JP2015126638A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式で、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置について、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにする。【解決手段】負荷モード設定信号S1が軽負荷運転を指示するときに力率改善回路1が機能停止されるように構成され、かつDC−DCコンバータ2はメインのスイッチング素子Q2に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときにメインのスイッチング素子Q2の動作を停止させるように構成されている。負荷モード設定信号S1が重負荷モードのときに過電流検出ポイントを大きくする一方、負荷モード設定信号S1が軽負荷モードのときに過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路5を設けてある。【選択図】図1
Description
本発明は、力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに力率改善回路が機能停止されるように構成され、DC−DCコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときにメインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置に関する。
交流電力の電圧と電流の位相差をφとして力率はcosφで求められる。電圧と電流の波形がいずれも正弦波で同相(φ=0°)のときは力率cosφ=1の理想的な状態となる。スイッチング電源装置におけるDC−DCコンバータの前段で直流電圧を作る平滑コンデンサにおいては、入力交流電圧が平滑コンデンサの端子電圧よりも低い期間では電流が流れず、入力交流電圧が上昇して端子電圧を超えると平滑コンデンサへの充電が始まり、電流が流れるようになる。そのため、入力電流の波形は正弦波から大きく歪んでしまい(電流波形が歪むほど力率は1から遠ざかる)、高調波電流が発生し、それが商用の交流電源側に大量に流出すると、電力の送配電設備を損傷させるなどの問題が生じる。力率改善回路は平滑コンデンサに流れ込む電流が入力交流電圧と同一位相の正弦波となるようにして力率を1に近づけ、高調波電流を低く抑える(例えば特許文献1参照)。
図5は従来のスイッチング電源装置の一例を示す。図において、E1は交流電源、DBはダイオードブリッジによる全波整流回路、1は力率改善回路(PFC)、2はDC−DCコンバータ、3はPWM制御回路、4は出力電圧制御回路である。力率改善回路1はチョークコイルL1、チョッパ用のスイッチング素子Q1、整流ダイオードD1および平滑コンデンサC1を備えている。DC−DCコンバータ2はトランスT1の一次巻線N1、メインのスイッチング素子Q2、電流検出用の抵抗素子R1、トランスT1の二次巻線N2、整流ダイオードD2、平滑コンデンサC2を備えている。トランスT1の三次巻線N3に整流ダイオードD3、平滑コンデンサC3が接続され、平滑コンデンサC3がPWM制御回路3の直流電源となっている。出力電圧制御回路4とPWM制御回路3とはフォトカプラPC1を介してフィードバック接続されている。また、DC−DCコンバータ2の二次側から送出される負荷モード設定信号S1によって駆動されるフォトカプラPC2がPWM制御回路3にフィードバック接続されている。
次に動作を説明する。全波整流回路DBは交流電源E1から入力した交流電圧を全波整流し、生成した脈流を力率改善回路1に出力する。力率改善回路1は入力した脈流電力を高力率で高安定性の直流電圧に変換しフライバック式のDC−DCコンバータ2に出力する。DC−DCコンバータ2はその直流電力を別の直流電圧に変換し、負荷に供給する。詳しくは次のとおりである。
まず、DC−DCコンバータ2の動作を説明する。DC−DCコンバータ2におけるメインのスイッチング素子Q2はPWM制御回路3からの駆動信号によりオン/オフ制御される。すなわち、PWM制御回路3の出力ポートO1から“H”レベルの駆動信号が出力される期間において、スイッチング素子Q2が導通し、平滑コンデンサC1からの直流電流がトランスT1の一次巻線N1、スイッチング素子Q2、電流検出用の抵抗素子R1の経路で流れ、トランスT1の一次巻線N1に磁気エネルギーが蓄積される。二次巻線N2は一次巻線N1とは逆極性であるため、この期間では整流ダイオードD2には電流は流れない。次に、PWM制御回路3の出力ポートO1からの駆動信号が“L”レベルとなる期間において、メインのスイッチング素子Q2が非導通となり、一次巻線N1に蓄積されていた磁気エネルギーが解放され、二次巻線N2に生じた誘導電流が整流ダイオードD2を流れ、平滑コンデンサC2を充電する。この平滑コンデンサC2の両端電圧が負荷に印加される。
二次側において、出力電圧制御回路4で検出した出力電圧に応じてフォトカプラPC1が駆動され、PWM制御回路3のフィードバック端子FBに出力電圧検出信号が出力される。PWM制御回路3はその出力電圧検出信号に応じてメインのスイッチング素子Q2のオン期間を制御し、二次側の出力電圧を一定に保持する。
なお、三次巻線N3に発生した交流電圧はダイオードD3と平滑コンデンサC3によって直流電圧Vccに変換され、PWM制御回路3の電源となる。
次に、力率改善回路1の動作を説明する。PWM制御回路3は所定の周波数でチョッパ用のスイッチング素子Q1をオン/オフし、全波整流回路DBの出力を昇圧し、直流に変換する。すなわち、チョッパ用のスイッチング素子Q1のオン期間にチョークコイルL1に電流を流し込んで磁気エネルギーをチョークコイルL1に蓄積し、チョッパ用のスイッチング素子Q1のオフ期間にチョークコイルL1に蓄積されていた磁気エネルギーを解放し、整流ダイオードD1を介して平滑コンデンサC1に充電する。この場合に、チョッパ用のスイッチング素子Q1に流れる電流が交流電源1における交流電圧の正弦波と位相が同相になるようにチョッパ用のスイッチング素子Q1をオン/オフする。詳しくは、チョッパ用のスイッチング素子Q1を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにチョッパ用のスイッチング素子Q1のオン期間を制御するとともに、チョークコイルL1の電流がゼロになってからチョッパ用のスイッチング素子Q1をターンオンさせる。これにより、力率改善が図られる。また、平滑コンデンサC1の両端電圧が一定電圧になるようにチョッパ用のスイッチング素子Q1をオン/オフする。なお、力率改善回路1には他の検出要素、制御要素があるが、本発明の技術内容には直接的には関係しないこと、およびそれらの要素や働きについては公知のものの適用が容易に可能であるので、ここでは説明を割愛する。
次に、DC−DCコンバータ2における過電流保護の動作について説明する。電流検出用の抵抗素子R1による降下電圧(メインのスイッチング素子Q2のソース端子電圧)がPWM制御回路3の電流検出端子ISに入力され、この降下電圧が過電流検出のしきい値電圧Vref 以下であれば、PWM制御回路3はメインのスイッチング素子Q2に対して通常のオン/オフ制御動作を行う。しかし、前記のスイッチング電流を検出する降下電圧が過電流検出のしきい値電圧Vref を超えるに至ると、過電流状態と判断してメインのスイッチング素子Q2を強制的にオフにし、過電流保護を行う。
上記で説明した従来例のスイッチング電源装置にあっては、これを出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつ電源装置として展開する場合に、安全サイドを見込んで最も負荷の重いモードで過電流設定を行うことになる。その結果、軽負荷モードにおいて過電流保護が不適切なものになってしまうという問題がある。すなわち、最大負荷モードに合せて設定した過電流検出のしきい値電圧Vref がすべての負荷モードにも適用される固定値であるため、軽負荷モードでは適正電流に比べて過剰に大きな電流が流れてしまう結果を招くということである。
例えば、放熱方式として重負荷時に強制空冷とし軽負荷時に自然空冷とするプロジェクタ(投射型映像表示装置)においては、通常動作時には特に問題は起きないが、過負荷試験では次のような問題が生じ得る。すなわち、過負荷試験において軽負荷時の過電流検出ポイントが上記の重負荷時基準の大きな値の固定値になっていると、軽負荷時は自然空冷のために冷却速度が遅くてDC−DCコンバータのスイッチング素子の動作停止までに要する時間が長くかかりすぎるために、トランスの巻線温度が規格値を超えて過剰に上昇してしまうおそれがある。
本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにすることを目的としている。
本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。
本発明によるスイッチング電源装置は、
力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに前記力率改善回路が機能停止されるように構成され、かつ前記DC−DCコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときに前記メインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置であって、
前記負荷モード設定信号が重負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを大きくする一方、前記負荷モード設定信号が軽負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路を設けてあることを特徴としている。
力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに前記力率改善回路が機能停止されるように構成され、かつ前記DC−DCコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときに前記メインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置であって、
前記負荷モード設定信号が重負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを大きくする一方、前記負荷モード設定信号が軽負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路を設けてあることを特徴としている。
重負荷モードのときは負荷モード設定信号に重負荷運転を指示させることで力率改善回路を機能させ、高調波規制を行う。このとき過電流検出ポイントシフト回路は重負荷運転を指示をする負荷モード設定信号によって過電流検出ポイントを大きめに設定する。重負荷に応じた大きめの負荷電流が流れるが、過電流検出ポイントが大きく設定されるので、所期通りの負荷運転が可能である。
一方、軽負荷モードのときは高調波規制の必要性がないことから、負荷モード設定信号に軽負荷運転を指示させることで力率改善回路を機能停止させ省電力を図る。このとき過電流検出ポイントシフト回路は軽負荷運転を指示する負荷モード設定信号によって過電流検出ポイントを小さめに設定する。軽負荷時は負荷電流が小さいが、その小さな領域での負荷電流に相応しい小さめの過電流検出ポイントを設定できるので、異常昇温などのトラブルを生じることなく所期通り良好に軽負荷運転を行うことができる。
本発明によれば、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでもそれぞれに適正な過電流検出ポイントで過電流保護機能を発動させることができる。
上記構成の本発明のスイッチング電源装置には、次のようないくつかの好ましい態様がある。
前記の過電流検出ポイントシフト回路については、DC−DCコンバータにおいて、メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との直列回路が並列に接続され、シフト用のスイッチング素子が負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている、という構成が好ましい。
負荷モード設定信号を重負荷モードに設定するときはシフト用のスイッチング素子を導通させることにより、シフト用の抵抗素子を電流検出用の抵抗素子に並列に接続させる。この並列抵抗の合成抵抗値は軽負荷モードでの電流検出用の抵抗素子の単独の抵抗値に比べて小さくなる。結果として、重負荷モードでのメインのスイッチング素子を流れる同一大きさの電流による検出電圧は、軽負荷モードの場合より低めとなる。よって、重負荷モード時の過電流検出ポイントは軽負荷モード時の過電流検出ポイントよりも大きい側にシフトしたものとなる。
一方、上記とは逆に、負荷モード設定信号を軽負荷モードに設定するときはシフト用のスイッチング素子を非導通とすることにより、シフト用の抵抗素子は電流検出用の抵抗素子から切り離しておく。この電流検出用の抵抗素子の単独の抵抗値は上記の重負荷モード時の合成抵抗値に比べて大きくなる。結果として、軽負荷モードでのメインのスイッチング素子を流れる同一大きさの電流による検出電圧は、重負荷モードの場合より高めとなる。よって、軽負荷モード時の過電流検出ポイントは重負荷モード時の過電流検出ポイントよりも小さい側にシフトしたものとなる。すなわち、軽負荷時は負荷電流が小さいが、その小さな領域での負荷電流に相応しい小さめの過電流検出ポイントを設定することができる。よって、異常昇温などのトラブルを生じることなく所期通り良好に軽負荷運転を行うことができる。
あるいは、前記の過電流検出ポイントシフト回路については、メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との並列回路が直列に接続され、シフト用のスイッチング素子が負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている、という構成でもよい。これは、前述の過電流検出ポイントシフト回路の構成において、「直列回路が並列に接続され」を「並列回路が直列に接続され」に置き換えたものに相当し、両者の過電流検出ポイントシフト回路は互いに等価な構成となっている。
また、前記の力率改善回路については、入力端子間に接続されたチョークコイルとチョッパ用のスイッチング素子の直列回路と、チョッパ用のスイッチング素子に並列接続された整流ダイオードおよび平滑コンデンサの直列回路から構成されているという態様が好ましい。
また、前記のDC−DCコンバータは、前記力率改善回路における平滑コンデンサに並列接続されたトランス一次巻線と前記メインのスイッチング素子と電流検出用の抵抗素子の直列回路と、前記トランス一次巻線にトランス結合されたトランス二次巻線と整流ダイオードと平滑コンデンサの直列回路から構成されているという態様が好ましい。
また、前記のシフト用のスイッチング素子は、DC−DCコンバータのトランス二次側における平滑コンデンサの出力電圧をフォトカプラなどの絶縁型信号伝達素子を介して駆動信号とするように構成されているという態様が好ましい。
以下、本発明にかかわるスイッチング電源装置の実施例を図1を参照して詳細に説明する。図1は本発明の実施例におけるスイッチング電源装置の回路図である。図1に示すように、交流電源E1の両端間にダイオードブリッジからなる全波整流回路DBの入力側端子が接続され、全波整流回路DBの出力側端子に本発明実施例のスイッチング電源装置の一対の入力端子T1p,T1nが接続されている。この一対の入力端子T1p,T1n間にはチョークコイルL1と力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Q1の直流回路が接続され、チョッパ用のスイッチング素子Q1のドレイン端子‐ソース端子間に整流ダイオードD1と平滑コンデンサC1の直列回路が接続されている。力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Q1はNチャンネル型のMOSトランジスタで構成されている。そして、これらチョークコイルL1、チョッパ用のスイッチング素子Q1、整流ダイオードD1および平滑コンデンサC1によって力率改善回路1が構成されている。
力率改善回路1の次段にはDC−DCコンバータ2が設定されている。すなわち、トランスT1の一次側において、平滑コンデンサC1の両端間にトランスT1の一次巻線N1、メインのスイッチング素子Q2および電流検出用の抵抗素子R1の直列回路が接続されている。メインのスイッチング素子Q2はNチャンネル型のMOSトランジスタで構成されている。トランスT1の二次側において、トランスT1の二次巻線N2の両端間に整流ダイオードD2と平滑コンデンサC2の直列回路が接続され、平滑コンデンサC2の両端に一対の直流出力端子T2p,T2nが接続されている。一対の直流出力端子T2p,T2nには負荷が接続されるようになっている。一次巻線N1と二次巻線N2とは逆極性の関係にある。
トランスT1の三次巻線N3の両端間に整流ダイオードD3と平滑コンデンサC3の直列回路が接続され、平滑コンデンサC3の正極端子がPWM制御回路3の電源電圧Vccを供給するようになっている。平滑コンデンサC1,C2,C3はいずれも電解コンデンサで構成されている。
PWM制御回路3において、その出力ポートO1がメインのスイッチング素子Q2のゲート端子に接続され、その出力ポートO2が力率改善用のチョッパ用のスイッチング素子Q1のゲート端子に接続されている。メインのスイッチング素子Q2のソース端子に接続された電流検出用の抵抗素子R1はメインのスイッチング素子Q2を流れる電流を電圧に変換して検出するものであるが、このメインのスイッチング素子Q2のソース端子がPWM制御回路3の電流検出端子ISに接続されている。DC−DCコンバータ2の二次側における平滑コンデンサC2の正極端子に出力電圧制御回路4が接続され、DC−DCコンバータ2のハイサイドの直流出力端子T2pに現れる出力電圧を監視するようになっている。出力電圧制御回路4の出力側にはフォトカプラPC1の発光素子が接続され、その受光素子はPWM制御回路3のフィードバック端子FBに接続されている。負荷モード設定信号S1の入力端子とDC−DCコンバータ2のローサイドの直流出力端子T2nとの間に2つのフォトカプラPC2,PC3の発光素子が直列接続の状態で接続されている。フォトカプラPC2の受光素子はPWM制御回路3の負荷モード設定端子(PFC_ON/OFF)に接続されている。3つのフォトカプラPC1,PC2,PC3はいずれも絶縁型信号伝達素子の一例であるが、それぞれの発光素子は発光ダイオードで構成され、受光素子はフォトトランジスタで構成されている。
さらに、DC−DCコンバータ2の一次側において、電流検出用の抵抗素子R1に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4を並列に接続する状態と分離する状態とに切り替えるための過電流検出ポイントシフト回路5が接続されている。この過電流検出ポイントシフト回路5は負荷モード設定信号S1が“H”レベルで重負荷モードを設定するときに抵抗素子R1に対して抵抗素子R4が接続されてアクティブ状態とされ、逆に負荷モード設定信号S1が“L”レベルで軽負荷モードを設定するときに抵抗素子R1に対して抵抗素子R4が分離されてインアクティブ状態とされるようになっている。詳しくは、シフト用の抵抗素子R4とシフト用のスイッチング素子Q3の直列回路が電流検出用の抵抗素子R1に対して並列に接続されている。シフト用のスイッチング素子Q3はNチャンネル型のMOSトランジスタで構成されている。この直列回路および電流検出用の抵抗素子R1の他方端子はグランド(GND)に接続されている。シフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子には抵抗素子R2を介してグランド(GND)に接続されている。PWM制御回路3の直流電圧Vccの端子に接続された電流制限用の抵抗素子R3はフォトカプラPC3の受光素子を介してシフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子に接続されている。
上記のように構成された過電流検出ポイントシフト回路5は、負荷モード設定信号S1が重負荷モードの“H”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Q3を導通させて、シフト用の抵抗素子R4を電流検出用の抵抗素子R1に並列に接続することにより合成抵抗値を減少させ、メインのスイッチング素子Q2のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトダウンさせる。その結果として、過電流検出ポイントが深い側にシフトされる(詳しくは後述する)。また、逆に、負荷モード設定信号S1が軽負荷モードの“L”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Q3を遮断させて、シフト用の抵抗素子R4を電流検出用の抵抗素子R1から切り離すことにより抵抗値の減少を解消し、メインのスイッチング素子Q2のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトアップさせる。その結果として、過電流検出ポイントが浅い側にシフトされる(詳しくは後述する)。
次に、上記のように構成されたスイッチング電源装置の動作を説明する。
<軽負荷時>
軽負荷時においては負荷モード設定信号S1を“L”レベルに設定する。この場合、フォトカプラPC2およびフォトカプラPC3は不動作状態となる。フォトカプラPC2が不動作状態のとき、PWM制御回路3は力率改善回路1を不動作の状態に制御する。すなわち、チョッパ用のスイッチング素子Q1のオン/オフ制御の動作が停止される。負荷が軽負荷であるため、力率が多少低下しても高調波電流発生の問題は抑制される。そして、フォトカプラPC3が不動作状態のとき、シフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子電圧が“L”レベルであるので、このシフト用のスイッチング素子Q3はオフ状態となっている。シフト用のスイッチング素子Q3がオフであるので、シフト用のスイッチング素子Q3のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子R4は電流検出用の抵抗素子R1から切り離された状態にある。メインのスイッチング素子Q2のソース端子とグランド(GND)との間に存在する過電流検出用の抵抗値Rは抵抗素子R1の抵抗値「R1」になる。つまり、過電流検出用の抵抗値R=R1である。
軽負荷時においては負荷モード設定信号S1を“L”レベルに設定する。この場合、フォトカプラPC2およびフォトカプラPC3は不動作状態となる。フォトカプラPC2が不動作状態のとき、PWM制御回路3は力率改善回路1を不動作の状態に制御する。すなわち、チョッパ用のスイッチング素子Q1のオン/オフ制御の動作が停止される。負荷が軽負荷であるため、力率が多少低下しても高調波電流発生の問題は抑制される。そして、フォトカプラPC3が不動作状態のとき、シフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子電圧が“L”レベルであるので、このシフト用のスイッチング素子Q3はオフ状態となっている。シフト用のスイッチング素子Q3がオフであるので、シフト用のスイッチング素子Q3のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子R4は電流検出用の抵抗素子R1から切り離された状態にある。メインのスイッチング素子Q2のソース端子とグランド(GND)との間に存在する過電流検出用の抵抗値Rは抵抗素子R1の抵抗値「R1」になる。つまり、過電流検出用の抵抗値R=R1である。
メインのスイッチング素子Q2に流れる電流iによってメインのスイッチング素子Q2のソース端子に現れてPWM制御回路3の電流検出端子ISに印加される検出電圧VISは、
VIS=R1・i
である。過電流保護のしきい値電流iref に対応したしきい値電圧Vref に比べて検出電圧VISがより低いときには、PWM制御回路3によるメインのスイッチング素子Q2のスイッチング動作は継続されるが、検出電圧VISがしきい値電圧Vref に達したときにはPWM制御回路3はメインのスイッチング素子Q2への駆動信号を停止することになる。このとき、
VIS=R1・i≧Vref =R1・iref
∴ i≧iref
である。
VIS=R1・i
である。過電流保護のしきい値電流iref に対応したしきい値電圧Vref に比べて検出電圧VISがより低いときには、PWM制御回路3によるメインのスイッチング素子Q2のスイッチング動作は継続されるが、検出電圧VISがしきい値電圧Vref に達したときにはPWM制御回路3はメインのスイッチング素子Q2への駆動信号を停止することになる。このとき、
VIS=R1・i≧Vref =R1・iref
∴ i≧iref
である。
<重負荷時>
重負荷においては負荷モード設定信号S1を“H”レベルに設定する。この場合、フォトカプラPC2およびフォトカプラPC3は動作状態となる。フォトカプラPC2が動作状態のときは力率改善回路1がアクティブになり、高調波電流の問題は生じない。そして、フォトカプラPC3が動作状態のとき、その受光素子(フォトトランジスタ)が導通し、シフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子電圧が“H”レベルとなり、シフト用のスイッチング素子Q3は導通状態になる。このときフォトカプラPC1も動作状態にあってその受光素子(フォトトランジスタ)が導通しているので、PWM制御回路3の電源用の平滑コンデンサC3の正極端子から抵抗素子R3、フォトカプラPC3の受光素子、抵抗素子R2、グランド(GND)の経路で電流が流れ、抵抗素子R2での降下電圧がシフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子に印加され、このシフト用のスイッチング素子Q3が導通し、シフト用のスイッチング素子Q3のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子R4は電流検出用の抵抗素子R1に対して接続された状態となる。フォトカプラPC1の受光素子のエミッタはPWM制御回路3のGND端子に接続されているため、シフト用のスイッチング素子Q3のソース端子はグランドレベルであり、電流検出用の抵抗素子R1に対してシフト用の抵抗素子R4が並列に接続されることになる。メインのスイッチング素子Q2のソース端子とグランド(GND)との間に存在する過電流検出用の抵抗値R′は、
R′=R1・R4/(R1+R4)
である。
重負荷においては負荷モード設定信号S1を“H”レベルに設定する。この場合、フォトカプラPC2およびフォトカプラPC3は動作状態となる。フォトカプラPC2が動作状態のときは力率改善回路1がアクティブになり、高調波電流の問題は生じない。そして、フォトカプラPC3が動作状態のとき、その受光素子(フォトトランジスタ)が導通し、シフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子電圧が“H”レベルとなり、シフト用のスイッチング素子Q3は導通状態になる。このときフォトカプラPC1も動作状態にあってその受光素子(フォトトランジスタ)が導通しているので、PWM制御回路3の電源用の平滑コンデンサC3の正極端子から抵抗素子R3、フォトカプラPC3の受光素子、抵抗素子R2、グランド(GND)の経路で電流が流れ、抵抗素子R2での降下電圧がシフト用のスイッチング素子Q3のゲート端子に印加され、このシフト用のスイッチング素子Q3が導通し、シフト用のスイッチング素子Q3のドレイン端子に接続されたシフト用の抵抗素子R4は電流検出用の抵抗素子R1に対して接続された状態となる。フォトカプラPC1の受光素子のエミッタはPWM制御回路3のGND端子に接続されているため、シフト用のスイッチング素子Q3のソース端子はグランドレベルであり、電流検出用の抵抗素子R1に対してシフト用の抵抗素子R4が並列に接続されることになる。メインのスイッチング素子Q2のソース端子とグランド(GND)との間に存在する過電流検出用の抵抗値R′は、
R′=R1・R4/(R1+R4)
である。
R1−R1・R4/(R1+R4)=R12 /(R1+R4)>0
であるから、
R>R′
となる。すなわち、重負荷時における過電流検出用の抵抗値R′は軽負荷時の場合の過電流検出用の抵抗値Rより小さい。
であるから、
R>R′
となる。すなわち、重負荷時における過電流検出用の抵抗値R′は軽負荷時の場合の過電流検出用の抵抗値Rより小さい。
R12 /(R1+R4)<R1
メインのスイッチング素子Q2のソース端子の電圧である検出電圧VISは、
VIS=R1・R4・i/(R1+R4)
である。
メインのスイッチング素子Q2のソース端子の電圧である検出電圧VISは、
VIS=R1・R4・i/(R1+R4)
である。
次に、この重負荷時の検出電圧R1・R4・i/(R1+R4)と前述した軽負荷時の検出電圧VIS=R1・iとの大小関係を調べる。
後者のR1・iから前者のR1・R4・i/(R1+R4)を引き算して、
R1・i−R1・R4・i/(R1+R4)=R12 ・i/(R1+R4)>0
ゆえに、
R1・i>R1・R4・i/(R1+R4)
となる。つまり、重負荷時の検出電圧VIS=R1・R4・i/(R1+R4)は軽負荷時の検出電圧VIS=R1・iよりも低くなる。よって、検出電圧VISがしきい値電圧Vref に達するときの電圧レベルは軽負荷時よりも重負荷時の方が低くなる。換言すれば、重負荷時の方がより深い検出ポイントまでメインのスイッチング素子Q2のスイッチング動作を継続できるということである。すなわち、PWM制御回路3がメインのスイッチング素子Q2への駆動信号を停止するのは、より多くの電流が流れるに至ったときである。
R1・i−R1・R4・i/(R1+R4)=R12 ・i/(R1+R4)>0
ゆえに、
R1・i>R1・R4・i/(R1+R4)
となる。つまり、重負荷時の検出電圧VIS=R1・R4・i/(R1+R4)は軽負荷時の検出電圧VIS=R1・iよりも低くなる。よって、検出電圧VISがしきい値電圧Vref に達するときの電圧レベルは軽負荷時よりも重負荷時の方が低くなる。換言すれば、重負荷時の方がより深い検出ポイントまでメインのスイッチング素子Q2のスイッチング動作を継続できるということである。すなわち、PWM制御回路3がメインのスイッチング素子Q2への駆動信号を停止するのは、より多くの電流が流れるに至ったときである。
いま、VIS=R1・R4・i/(R1+R4)がVref =R1・iref に達するときの電流値iを求める。
R1・R4・i/(R1+R4)=R1・iref
∴ i=(1+R1/R4)・iref
いま、過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4の抵抗値「R4」が電流検出用の抵抗素子R1の抵抗値「R1」のα倍であるとして、R4=α・R1とすると、
i=(1+1/α)・iref ………(1)
あるいは、
iref =(α/(1+α))・i………(2)
となる。参考のために計算例をいくつか挙げると、
α=5のときi=1.2・iref
α=4のときi=1.25・iref
α=3のときi=1.33・iref
α=2のときi=1.5・iref
α=1のときi=2・iref
α=1/2のときi=3・iref
α=1/3のときi=4・iref
などが得られる。式(1)についての結果を表とグラフに表したのが図2(a),(b)である。図2(b)ではグラフ右下側(αの値が大きく、電流iが小さい)ほど過電流検出ポイントが浅い。また、式(2)についての結果を表とグラフに表したのが図3(a),(b)である。図3(b)ではグラフ右上側(αの値が大きく、しきい値電流iref が大きい)ほど過電流検出ポイントが浅い。αの値がより小さくて過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4の抵抗値がより小さくなるほど、シフト用のスイッチング素子Q3を導通させてシフト用の抵抗素子R4を並列接続したときの過電流検出ポイントを深い側へシフトする度合いが大きいものとなる。
∴ i=(1+R1/R4)・iref
いま、過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4の抵抗値「R4」が電流検出用の抵抗素子R1の抵抗値「R1」のα倍であるとして、R4=α・R1とすると、
i=(1+1/α)・iref ………(1)
あるいは、
iref =(α/(1+α))・i………(2)
となる。参考のために計算例をいくつか挙げると、
α=5のときi=1.2・iref
α=4のときi=1.25・iref
α=3のときi=1.33・iref
α=2のときi=1.5・iref
α=1のときi=2・iref
α=1/2のときi=3・iref
α=1/3のときi=4・iref
などが得られる。式(1)についての結果を表とグラフに表したのが図2(a),(b)である。図2(b)ではグラフ右下側(αの値が大きく、電流iが小さい)ほど過電流検出ポイントが浅い。また、式(2)についての結果を表とグラフに表したのが図3(a),(b)である。図3(b)ではグラフ右上側(αの値が大きく、しきい値電流iref が大きい)ほど過電流検出ポイントが浅い。αの値がより小さくて過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4の抵抗値がより小さくなるほど、シフト用のスイッチング素子Q3を導通させてシフト用の抵抗素子R4を並列接続したときの過電流検出ポイントを深い側へシフトする度合いが大きいものとなる。
図4は本発明の別の実施例におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図1の実施例の場合は電流検出用の抵抗素子R1に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4を並列に接続しているが、図4の実施例の場合は電流検出用の抵抗素子R1に対して過電流検出ポイントのシフト用の抵抗素子R4を直列に接続している。この過電流検出ポイントシフト回路5では、負荷モード設定信号S1が“H”レベルで重負荷モードを設定するときに抵抗素子R1に対して導通状態のスイッチング素子Q3が接続されてアクティブ状態とされ、逆に負荷モード設定信号S1が“L”レベルで軽負荷モードを設定するときに抵抗素子R1に対してスイッチング素子Q3が非導通となることにより分離されてインアクティブ状態とされるようになっている。
負荷モード設定信号S1が重負荷モードの“H”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Q3を導通させ短絡によってシフト用の抵抗素子R4を電流検出用の抵抗素子R1から切り離すことにより合成抵抗値を減少させ、メインのスイッチング素子Q2のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトダウンさせる。その結果として、過電流検出ポイントが深い側にシフトされる。また、逆に、負荷モード設定信号S1が軽負荷モードの“L”レベルのときにシフト用のスイッチング素子Q3を遮断させて短絡を解消し、シフト用の抵抗素子R4を電流検出用の抵抗素子R1に直列に接続することにより抵抗値の減少を解消し、メインのスイッチング素子Q2のソース端子に現れる電流検出用の電圧レベルをシフトアップさせる。その結果として、過電流検出ポイントが浅い側にシフトされる。
以上をまとめると、過電流検出ポイントシフト回路5の動作態様につき、軽負荷時には不動作とし、重負荷時には動作させるものとして、その動作によってメインのスイッチング素子Q2を流れる電流の検出結果としての検出電圧VISの大きさをシフトダウンすることを通じてPWM制御回路3がメインのスイッチング素子Q2への駆動信号を停止するときのしきい値電圧Vref をより高い側にシフトさせる。つまり、重負荷時には過電流検出ポイントをより深いレベルに設定することになる。
本発明は、力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式であって、出力電圧が異なる複数仕様の負荷モードをもつスイッチング電源装置において、いずれの負荷モードでも過電流保護機能を適正な過電流検出ポイントで発動できるようにする技術として有用である。
1 力率改善回路
2 DC−DCコンバータ
3 PWM制御回路
4 出力電圧制御回路
5 過電流検出ポイントシフト回路
C1,C2 平滑コンデンサ
D1,D2 整流ダイオード
L1 チョークコイル
N1 一次巻線
N2 二次巻線
PC1,PC2,PC3 フォトカプラ(絶縁型信号伝達素子)
Q1 チョッパ用のスイッチング素子
Q2 メインのスイッチング素子
Q3 シフト用のスイッチング素子
R1 電流検出用の抵抗素子
R4 シフト用の抵抗素子
S1 負荷モード設定信号
T1 トランス
2 DC−DCコンバータ
3 PWM制御回路
4 出力電圧制御回路
5 過電流検出ポイントシフト回路
C1,C2 平滑コンデンサ
D1,D2 整流ダイオード
L1 チョークコイル
N1 一次巻線
N2 二次巻線
PC1,PC2,PC3 フォトカプラ(絶縁型信号伝達素子)
Q1 チョッパ用のスイッチング素子
Q2 メインのスイッチング素子
Q3 シフト用のスイッチング素子
R1 電流検出用の抵抗素子
R4 シフト用の抵抗素子
S1 負荷モード設定信号
T1 トランス
Claims (5)
- 力率改善回路とDC−DCコンバータを有する2コンバータ方式で、負荷モード設定信号が軽負荷運転を指示するときに前記力率改善回路が機能停止されるように構成され、かつ前記DC−DCコンバータはメインのスイッチング素子に流れる電流が過電流検出ポイントを上回るときに前記メインのスイッチング素子の動作を停止させるように構成されたスイッチング電源装置であって、
前記負荷モード設定信号が重負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを大きくする一方、前記負荷モード設定信号が軽負荷モードのときに前記過電流検出ポイントを小さくするように過電流検出ポイントを負荷モードに応じて可変する過電流検出ポイントシフト回路を設けてあるスイッチング電源装置。 - 前記過電流検出ポイントシフト回路は、前記メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との直列回路が並列に接続され、前記シフト用のスイッチング素子が前記負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記過電流検出ポイントシフト回路は、前記メインのスイッチング素子に直列接続されている電流検出用の抵抗素子に対してシフト用の抵抗素子とシフト用のスイッチング素子との並列回路が直列に接続され、前記シフト用のスイッチング素子が前記負荷モード設定信号によってオフ状態とオン状態とに切り替えられるように構成されている請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記力率改善回路は、入力端子間に接続されたチョークコイルとチョッパ用のスイッチング素子の直列回路と、前記チョッパ用のスイッチング素子に並列接続された整流ダイオードおよび平滑コンデンサの直列回路から構成されている請求項1から請求項3までのいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。
- 前記DC−DCコンバータは、前記力率改善回路における平滑コンデンサに並列接続されたトランス一次巻線と前記メインのスイッチング素子と電流検出用の抵抗素子の直列回路と、前記トランス一次巻線にトランス結合されたトランス二次巻線と整流ダイオードと平滑コンデンサの直列回路から構成され、
前記シフト用のスイッチング素子は、前記DC−DCコンバータのトランス二次側における平滑コンデンサの出力電圧を絶縁型信号伝達素子を介して駆動信号とするように構成されている請求項4に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013270712A JP2015126638A (ja) | 2013-12-27 | 2013-12-27 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2013270712A JP2015126638A (ja) | 2013-12-27 | 2013-12-27 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2015126638A true JP2015126638A (ja) | 2015-07-06 |
Family
ID=53536979
Family Applications (1)
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JP2013270712A Pending JP2015126638A (ja) | 2013-12-27 | 2013-12-27 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2015126638A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2018110503A (ja) * | 2017-01-06 | 2018-07-12 | コニカミノルタ株式会社 | 電源装置および画像形成装置、並びに過電流保護回路の制御方法 |
WO2018142640A1 (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | リコー電子デバイス株式会社 | 電源装置及び電子機器 |
JP2020127287A (ja) * | 2019-02-05 | 2020-08-20 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2013
- 2013-12-27 JP JP2013270712A patent/JP2015126638A/ja active Pending
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