インダクタとして作用する第２のトランスと、を備え、
   少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、入力電源からの入力電圧を前記スイッチング素子でスイッチングして前記第１のトランスの１次巻線に入力する１次回路と、
   少なくとも１つ以上の整流素子を備え、前記第１のトランスの２次巻線から出力された出力電圧を整流平滑して直流電圧を出力する２次回路と、を備えた絶縁型スイッチング電源装置において、
   前記第１のトランスの１次巻線と直列に前記第２のトランスの１次巻線が接続され、
   前記第１のトランスのいずれかの巻線の出力電圧から前記第１のトランスの励磁電流の微分値を検出し、前記第２のトランスの補助巻線電圧から前記第１のトランスの１次巻線電流の微分値を検出し、
   前記第１のトランスの１次巻線電流の微分値から、前記第１のトランスの励磁電流の微分値を減算した値を積分し、
   前記第１のトランスの２次巻線の電流値を算出する電流測定回路を、
   備えた、絶縁型スイッチング電源装置。
2. 前記電流測定回路を同期整流器の駆動回路に適用し、
   前記電流測定回路で測定した２次巻線の電流値からそれぞれの前記同期整流器に順方向電流が流れる期間を判断し、前記順方向電流が一定値以上流れる期間に前記同期整流器をオン状態に駆動し、その他の期間はオフ状態に保持することを特徴とする、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
3. 前記電流測定回路を過電流保護回路に適用し、
   前記電流測定回路で測定した１次巻線または２次巻線電流値から絶縁型スイッチング電源装置の出力電流を算出し、前記出力電流の算出値が一定値以上の場合に保護動作を行うことを特徴とする、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
4. 前記電流測定回路を、絶縁型スイッチング電源装置を複数並列接続した電力供給システムに適用し、
   前記電流測定回路で測定した１次巻線または２次巻線電流値から複数の絶縁型スイッチング電源装置のそれぞれの出力電流を算出し、複数の絶縁型スイッチング電源装置のそれぞれの出力電流をバランスさせることを特徴とする、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。

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