JP2015126638A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータを有する２コンバータ方式で、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置について、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにする。【解決手段】負荷モード設定信号Ｓ１が軽負荷運転を指示するときに力率改善回路１が機能停止されるように構成され、かつＤＣ−ＤＣコンバータ２はメインのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときにメインのスイッチング素子Ｑ２の動作を停止させるように構成されている。負荷モード設定信号Ｓ１が重負荷モードのときに過電流検出ポイントを大きくする一方、負荷モード設定信号Ｓ１が軽負荷モードのときに過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路５を設けてある。【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータを有する２コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに力率改善回路が機能停止されるように構成され、ＤＣ−ＤＣコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときにメインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置に関する。

交流電力の電圧と電流の位相差をφとして力率はcosφで求められる。電圧と電流の波形がいずれも正弦波で同相（φ＝０°）のときは力率cosφ＝１の理想的な状態となる。スイッチング電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの前段で直流電圧を作る平滑コンデンサにおいては、入力交流電圧が平滑コンデンサの端子電圧よりも低い期間では電流が流れず、入力交流電圧が上昇して端子電圧を超えると平滑コンデンサへの充電が始まり、電流が流れるようになる。そのため、入力電流の波形は正弦波から大きく歪んでしまい（電流波形が歪むほど力率は１から遠ざかる）、高調波電流が発生し、それが商用の交流電源側に大量に流出すると、電力の送配電設備を損傷させるなどの問題が生じる。力率改善回路は平滑コンデンサに流れ込む電流が入力交流電圧と同一位相の正弦波となるようにして力率を１に近づけ、高調波電流を低く抑える（例えば特許文献１参照）。

図５は従来のスイッチング電源装置の一例を示す。図において、Ｅ１は交流電源、ＤＢはダイオードブリッジによる全波整流回路、１は力率改善回路（ＰＦＣ）、２はＤＣ−ＤＣコンバータ、３はＰＷＭ制御回路、４は出力電圧制御回路である。力率改善回路１はチョークコイルＬ１、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１、メインのスイッチング素子Ｑ２、電流検出用の抵抗素子Ｒ１、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２を備えている。トランスＴ１の三次巻線Ｎ３に整流ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ３がＰＷＭ制御回路３の直流電源となっている。出力電圧制御回路４とＰＷＭ制御回路３とはフォトカプラＰＣ１を介してフィードバック接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側から送出される負荷モード設定信号Ｓ１によって駆動されるフォトカプラＰＣ２がＰＷＭ制御回路３にフィードバック接続されている。

次に動作を説明する。全波整流回路ＤＢは交流電源Ｅ１から入力した交流電圧を全波整流し、生成した脈流を力率改善回路１に出力する。力率改善回路１は入力した脈流電力を高力率で高安定性の直流電圧に変換しフライバック式のＤＣ−ＤＣコンバータ２に出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２はその直流電力を別の直流電圧に変換し、負荷に供給する。詳しくは次のとおりである。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２におけるメインのスイッチング素子Ｑ２はＰＷＭ制御回路３からの駆動信号によりオン／オフ制御される。すなわち、ＰＷＭ制御回路３の出力ポートＯ１から“Ｈ”レベルの駆動信号が出力される期間において、スイッチング素子Ｑ２が導通し、平滑コンデンサＣ１からの直流電流がトランスＴ１の一次巻線Ｎ１、スイッチング素子Ｑ２、電流検出用の抵抗素子Ｒ１の経路で流れ、トランスＴ１の一次巻線Ｎ１に磁気エネルギーが蓄積される。二次巻線Ｎ２は一次巻線Ｎ１とは逆極性であるため、この期間では整流ダイオードＤ２には電流は流れない。次に、ＰＷＭ制御回路３の出力ポートＯ１からの駆動信号が“Ｌ”レベルとなる期間において、メインのスイッチング素子Ｑ２が非導通となり、一次巻線Ｎ１に蓄積されていた磁気エネルギーが解放され、二次巻線Ｎ２に生じた誘導電流が整流ダイオードＤ２を流れ、平滑コンデンサＣ２を充電する。この平滑コンデンサＣ２の両端電圧が負荷に印加される。

二次側において、出力電圧制御回路４で検出した出力電圧に応じてフォトカプラＰＣ１が駆動され、ＰＷＭ制御回路３のフィードバック端子ＦＢに出力電圧検出信号が出力される。ＰＷＭ制御回路３はその出力電圧検出信号に応じてメインのスイッチング素子Ｑ２のオン期間を制御し、二次側の出力電圧を一定に保持する。

なお、三次巻線Ｎ３に発生した交流電圧はダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３によって直流電圧Ｖｃｃに変換され、ＰＷＭ制御回路３の電源となる。

次に、力率改善回路１の動作を説明する。ＰＷＭ制御回路３は所定の周波数でチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフし、全波整流回路ＤＢの出力を昇圧し、直流に変換する。すなわち、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のオン期間にチョークコイルＬ１に電流を流し込んで磁気エネルギーをチョークコイルＬ１に蓄積し、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のオフ期間にチョークコイルＬ１に蓄積されていた磁気エネルギーを解放し、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電する。この場合に、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流が交流電源１における交流電圧の正弦波と位相が同相になるようにチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフする。詳しくは、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。これにより、力率改善が図られる。また、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が一定電圧になるようにチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１をオン／オフする。なお、力率改善回路１には他の検出要素、制御要素があるが、本発明の技術内容には直接的には関係しないこと、およびそれらの要素や働きについては公知のものの適用が容易に可能であるので、ここでは説明を割愛する。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２における過電流保護の動作について説明する。電流検出用の抵抗素子Ｒ１による降下電圧（メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子電圧）がＰＷＭ制御回路３の電流検出端子ＩＳに入力され、この降下電圧が過電流検出のしきい値電圧Ｖ_ref 以下であれば、ＰＷＭ制御回路３はメインのスイッチング素子Ｑ２に対して通常のオン／オフ制御動作を行う。しかし、前記のスイッチング電流を検出する降下電圧が過電流検出のしきい値電圧Ｖ_ref を超えるに至ると、過電流状態と判断してメインのスイッチング素子Ｑ２を強制的にオフにし、過電流保護を行う。

特開２００１−１５７４５０号公報

上記で説明した従来例のスイッチング電源装置にあっては、これを出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつ電源装置として展開する場合に、安全サイドを見込んで最も負荷の重いモードで過電流設定を行うことになる。その結果、軽負荷モードにおいて過電流保護が不適切なものになってしまうという問題がある。すなわち、最大負荷モードに合せて設定した過電流検出のしきい値電圧Ｖ_ref がすべての負荷モードにも適用される固定値であるため、軽負荷モードでは適正電流に比べて過剰に大きな電流が流れてしまう結果を招くということである。

例えば、放熱方式として重負荷時に強制空冷とし軽負荷時に自然空冷とするプロジェクタ（投射型映像表示装置）においては、通常動作時には特に問題は起きないが、過負荷試験では次のような問題が生じ得る。すなわち、過負荷試験において軽負荷時の過電流検出ポイントが上記の重負荷時基準の大きな値の固定値になっていると、軽負荷時は自然空冷のために冷却速度が遅くてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の動作停止までに要する時間が長くかかりすぎるために、トランスの巻線温度が規格値を超えて過剰に上昇してしまうおそれがある。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにすることを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明によるスイッチング電源装置は、
力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータを有する２コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに前記力率改善回路が機能停止されるように構成され、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときに前記メインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置であって、
前記負荷モード設定信号が重負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを大きくする一方、前記負荷モード設定信号が軽負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路を設けてあることを特徴としている。

重負荷モードのときは負荷モード設定信号に重負荷運転を指示させることで力率改善回路を機能させ、高調波規制を行う。このとき過電流検出ポイントシフト回路は重負荷運転を指示をする負荷モード設定信号によって過電流検出ポイントを大きめに設定する。重負荷に応じた大きめの負荷電流が流れるが、過電流検出ポイントが大きく設定されるので、所期通りの負荷運転が可能である。

一方、軽負荷モードのときは高調波規制の必要性がないことから、負荷モード設定信号に軽負荷運転を指示させることで力率改善回路を機能停止させ省電力を図る。このとき過電流検出ポイントシフト回路は軽負荷運転を指示する負荷モード設定信号によって過電流検出ポイントを小さめに設定する。軽負荷時は負荷電流が小さいが、その小さな領域での負荷電流に相応しい小さめの過電流検出ポイントを設定できるので、異常昇温などのトラブルを生じることなく所期通り良好に軽負荷運転を行うことができる。

本発明によれば、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでもそれぞれに適正な過電流検出ポイントで過電流保護機能を発動させることができる。

本発明の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図 本発明の実施例におけるスイッチング電源装置において過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子の抵抗値と過電流検出ポイントの深さの関係を表す表（ａ）およびグラフ（ｂ） 本発明の実施例におけるスイッチング電源装置において過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子の抵抗値と過電流検出ポイントの浅さの関係を表す表（ａ）およびグラフ（ｂ） 本発明の別の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図 従来例のスイッチング電源装置の構成を示す回路図

上記構成の本発明のスイッチング電源装置には、次のようないくつかの好ましい態様がある。

前記の過電流検出ポイントシフト回路については、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との直列回路が並列に接続され、シフト用のスイッチング素子が負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている、という構成が好ましい。

負荷モード設定信号を重負荷モードに設定するときはシフト用のスイッチング素子を導通させることにより、シフト用の抵抗素子を電流検出用の抵抗素子に並列に接続させる。この並列抵抗の合成抵抗値は軽負荷モードでの電流検出用の抵抗素子の単独の抵抗値に比べて小さくなる。結果として、重負荷モードでのメインのスイッチング素子を流れる同一大きさの電流による検出電圧は、軽負荷モードの場合より低めとなる。よって、重負荷モード時の過電流検出ポイントは軽負荷モード時の過電流検出ポイントよりも大きい側にシフトしたものとなる。

一方、上記とは逆に、負荷モード設定信号を軽負荷モードに設定するときはシフト用のスイッチング素子を非導通とすることにより、シフト用の抵抗素子は電流検出用の抵抗素子から切り離しておく。この電流検出用の抵抗素子の単独の抵抗値は上記の重負荷モード時の合成抵抗値に比べて大きくなる。結果として、軽負荷モードでのメインのスイッチング素子を流れる同一大きさの電流による検出電圧は、重負荷モードの場合より高めとなる。よって、軽負荷モード時の過電流検出ポイントは重負荷モード時の過電流検出ポイントよりも小さい側にシフトしたものとなる。すなわち、軽負荷時は負荷電流が小さいが、その小さな領域での負荷電流に相応しい小さめの過電流検出ポイントを設定することができる。よって、異常昇温などのトラブルを生じることなく所期通り良好に軽負荷運転を行うことができる。

あるいは、前記の過電流検出ポイントシフト回路については、メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との並列回路が直列に接続され、シフト用のスイッチング素子が負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている、という構成でもよい。これは、前述の過電流検出ポイントシフト回路の構成において、「直列回路が並列に接続され」を「並列回路が直列に接続され」に置き換えたものに相当し、両者の過電流検出ポイントシフト回路は互いに等価な構成となっている。

また、前記の力率改善回路については、入力端子間に接続されたチョークコイルとチョッパ用のスイッチング素子の直列回路と、チョッパ用のスイッチング素子に並列接続された整流ダイオードおよび平滑コンデンサの直列回路から構成されているという態様が好ましい。

また、前記のＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善回路における平滑コンデンサに並列接続されたトランス一次巻線と前記メインのスイッチング素子と電流検出用の抵抗素子の直列回路と、前記トランス一次巻線にトランス結合されたトランス二次巻線と整流ダイオードと平滑コンデンサの直列回路から構成されているという態様が好ましい。

また、前記のシフト用のスイッチング素子は、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス二次側における平滑コンデンサの出力電圧をフォトカプラなどの絶縁型信号伝達素子を介して駆動信号とするように構成されているという態様が好ましい。

以下、本発明にかかわるスイッチング電源装置の実施例を図１を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。図１に示すように、交流電源Ｅ１の両端間にダイオードブリッジからなる全波整流回路ＤＢの入力側端子が接続され、全波整流回路ＤＢの出力側端子に本発明実施例のスイッチング電源装置の一対の入力端子Ｔ１ｐ，Ｔ１ｎが接続されている。この一対の入力端子Ｔ１ｐ，Ｔ１ｎ間にはチョークコイルＬ１と力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１の直流回路が接続され、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子‐ソース端子間に整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１の直列回路が接続されている。力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１はＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタで構成されている。そして、これらチョークコイルＬ１、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１によって力率改善回路１が構成されている。

力率改善回路１の次段にはＤＣ−ＤＣコンバータ２が設定されている。すなわち、トランスＴ１の一次側において、平滑コンデンサＣ１の両端間にトランスＴ１の一次巻線Ｎ１、メインのスイッチング素子Ｑ２および電流検出用の抵抗素子Ｒ１の直列回路が接続されている。メインのスイッチング素子Ｑ２はＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタで構成されている。トランスＴ１の二次側において、トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の両端間に整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２の直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ２の両端に一対の直流出力端子Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎが接続されている。一対の直流出力端子Ｔ２ｐ，Ｔ２ｎには負荷が接続されるようになっている。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とは逆極性の関係にある。

トランスＴ１の三次巻線Ｎ３の両端間に整流ダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３の直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ３の正極端子がＰＷＭ制御回路３の電源電圧Ｖｃｃを供給するようになっている。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３はいずれも電解コンデンサで構成されている。

ＰＷＭ制御回路３において、その出力ポートＯ１がメインのスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に接続され、その出力ポートＯ２が力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に接続された電流検出用の抵抗素子Ｒ１はメインのスイッチング素子Ｑ２を流れる電流を電圧に変換して検出するものであるが、このメインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子がＰＷＭ制御回路３の電流検出端子ＩＳに接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側における平滑コンデンサＣ２の正極端子に出力電圧制御回路４が接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のハイサイドの直流出力端子Ｔ２ｐに現れる出力電圧を監視するようになっている。出力電圧制御回路４の出力側にはフォトカプラＰＣ１の発光素子が接続され、その受光素子はＰＷＭ制御回路３のフィードバック端子ＦＢに接続されている。負荷モード設定信号Ｓ１の入力端子とＤＣ−ＤＣコンバータ２のローサイドの直流出力端子Ｔ２ｎとの間に２つのフォトカプラＰＣ２，ＰＣ３の発光素子が直列接続の状態で接続されている。フォトカプラＰＣ２の受光素子はＰＷＭ制御回路３の負荷モード設定端子（ＰＦＣ＿ＯＮ／ＯＦＦ）に接続されている。３つのフォトカプラＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３はいずれも絶縁型信号伝達素子の一例であるが、それぞれの発光素子は発光ダイオードで構成され、受光素子はフォトトランジスタで構成されている。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の一次側において、電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子Ｒ４を並列に接続する状態と分離する状態とに切り替えるための過電流検出ポイントシフト回路５が接続されている。この過電流検出ポイントシフト回路５は負荷モード設定信号Ｓ１が“Ｈ”レベルで重負荷モードを設定するときに抵抗素子Ｒ１に対して抵抗素子Ｒ４が接続されてアクティブ状態とされ、逆に負荷モード設定信号Ｓ１が“Ｌ”レベルで軽負荷モードを設定するときに抵抗素子Ｒ１に対して抵抗素子Ｒ４が分離されてインアクティブ状態とされるようになっている。詳しくは、シフト用の抵抗素子Ｒ４とシフト用のスイッチング素子Ｑ３の直列回路が電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対して並列に接続されている。シフト用のスイッチング素子Ｑ３はＮチャンネル型のＭＯＳトランジスタで構成されている。この直列回路および電流検出用の抵抗素子Ｒ１の他方端子はグランド（ＧＮＤ）に接続されている。シフト用のスイッチング素子Ｑ３のゲート端子には抵抗素子Ｒ２を介してグランド（ＧＮＤ）に接続されている。ＰＷＭ制御回路３の直流電圧Ｖｃｃの端子に接続された電流制限用の抵抗素子Ｒ３はフォトカプラＰＣ３の受光素子を介してシフト用のスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に接続されている。

上記のように構成された過電流検出ポイントシフト回路５は、負荷モード設定信号Ｓ１が重負荷モードの“Ｈ”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Ｑ３を導通させて、シフト用の抵抗素子Ｒ４を電流検出用の抵抗素子Ｒ１に並列に接続することにより合成抵抗値を減少させ、メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトダウンさせる。その結果として、過電流検出ポイントが深い側にシフトされる（詳しくは後述する）。また、逆に、負荷モード設定信号Ｓ１が軽負荷モードの“Ｌ”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Ｑ３を遮断させて、シフト用の抵抗素子Ｒ４を電流検出用の抵抗素子Ｒ１から切り離すことにより抵抗値の減少を解消し、メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトアップさせる。その結果として、過電流検出ポイントが浅い側にシフトされる（詳しくは後述する）。

次に、上記のように構成されたスイッチング電源装置の動作を説明する。

＜軽負荷時＞
軽負荷時においては負荷モード設定信号Ｓ１を“Ｌ”レベルに設定する。この場合、フォトカプラＰＣ２およびフォトカプラＰＣ３は不動作状態となる。フォトカプラＰＣ２が不動作状態のとき、ＰＷＭ制御回路３は力率改善回路１を不動作の状態に制御する。すなわち、チョッパ用のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフ制御の動作が停止される。負荷が軽負荷であるため、力率が多少低下しても高調波電流発生の問題は抑制される。そして、フォトカプラＰＣ３が不動作状態のとき、シフト用のスイッチング素子Ｑ３のゲート端子電圧が“Ｌ”レベルであるので、このシフト用のスイッチング素子Ｑ３はオフ状態となっている。シフト用のスイッチング素子Ｑ３がオフであるので、シフト用のスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子Ｒ４は電流検出用の抵抗素子Ｒ１から切り離された状態にある。メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子とグランド（ＧＮＤ）との間に存在する過電流検出用の抵抗値Ｒは抵抗素子Ｒ１の抵抗値「Ｒ１」になる。つまり、過電流検出用の抵抗値Ｒ＝Ｒ１である。

メインのスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉによってメインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に現れてＰＷＭ制御回路３の電流検出端子ＩＳに印加される検出電圧Ｖ_ISは、
Ｖ_IS＝Ｒ１・ｉ
である。過電流保護のしきい値電流ｉ_ref に対応したしきい値電圧Ｖ_ref に比べて検出電圧Ｖ_ISがより低いときには、ＰＷＭ制御回路３によるメインのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作は継続されるが、検出電圧Ｖ_ISがしきい値電圧Ｖ_ref に達したときにはＰＷＭ制御回路３はメインのスイッチング素子Ｑ２への駆動信号を停止することになる。このとき、
Ｖ_IS＝Ｒ１・ｉ≧Ｖ_ref ＝Ｒ１・ｉ_ref
∴ ｉ≧ｉ_ref
である。

＜重負荷時＞
重負荷においては負荷モード設定信号Ｓ１を“Ｈ”レベルに設定する。この場合、フォトカプラＰＣ２およびフォトカプラＰＣ３は動作状態となる。フォトカプラＰＣ２が動作状態のときは力率改善回路１がアクティブになり、高調波電流の問題は生じない。そして、フォトカプラＰＣ３が動作状態のとき、その受光素子（フォトトランジスタ）が導通し、シフト用のスイッチング素子Ｑ３のゲート端子電圧が“Ｈ”レベルとなり、シフト用のスイッチング素子Ｑ３は導通状態になる。このときフォトカプラＰＣ１も動作状態にあってその受光素子（フォトトランジスタ）が導通しているので、ＰＷＭ制御回路３の電源用の平滑コンデンサＣ３の正極端子から抵抗素子Ｒ３、フォトカプラＰＣ３の受光素子、抵抗素子Ｒ２、グランド（ＧＮＤ）の経路で電流が流れ、抵抗素子Ｒ２での降下電圧がシフト用のスイッチング素子Ｑ３のゲート端子に印加され、このシフト用のスイッチング素子Ｑ３が導通し、シフト用のスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子Ｒ４は電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対して接続された状態となる。フォトカプラＰＣ１の受光素子のエミッタはＰＷＭ制御回路３のＧＮＤ端子に接続されているため、シフト用のスイッチング素子Ｑ３のソース端子はグランドレベルであり、電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対してシフト用の抵抗素子Ｒ４が並列に接続されることになる。メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子とグランド（ＧＮＤ）との間に存在する過電流検出用の抵抗値Ｒ′は、
Ｒ′＝Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）
である。

Ｒ１−Ｒ１・Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）＝Ｒ１² ／（Ｒ１＋Ｒ４）＞０
であるから、
Ｒ＞Ｒ′
となる。すなわち、重負荷時における過電流検出用の抵抗値Ｒ′は軽負荷時の場合の過電流検出用の抵抗値Ｒより小さい。

Ｒ１² ／（Ｒ１＋Ｒ４）＜Ｒ１
メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子の電圧である検出電圧Ｖ_ISは、
Ｖ_IS＝Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）
である。

次に、この重負荷時の検出電圧Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）と前述した軽負荷時の検出電圧Ｖ_IS＝Ｒ１・ｉとの大小関係を調べる。

後者のＲ１・ｉから前者のＲ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）を引き算して、
Ｒ１・ｉ−Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）＝Ｒ１² ・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）＞０
ゆえに、
Ｒ１・ｉ＞Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）
となる。つまり、重負荷時の検出電圧Ｖ_IS＝Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）は軽負荷時の検出電圧Ｖ_IS＝Ｒ１・ｉよりも低くなる。よって、検出電圧Ｖ_ISがしきい値電圧Ｖ_ref に達するときの電圧レベルは軽負荷時よりも重負荷時の方が低くなる。換言すれば、重負荷時の方がより深い検出ポイントまでメインのスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作を継続できるということである。すなわち、ＰＷＭ制御回路３がメインのスイッチング素子Ｑ２への駆動信号を停止するのは、より多くの電流が流れるに至ったときである。

いま、Ｖ_IS＝Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）がＶ_ref ＝Ｒ１・ｉ_ref に達するときの電流値ｉを求める。

Ｒ１・Ｒ４・ｉ／（Ｒ１＋Ｒ４）＝Ｒ１・ｉ_ref
∴ ｉ＝（１＋Ｒ１／Ｒ４）・ｉ_ref
いま、過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子Ｒ４の抵抗値「Ｒ４」が電流検出用の抵抗素子Ｒ１の抵抗値「Ｒ１」のα倍であるとして、Ｒ４＝α・Ｒ１とすると、
ｉ＝（１＋１／α）・ｉ_ref ………（１）
あるいは、
ｉ_ref ＝（α／（１＋α））・ｉ………（２）
となる。参考のために計算例をいくつか挙げると、
α＝５のときｉ＝１．２・ｉ_ref
α＝４のときｉ＝１．２５・ｉ_ref
α＝３のときｉ＝１．３３・ｉ_ref
α＝２のときｉ＝１．５・ｉ_ref
α＝１のときｉ＝２・ｉ_ref
α＝１／２のときｉ＝３・ｉ_ref
α＝１／３のときｉ＝４・ｉ_ref
などが得られる。式（１）についての結果を表とグラフに表したのが図２（ａ），（ｂ）である。図２（ｂ）ではグラフ右下側（αの値が大きく、電流ｉが小さい）ほど過電流検出ポイントが浅い。また、式（２）についての結果を表とグラフに表したのが図３（ａ），（ｂ）である。図３（ｂ）ではグラフ右上側（αの値が大きく、しきい値電流ｉ_ref が大きい）ほど過電流検出ポイントが浅い。αの値がより小さくて過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子Ｒ４の抵抗値がより小さくなるほど、シフト用のスイッチング素子Ｑ３を導通させてシフト用の抵抗素子Ｒ４を並列接続したときの過電流検出ポイントを深い側へシフトする度合いが大きいものとなる。

図４は本発明の別の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１の実施例の場合は電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子Ｒ４を並列に接続しているが、図４の実施例の場合は電流検出用の抵抗素子Ｒ１に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子Ｒ４を直列に接続している。この過電流検出ポイントシフト回路５では、負荷モード設定信号Ｓ１が“Ｈ”レベルで重負荷モードを設定するときに抵抗素子Ｒ１に対して導通状態のスイッチング素子Ｑ３が接続されてアクティブ状態とされ、逆に負荷モード設定信号Ｓ１が“Ｌ”レベルで軽負荷モードを設定するときに抵抗素子Ｒ１に対してスイッチング素子Ｑ３が非導通となることにより分離されてインアクティブ状態とされるようになっている。

負荷モード設定信号Ｓ１が重負荷モードの“Ｈ”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Ｑ３を導通させ短絡によってシフト用の抵抗素子Ｒ４を電流検出用の抵抗素子Ｒ１から切り離すことにより合成抵抗値を減少させ、メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトダウンさせる。その結果として、過電流検出ポイントが深い側にシフトされる。また、逆に、負荷モード設定信号Ｓ１が軽負荷モードの“Ｌ”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Ｑ３を遮断させて短絡を解消し、シフト用の抵抗素子Ｒ４を電流検出用の抵抗素子Ｒ１に直列に接続することにより抵抗値の減少を解消し、メインのスイッチング素子Ｑ２のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトアップさせる。その結果として、過電流検出ポイントが浅い側にシフトされる。

以上をまとめると、過電流検出ポイントシフト回路５の動作態様につき、軽負荷時には不動作とし、重負荷時には動作させるものとして、その動作によってメインのスイッチング素子Ｑ２を流れる電流の検出結果としての検出電圧Ｖ_ISの大きさをシフトダウンすることを通じてＰＷＭ制御回路３がメインのスイッチング素子Ｑ２への駆動信号を停止するときのしきい値電圧Ｖ_ref をより高い側にシフトさせる。つまり、重負荷時には過電流検出ポイントをより深いレベルに設定することになる。

本発明は、力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータを有する２コンバータ方式であって、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにする技術として有用である。

１ 力率改善回路
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ ＰＷＭ制御回路
４ 出力電圧制御回路
５ 過電流検出ポイントシフト回路
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ 整流ダイオード
Ｌ１ チョークコイル
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
ＰＣ１，ＰＣ２，ＰＣ３ フォトカプラ（絶縁型信号伝達素子）
Ｑ１ チョッパ用のスイッチング素子
Ｑ２ メインのスイッチング素子
Ｑ３ シフト用のスイッチング素子
Ｒ１ 電流検出用の抵抗素子
Ｒ４ シフト用の抵抗素子
Ｓ１ 負荷モード設定信号
Ｔ１ トランス

Claims (5)

1. 力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータを有する２コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに前記力率改善回路が機能停止されるように構成され、かつ前記ＤＣ−ＤＣコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときに前記メインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置であって、
   前記負荷モード設定信号が重負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを大きくする一方、前記負荷モード設定信号が軽負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路を設けてあるスイッチング電源装置。
2. 前記過電流検出ポイントシフト回路は、前記メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との直列回路が並列に接続され、前記シフト用のスイッチング素子が前記負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記過電流検出ポイントシフト回路は、前記メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との並列回路が直列に接続され、前記シフト用のスイッチング素子が前記負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記力率改善回路は、入力端子間に接続されたチョークコイルとチョッパ用のスイッチング素子の直列回路と、前記チョッパ用のスイッチング素子に並列接続された整流ダイオードおよび平滑コンデンサの直列回路から構成されている請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善回路における平滑コンデンサに並列接続されたトランス一次巻線と前記メインのスイッチング素子と電流検出用の抵抗素子の直列回路と、前記トランス一次巻線にトランス結合されたトランス二次巻線と整流ダイオードと平滑コンデンサの直列回路から構成され、
   前記シフト用のスイッチング素子は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス二次側における平滑コンデンサの出力電圧を絶縁型信号伝達素子を介して駆動信号とするように構成されている請求項４に記載のスイッチング電源装置。

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