JP3116869B2 - 電流モード制御装置のスロープ補償回路 - Google Patents
電流モード制御装置のスロープ補償回路Info
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電流モード制御タイ
プのＤＣ−ＤＣコンバータやスイッチング電源装置等に
組み込まれる電流モード制御装置のスロープ補償回路に
関するものである。
プのＤＣ−ＤＣコンバータやスイッチング電源装置等に
組み込まれる電流モード制御装置のスロープ補償回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５には、実公平７−３９３４６号公報
に記載されている電流モード制御装置のスロープ補償回
路がスイッチング電源装置に組み込まれた状態で示され
ている。同図に示すスイッチング電源装置はトランス１
を有する絶縁型のものであり、トランス１の一次コイル
Ｎ１側に設けられたスイッチ素子２（図５に示す例では
ＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されるスイッチ素子）のスイ
ッチオン・オフ動作によって、トランス１の二次コイル
Ｎ２に直流入力電源３の入力電圧に基づいた電圧が誘起
され、この二次コイルＮ２に誘起された電圧が整流平滑
回路４によって整流平滑され出力電圧Ｖout が負荷に出
力される構成になっている。
に記載されている電流モード制御装置のスロープ補償回
路がスイッチング電源装置に組み込まれた状態で示され
ている。同図に示すスイッチング電源装置はトランス１
を有する絶縁型のものであり、トランス１の一次コイル
Ｎ１側に設けられたスイッチ素子２（図５に示す例では
ＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されるスイッチ素子）のスイ
ッチオン・オフ動作によって、トランス１の二次コイル
Ｎ２に直流入力電源３の入力電圧に基づいた電圧が誘起
され、この二次コイルＮ２に誘起された電圧が整流平滑
回路４によって整流平滑され出力電圧Ｖout が負荷に出
力される構成になっている。
【０００３】このスイッチング電源装置は、予め定めた
設定の出力電圧Ｖout を安定的に出力できるように電流
モード制御によってスイッチ素子２のスイッチング制御
を行う電流モード制御装置５を備えている。
設定の出力電圧Ｖout を安定的に出力できるように電流
モード制御によってスイッチ素子２のスイッチング制御
を行う電流モード制御装置５を備えている。
【０００４】図５に示すように、電流モード制御装置５
は、スイッチ素子２に流れる通電電流を検出するカレン
トトランス６を有し、このカレントトランス６の出力側
には抵抗体７が並列に接続され、また、カレントトラン
ス６の出力側にはダイオードＤ１のアノード側が接続さ
れ、このダイオードＤ１のカソード側は抵抗体８の一端
側に接続され、抵抗体８の他端側は接地されている。上
記ダイオードＤ１と抵抗体８の接続部Ｘはスイッチング
制御回路１０の予め定められた入力端部に接続されてい
る。
は、スイッチ素子２に流れる通電電流を検出するカレン
トトランス６を有し、このカレントトランス６の出力側
には抵抗体７が並列に接続され、また、カレントトラン
ス６の出力側にはダイオードＤ１のアノード側が接続さ
れ、このダイオードＤ１のカソード側は抵抗体８の一端
側に接続され、抵抗体８の他端側は接地されている。上
記ダイオードＤ１と抵抗体８の接続部Ｘはスイッチング
制御回路１０の予め定められた入力端部に接続されてい
る。
【０００５】さらに、上記ダイオードＤ１と抵抗体８の
接続部Ｘは抵抗体１１の一端側に接続され、この抵抗体
１１の他端側はダイオードＤ２のアノード側と抵抗体１
２の一端側とコンデンサＣ１の一端側（入力側）とにそ
れぞれ接続されており、上記ダイオードＤ２のカソード
側と抵抗体１２の他端側が接続され、上記コンデンサＣ
１の他端側は接地されている。
接続部Ｘは抵抗体１１の一端側に接続され、この抵抗体
１１の他端側はダイオードＤ２のアノード側と抵抗体１
２の一端側とコンデンサＣ１の一端側（入力側）とにそ
れぞれ接続されており、上記ダイオードＤ２のカソード
側と抵抗体１２の他端側が接続され、上記コンデンサＣ
１の他端側は接地されている。
【０００６】上記ダイオードＤ２と抵抗体１２との接続
部ＹはＮＰＮ形トランジスタ１３のエミッタとＰＮＰ形
トランジスタ１４のエミッタとの接続部Ｚに接続されて
いる。上記トランジスタ１３のコレクタ側は電源Ｖccに
接続され、また、上記トランジスタ１４のコレクタ側は
接地されている。上記トランジスタ１３，１４のベース
同士は接続され、この接続部はスイッチング制御回路１
０の出力端部に接続されている。上記トランジスタ１３
のエミッタとトランジスタ１４のエミッタとの接続部Ｚ
が前記スイッチ素子２のゲート側に接続される。
部ＹはＮＰＮ形トランジスタ１３のエミッタとＰＮＰ形
トランジスタ１４のエミッタとの接続部Ｚに接続されて
いる。上記トランジスタ１３のコレクタ側は電源Ｖccに
接続され、また、上記トランジスタ１４のコレクタ側は
接地されている。上記トランジスタ１３，１４のベース
同士は接続され、この接続部はスイッチング制御回路１
０の出力端部に接続されている。上記トランジスタ１３
のエミッタとトランジスタ１４のエミッタとの接続部Ｚ
が前記スイッチ素子２のゲート側に接続される。
【０００７】また、前記整流平滑回路４の出力側に演算
増幅器１５の非反転入力端子側が接続され、この演算増
幅器１５の反転入力端子側は直流電源Ｖ1 に接続され、
演算増幅器１５の出力側はスイッチング制御回路１０の
予め定められた入力端部に接続されている。
増幅器１５の非反転入力端子側が接続され、この演算増
幅器１５の反転入力端子側は直流電源Ｖ1 に接続され、
演算増幅器１５の出力側はスイッチング制御回路１０の
予め定められた入力端部に接続されている。
【０００８】上記カレントトランス６と抵抗体７，８と
ダイオードＤ１により電流センス回路１６が構成され、
抵抗体１１，１２とダイオードＤ２とコンデンサＣ１に
よりスロープ補償回路１８が構成され、上記ＮＰＮ形ト
ランジスタ１３とＰＮＰ形トランジスタ１４によりドラ
イブ回路１９が構成され、上記演算増幅器１５と直流電
源Ｖ1 により出力電圧検出回路２０が構成されている。
ダイオードＤ１により電流センス回路１６が構成され、
抵抗体１１，１２とダイオードＤ２とコンデンサＣ１に
よりスロープ補償回路１８が構成され、上記ＮＰＮ形ト
ランジスタ１３とＰＮＰ形トランジスタ１４によりドラ
イブ回路１９が構成され、上記演算増幅器１５と直流電
源Ｖ1 により出力電圧検出回路２０が構成されている。
【０００９】スイッチング制御回路１０は、図６の
（ａ）に示す予め定めたスイッチング周期Ｔの矩形波形
状のパルス信号を出力し上記出力電圧Ｖout を安定化す
べく電流モード制御によって上記パルス信号のオン期間
ｔを可変制御してスイッチ素子２のスイッチング制御を
行う回路構成を有している。
（ａ）に示す予め定めたスイッチング周期Ｔの矩形波形
状のパルス信号を出力し上記出力電圧Ｖout を安定化す
べく電流モード制御によって上記パルス信号のオン期間
ｔを可変制御してスイッチ素子２のスイッチング制御を
行う回路構成を有している。
【００１０】電流モード制御装置５は上記のように構成
されており、以下に、電流モード制御装置５の動作を簡
単に説明する。スイッチング制御回路１０から上記オン
信号が出力されると、ドライブ回路１９のトランジスタ
１３がオン状態に、また、トランジスタ１４はオフ状態
となり、電源Ｖccからトランジスタ１３を通ってドライ
ブ電圧がスイッチ素子２のゲートに印加してスイッチ素
子２がスイッチオンする。このスイッチオン期間にスイ
ッチ素子２を通電する電流Ｉswは、図７の実線Ａに示す
ように、時間の経過と共に一次直線の傾きｍ１をもって
増加するものであり、このスイッチ素子２の通電電流Ｉ
swは電流センス回路１６によって検出され電圧に変換さ
れ、上記スイッチ素子２の通電電流Ｉswの変化の傾きｍ
１と同じ傾きをもった図６の（ｃ）の点線又は図７の実
線Ａに示す電圧Ｖspが電流センス回路１６から出力され
る。
されており、以下に、電流モード制御装置５の動作を簡
単に説明する。スイッチング制御回路１０から上記オン
信号が出力されると、ドライブ回路１９のトランジスタ
１３がオン状態に、また、トランジスタ１４はオフ状態
となり、電源Ｖccからトランジスタ１３を通ってドライ
ブ電圧がスイッチ素子２のゲートに印加してスイッチ素
子２がスイッチオンする。このスイッチオン期間にスイ
ッチ素子２を通電する電流Ｉswは、図７の実線Ａに示す
ように、時間の経過と共に一次直線の傾きｍ１をもって
増加するものであり、このスイッチ素子２の通電電流Ｉ
swは電流センス回路１６によって検出され電圧に変換さ
れ、上記スイッチ素子２の通電電流Ｉswの変化の傾きｍ
１と同じ傾きをもった図６の（ｃ）の点線又は図７の実
線Ａに示す電圧Ｖspが電流センス回路１６から出力され
る。
【００１１】一方、このスイッチ素子２のスイッチオン
期間には、電源Ｖccから電流がトランジスタ１３と抵抗
体１２を順に介してコンデンサＣ１に流れ込んでコンデ
ンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１の充電電圧
は、図６の（ｂ）に示すように、時間の経過と共に一次
関数の直線の傾きをもって増加していく。このコンデン
サＣ１の充電電圧が抵抗体１１を通してスロープ補償回
路１８の出力電圧として出力され、このスロープ補償回
路１８の出力電圧が前記電流センス回路１６の出力電圧
Ｖspに重畳されて電流センス回路１６の出力電圧Ｖspの
スロープが補償され、図６の（ｃ）の実線に示す電圧Ｖ
slがスイッチング制御回路１０に加えられる。
期間には、電源Ｖccから電流がトランジスタ１３と抵抗
体１２を順に介してコンデンサＣ１に流れ込んでコンデ
ンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１の充電電圧
は、図６の（ｂ）に示すように、時間の経過と共に一次
関数の直線の傾きをもって増加していく。このコンデン
サＣ１の充電電圧が抵抗体１１を通してスロープ補償回
路１８の出力電圧として出力され、このスロープ補償回
路１８の出力電圧が前記電流センス回路１６の出力電圧
Ｖspに重畳されて電流センス回路１６の出力電圧Ｖspの
スロープが補償され、図６の（ｃ）の実線に示す電圧Ｖ
slがスイッチング制御回路１０に加えられる。
【００１２】また、演算増幅器１５はスイッチング電源
装置の出力電圧Ｖout を検出し、この出力電圧Ｖout と
電源Ｖ1 の電圧との差分電圧を増幅し、出力電圧Ｖout
に応じた電圧Ｖopをスイッチング制御回路１０に出力し
ており、スイッチング制御回路１０は、上記電流センス
回路１６側からの電圧Ｖslと上記演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopとに基づき、電流モード制御によって、出力電
圧Ｖout を安定化すべくスイッチ素子２のスイッチング
オフのタイミングを決定する。
装置の出力電圧Ｖout を検出し、この出力電圧Ｖout と
電源Ｖ1 の電圧との差分電圧を増幅し、出力電圧Ｖout
に応じた電圧Ｖopをスイッチング制御回路１０に出力し
ており、スイッチング制御回路１０は、上記電流センス
回路１６側からの電圧Ｖslと上記演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopとに基づき、電流モード制御によって、出力電
圧Ｖout を安定化すべくスイッチ素子２のスイッチング
オフのタイミングを決定する。
【００１３】つまり、スイッチ素子２がスイッチオンし
てから図６の（ｃ）の実線に示すように電流センス回路
１６側からの電圧Ｖslは増加していき、この電圧Ｖslが
上記演算増幅器１５の出力電圧Ｖopに達すると、スイッ
チング制御回路１０からオフ信号が出力される。例え
ば、出力電圧Ｖout が設定の電圧よりも低いときには演
算増幅器１５の出力電圧Ｖopが上昇して上記電圧Ｖslが
演算増幅器１５の出力電圧Ｖopに達するまでの時間が長
くなり、スイッチ素子２のオン期間が長くなって出力電
圧の降下分が補償される。また、反対に、出力電圧Ｖou
t が設定電圧よりも高いときには演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopが低下し上記電圧Ｖslが演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopに達するまでの時間が短縮され、スイッチ素子
２のオン期間が短くなり、出力電圧Ｖout の上昇分が補
正される。このようにスイッチング制御回路１０によっ
てスイッチ素子２のオン期間を制御することにより、出
力電圧Ｖout の安定化が図れる。
てから図６の（ｃ）の実線に示すように電流センス回路
１６側からの電圧Ｖslは増加していき、この電圧Ｖslが
上記演算増幅器１５の出力電圧Ｖopに達すると、スイッ
チング制御回路１０からオフ信号が出力される。例え
ば、出力電圧Ｖout が設定の電圧よりも低いときには演
算増幅器１５の出力電圧Ｖopが上昇して上記電圧Ｖslが
演算増幅器１５の出力電圧Ｖopに達するまでの時間が長
くなり、スイッチ素子２のオン期間が長くなって出力電
圧の降下分が補償される。また、反対に、出力電圧Ｖou
t が設定電圧よりも高いときには演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopが低下し上記電圧Ｖslが演算増幅器１５の出力
電圧Ｖopに達するまでの時間が短縮され、スイッチ素子
２のオン期間が短くなり、出力電圧Ｖout の上昇分が補
正される。このようにスイッチング制御回路１０によっ
てスイッチ素子２のオン期間を制御することにより、出
力電圧Ｖout の安定化が図れる。
【００１４】上記の如くスイッチング制御回路１０から
オフ信号が出力されると、トランジスタ１３がオフし、
トランジスタ１４はオンしてスイッチ素子２がスイッチ
オフし、また、ダイオードＤ２がスイッチオンして、コ
ンデンサＣ１の充電電圧はダイオードＤ２とトランジス
タ１４を順に介して放電し、次のスイッチオン時のコン
デンサＣ１の充電に備える。
オフ信号が出力されると、トランジスタ１３がオフし、
トランジスタ１４はオンしてスイッチ素子２がスイッチ
オフし、また、ダイオードＤ２がスイッチオンして、コ
ンデンサＣ１の充電電圧はダイオードＤ２とトランジス
タ１４を順に介して放電し、次のスイッチオン時のコン
デンサＣ１の充電に備える。
【００１５】上記のように、図５に示すスイッチング電
源装置では、電流モード制御装置５を備え該電流モード
制御装置５による電流モード制御によってスイッチ素子
２のスイッチング制御を行って、設定の出力電圧Ｖout
を安定的に出力できる構成になっている。
源装置では、電流モード制御装置５を備え該電流モード
制御装置５による電流モード制御によってスイッチ素子
２のスイッチング制御を行って、設定の出力電圧Ｖout
を安定的に出力できる構成になっている。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ電源装置の回路効率を高めるためには、スイッチング
制御回路１０から出力されるパルス信号のデューティ
（スイッチング周期Ｔに対するオン期間ｔの割合（ｔ／
Ｔ））が５０％以上となるように回路を構成すればよい
ことが知られている。しかし、デューティが５０％以上
になると、低周波発振が発生し、スイッチング電源装置
の動作が不安定になるという問題が生じる。
グ電源装置の回路効率を高めるためには、スイッチング
制御回路１０から出力されるパルス信号のデューティ
（スイッチング周期Ｔに対するオン期間ｔの割合（ｔ／
Ｔ））が５０％以上となるように回路を構成すればよい
ことが知られている。しかし、デューティが５０％以上
になると、低周波発振が発生し、スイッチング電源装置
の動作が不安定になるという問題が生じる。
【００１７】上記実公平７−３９３４６号公報に記載さ
れている電流モード制御装置５では、上記低周波発振を
抑制するために、スロープ補償回路１８を備えて、前述
したように、電流センス回路１６の出力電圧Ｖspにスロ
ープ補償回路１８の出力電圧を重畳することによって、
上記電圧Ｖspの傾き（スロープ）を補償し、電圧Ｖspよ
りも傾きが大きい電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０
に加える構成とし、デューディが５０％以上であっても
上記低周波発振の発生を抑制しスイッチング電源装置の
動作の安定化を図ろうとしたものである。
れている電流モード制御装置５では、上記低周波発振を
抑制するために、スロープ補償回路１８を備えて、前述
したように、電流センス回路１６の出力電圧Ｖspにスロ
ープ補償回路１８の出力電圧を重畳することによって、
上記電圧Ｖspの傾き（スロープ）を補償し、電圧Ｖspよ
りも傾きが大きい電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０
に加える構成とし、デューディが５０％以上であっても
上記低周波発振の発生を抑制しスイッチング電源装置の
動作の安定化を図ろうとしたものである。
【００１８】それというのは次のような理由に因る。例
えば、図５に示すスロープ補償回路１８が省略された電
流モード制御装置５が設けられているスイッチング電源
回路から予め定めた設定の出力電圧Ｖout が安定して出
力されているときに、電流センス回路１６からスイッチ
ング制御回路１０に加えられる電圧Ｖspは、スイッチ素
子２の通電電流Ｉswの変化に応じて図７の実線Ａに示す
ような鋸歯形状の電圧波形でもって変化する。
えば、図５に示すスロープ補償回路１８が省略された電
流モード制御装置５が設けられているスイッチング電源
回路から予め定めた設定の出力電圧Ｖout が安定して出
力されているときに、電流センス回路１６からスイッチ
ング制御回路１０に加えられる電圧Ｖspは、スイッチ素
子２の通電電流Ｉswの変化に応じて図７の実線Ａに示す
ような鋸歯形状の電圧波形でもって変化する。
【００１９】つまり、スイッチング制御回路１０によっ
てスイッチ素子２がオンしたときには電流センス回路１
６の出力電圧Ｖspは例えば電圧Ｖonに立ち上がり、スイ
ッチ素子２のスイッチオン期間には、上記電流センス回
路１６の出力電圧Ｖspは時間の経過と共に一次関数の直
線の傾きｍ１でもって増加し、スイッチング制御回路１
０によってスイッチ素子２がオフされると、電流センス
回路１６の出力電圧Ｖspはゼロとなり、次にスイッチオ
ンしたときには、スイッチオフ期間の図７に示す鎖線Ｂ
の傾きｍ２によって定まる上記電圧Ｖonに立ち上がると
いうような電圧波形を形成する。
てスイッチ素子２がオンしたときには電流センス回路１
６の出力電圧Ｖspは例えば電圧Ｖonに立ち上がり、スイ
ッチ素子２のスイッチオン期間には、上記電流センス回
路１６の出力電圧Ｖspは時間の経過と共に一次関数の直
線の傾きｍ１でもって増加し、スイッチング制御回路１
０によってスイッチ素子２がオフされると、電流センス
回路１６の出力電圧Ｖspはゼロとなり、次にスイッチオ
ンしたときには、スイッチオフ期間の図７に示す鎖線Ｂ
の傾きｍ２によって定まる上記電圧Ｖonに立ち上がると
いうような電圧波形を形成する。
【００２０】スイッチ素子２がオンしたときに、電流セ
ンス回路１６の出力電圧Ｖspが上記電圧Ｖonからずれた
電圧に立ち上がった場合にも、スイッチオン期間に、電
圧Ｖspは前記実線Ａの傾きｍ１と同じ傾きでもって図７
の点線Ｄに示すように増加し、上記鎖線Ｂの傾きｍ２と
同じ傾きをもつ鎖線Ｃによって次のスイッチオン時の立
ち上がりの電流センス回路１６の出力電圧値が定まるこ
とから、スロープ補償回路１８が省略されている場合に
はスイッチ素子２がオンしたときにおける前記電圧Ｖon
に対する電流センス回路１６の出力電圧Ｖspのずれ量Δ
Ｖ1 は、前回のずれ量をΔＶ0 としたとき、ΔＶ1 ＝
（ｍ２／ｍ１）・ΔＶ0 と表すことができる。
ンス回路１６の出力電圧Ｖspが上記電圧Ｖonからずれた
電圧に立ち上がった場合にも、スイッチオン期間に、電
圧Ｖspは前記実線Ａの傾きｍ１と同じ傾きでもって図７
の点線Ｄに示すように増加し、上記鎖線Ｂの傾きｍ２と
同じ傾きをもつ鎖線Ｃによって次のスイッチオン時の立
ち上がりの電流センス回路１６の出力電圧値が定まるこ
とから、スロープ補償回路１８が省略されている場合に
はスイッチ素子２がオンしたときにおける前記電圧Ｖon
に対する電流センス回路１６の出力電圧Ｖspのずれ量Δ
Ｖ1 は、前回のずれ量をΔＶ0 としたとき、ΔＶ1 ＝
（ｍ２／ｍ１）・ΔＶ0 と表すことができる。
【００２１】デューティが５０％以上であるときには、
スイッチング制御回路１０に加えられる電圧Ｖspのスイ
ッチオン期間における傾きｍ１の絶対値は前記スイッチ
オフ期間における鎖線の傾きｍ２の絶対値よりも小さい
ことから、上記電圧Ｖonに対する電流センス回路１６の
出力電圧Ｖspのずれ量は、スイッチ素子２がスイッチオ
ンする度に、大きくなり収束せず、低周波発振が発生
し、スイッチング電源装置の動作が安定状態からずれて
しまったときに、上記低周波発振に起因して装置の動作
が安定状態に回復せずスイッチング電源装置の動作が不
安定となるという問題が生じることになる。
スイッチング制御回路１０に加えられる電圧Ｖspのスイ
ッチオン期間における傾きｍ１の絶対値は前記スイッチ
オフ期間における鎖線の傾きｍ２の絶対値よりも小さい
ことから、上記電圧Ｖonに対する電流センス回路１６の
出力電圧Ｖspのずれ量は、スイッチ素子２がスイッチオ
ンする度に、大きくなり収束せず、低周波発振が発生
し、スイッチング電源装置の動作が安定状態からずれて
しまったときに、上記低周波発振に起因して装置の動作
が安定状態に回復せずスイッチング電源装置の動作が不
安定となるという問題が生じることになる。
【００２２】そこで、上記図５に示す回路ではスロープ
補償回路１８を設けて、図６の（ｃ）に示すように、ス
イッチ素子２のスイッチオン期間における電流センス回
路１６の出力電圧Ｖspの傾き（スロープ）を上記スロー
プ補償回路１８によって補償し、上記電流センス回路１
６の出力電圧Ｖspの傾きｍ１よりも大きな傾きをもった
電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０に加えることで、
上記低周波発振の発生を回避しようとした。
補償回路１８を設けて、図６の（ｃ）に示すように、ス
イッチ素子２のスイッチオン期間における電流センス回
路１６の出力電圧Ｖspの傾き（スロープ）を上記スロー
プ補償回路１８によって補償し、上記電流センス回路１
６の出力電圧Ｖspの傾きｍ１よりも大きな傾きをもった
電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０に加えることで、
上記低周波発振の発生を回避しようとした。
【００２３】しかしながら、本出願人らが、上記図５に
示すスイッチング電源装置を試作したところ、低周波発
振の抑制が不十分で、スイッチング電源装置の動作が不
安定になる虞があった。
示すスイッチング電源装置を試作したところ、低周波発
振の抑制が不十分で、スイッチング電源装置の動作が不
安定になる虞があった。
【００２４】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的は、５０％以上のデューディ
でスイッチ素子のスイッチング制御を行っても、低周波
発振が抑制され、スイッチング電源装置等の回路動作を
安定させることが可能な電流モード制御装置のスロープ
補償回路を提供することにある。
れたものであり、その目的は、５０％以上のデューディ
でスイッチ素子のスイッチング制御を行っても、低周波
発振が抑制され、スイッチング電源装置等の回路動作を
安定させることが可能な電流モード制御装置のスロープ
補償回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は次のような構成をもって前記課題を解決
する手段としている。すなわち、第１の発明は、オン・
オフのスイッチング動作によって出力電圧を供給するス
イッチ素子と、上記出力電圧を検出出力する出力電圧検
出回路と、スイッチ素子のスイッチオン期間にスイッチ
素子の通電電流を電圧に変換して検出出力する電流セン
ス回路と、上記出力電圧検出回路の出力電圧と電流セン
ス回路の出力電圧とに基づき上記出力電圧を安定化すべ
く電流モード制御によってスイッチ素子のスイッチング
制御を行うスイッチング制御回路とを有する電流モード
制御装置に備えるスロープ補償回路において、スイッチ
素子のスイッチオン期間に時間の経過と共に一次関数の
直線の傾きをもって増加するスイッチ素子の通電電流を
１回以上積分して時間の経過と共に二次以上の曲線カー
ブでもって増加する電圧に変換し該電圧を出力する積分
回路が設けられ、この積分回路の出力電圧を上記電流セ
ンス回路の出力電圧に重畳し、時間の経過と共に二次以
上の曲線カーブでもって増加する電圧をスイッチング制
御回路に加える構成をもって前記課題を解決する手段と
している。
に、この発明は次のような構成をもって前記課題を解決
する手段としている。すなわち、第１の発明は、オン・
オフのスイッチング動作によって出力電圧を供給するス
イッチ素子と、上記出力電圧を検出出力する出力電圧検
出回路と、スイッチ素子のスイッチオン期間にスイッチ
素子の通電電流を電圧に変換して検出出力する電流セン
ス回路と、上記出力電圧検出回路の出力電圧と電流セン
ス回路の出力電圧とに基づき上記出力電圧を安定化すべ
く電流モード制御によってスイッチ素子のスイッチング
制御を行うスイッチング制御回路とを有する電流モード
制御装置に備えるスロープ補償回路において、スイッチ
素子のスイッチオン期間に時間の経過と共に一次関数の
直線の傾きをもって増加するスイッチ素子の通電電流を
１回以上積分して時間の経過と共に二次以上の曲線カー
ブでもって増加する電圧に変換し該電圧を出力する積分
回路が設けられ、この積分回路の出力電圧を上記電流セ
ンス回路の出力電圧に重畳し、時間の経過と共に二次以
上の曲線カーブでもって増加する電圧をスイッチング制
御回路に加える構成をもって前記課題を解決する手段と
している。
【００２６】第２の発明は、上記第１の発明を構成する
電流センス回路の出力側に積分回路のコンデンサを直列
接続した構成をもって前記課題を解決する手段としてい
る。
電流センス回路の出力側に積分回路のコンデンサを直列
接続した構成をもって前記課題を解決する手段としてい
る。
【００２７】上記構成の発明において、スロープ補償回
路の積分回路は、スイッチ素子のスイッチオン期間に時
間の経過と共に一次関数の直線の傾きをもって増加する
スイッチ素子の通電電流を１回以上積分し、時間の経過
と共に二次以上の曲線カーブでもって増加する電圧に変
換し該電圧を出力する。一方、このスイッチ素子のスイ
ッチオン期間には、電流センス回路がスイッチ素子の通
電電流を直接的に又は間接的に電圧に変換して検出出力
し、この電流センス回路の出力電圧に上記積分回路の出
力電圧が重畳されて電流センス回路の出力電圧のスロー
プが補償され、時間の経過と共に二次以上の曲線カーブ
でもって増加する電圧が電流センス回路側からスイッチ
ング制御回路に加えられる。
路の積分回路は、スイッチ素子のスイッチオン期間に時
間の経過と共に一次関数の直線の傾きをもって増加する
スイッチ素子の通電電流を１回以上積分し、時間の経過
と共に二次以上の曲線カーブでもって増加する電圧に変
換し該電圧を出力する。一方、このスイッチ素子のスイ
ッチオン期間には、電流センス回路がスイッチ素子の通
電電流を直接的に又は間接的に電圧に変換して検出出力
し、この電流センス回路の出力電圧に上記積分回路の出
力電圧が重畳されて電流センス回路の出力電圧のスロー
プが補償され、時間の経過と共に二次以上の曲線カーブ
でもって増加する電圧が電流センス回路側からスイッチ
ング制御回路に加えられる。
【００２８】このスイッチング制御回路に加えられる二
次以上の曲線カーブの電圧の傾きは、スイッチオン時か
ら時間の経過と共に大きくなるので、５０％以上のデュ
ーティでスイッチング制御が行われているときにはスイ
ッチ素子がオンしてからオフするまでの時間が長く、ス
イッチオフする直前における上記二次以上の曲線カーブ
の電圧の傾きは非常に大きくなり、このことから、５０
％以上のデューディでスイッチ素子のスイッチング制御
を行っても低周波発振の発生が完璧に抑制されてスイッ
チング電源装置等の回路動作が安定する。
次以上の曲線カーブの電圧の傾きは、スイッチオン時か
ら時間の経過と共に大きくなるので、５０％以上のデュ
ーティでスイッチング制御が行われているときにはスイ
ッチ素子がオンしてからオフするまでの時間が長く、ス
イッチオフする直前における上記二次以上の曲線カーブ
の電圧の傾きは非常に大きくなり、このことから、５０
％以上のデューディでスイッチ素子のスイッチング制御
を行っても低周波発振の発生が完璧に抑制されてスイッ
チング電源装置等の回路動作が安定する。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下に、本発明に係る実施形態例
を図面に基づき説明する。
を図面に基づき説明する。
【００３０】図１には第１の実施形態例である電流モー
ド制御装置のスロープ補償回路がスイッチング電源装置
に組み込まれた状態で示されている。この実施形態例が
図５に示す従来例と異なる特徴的なことは、電流センス
回路１６の出力側とスイッチング制御回路１０の出力側
との間にスロープ補償回路１８を設けるのではなく、電
流センス回路１６にスロープ補償回路を設け、電流セン
ス回路１６から図２の（ｃ）の実線に示す二次曲線カー
ブを持つ電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０に加える
構成にしたことである。なお、図１では前記図５の回路
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
ド制御装置のスロープ補償回路がスイッチング電源装置
に組み込まれた状態で示されている。この実施形態例が
図５に示す従来例と異なる特徴的なことは、電流センス
回路１６の出力側とスイッチング制御回路１０の出力側
との間にスロープ補償回路１８を設けるのではなく、電
流センス回路１６にスロープ補償回路を設け、電流セン
ス回路１６から図２の（ｃ）の実線に示す二次曲線カー
ブを持つ電圧Ｖslをスイッチング制御回路１０に加える
構成にしたことである。なお、図１では前記図５の回路
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
【００３１】この実施形態例では、図１に示すように、
電流センス回路１６の抵抗体８の一端側（接地側）にコ
ンデンサＣslの一端側が接続され、コンデンサＣslの他
端側が接地され、このコンデンサＣslに並列に抵抗体２
３が接続されており、上記抵抗体８とコンデンサＣslに
より積分回路２４が構成され、抵抗体２３により上記コ
ンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成され
ており、上記積分回路２４と放電回路によりスロープ補
償回路が構成されている。
電流センス回路１６の抵抗体８の一端側（接地側）にコ
ンデンサＣslの一端側が接続され、コンデンサＣslの他
端側が接地され、このコンデンサＣslに並列に抵抗体２
３が接続されており、上記抵抗体８とコンデンサＣslに
より積分回路２４が構成され、抵抗体２３により上記コ
ンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成され
ており、上記積分回路２４と放電回路によりスロープ補
償回路が構成されている。
【００３２】第１の実施形態例は上記のように構成され
ており、以下に、この実施形態例に示すスロープ補償回
路の回路動作を簡単に説明する。まず、スイッチング制
御回路１０からオン信号が出力されると、前述したよう
に、トランジスタ１３がオンしてスイッチ素子２がスイ
ッチオンし、このスイッチオン期間には、スイッチ素子
２に、図２の（ａ）に示すような時間の経過と共に一次
直線の傾きをもって増加する電流Ｉswが通電する。この
スイッチオン期間のスイッチ素子２の通電電流Ｉswは次
式（１）によって表すことができる。
ており、以下に、この実施形態例に示すスロープ補償回
路の回路動作を簡単に説明する。まず、スイッチング制
御回路１０からオン信号が出力されると、前述したよう
に、トランジスタ１３がオンしてスイッチ素子２がスイ
ッチオンし、このスイッチオン期間には、スイッチ素子
２に、図２の（ａ）に示すような時間の経過と共に一次
直線の傾きをもって増加する電流Ｉswが通電する。この
スイッチオン期間のスイッチ素子２の通電電流Ｉswは次
式（１）によって表すことができる。
【００３３】Ｉsw＝ａｔ＋ｂ・・・・・（１）
【００３４】ただし、上記ａは通電電流Ｉswの変化の傾
き（Δｉ／Δｔ）を表し、ｔは時間を表し、ｂはターン
オン時の通電電流Ｉswの電流値を表している。
き（Δｉ／Δｔ）を表し、ｔは時間を表し、ｂはターン
オン時の通電電流Ｉswの電流値を表している。
【００３５】このスイッチ素子２の通電電流によってカ
レントトランス６に電圧が誘起されてカレントトランス
６から上記スイッチ素子２の通電電流の傾きａと同じ傾
きをもつ電流がダイオードＤ１と抵抗体８を順に介して
積分回路２４のコンデンサＣslに流れ込み、コンデンサ
Ｃslが充電される。このコンデンサＣslの充電電圧は、
スイッチ素子２の通電電流を１回積分して得られる電圧
であり、図２の（ｂ）に示すように、時間の経過と共に
二次曲線カーブでもって増加する。このコンデンサＣsl
の充電電圧Ｖecは時間の関数で次式（２）のように表す
ことができる。
レントトランス６に電圧が誘起されてカレントトランス
６から上記スイッチ素子２の通電電流の傾きａと同じ傾
きをもつ電流がダイオードＤ１と抵抗体８を順に介して
積分回路２４のコンデンサＣslに流れ込み、コンデンサ
Ｃslが充電される。このコンデンサＣslの充電電圧は、
スイッチ素子２の通電電流を１回積分して得られる電圧
であり、図２の（ｂ）に示すように、時間の経過と共に
二次曲線カーブでもって増加する。このコンデンサＣsl
の充電電圧Ｖecは時間の関数で次式（２）のように表す
ことができる。
【００３６】 Ｖec＝（１／２）・（ａ／ｎ）・ｔ2＋（ｂ／ｎ）・ｔ・・・・・（２）
【００３７】ただし、上記ａは前記スイッチ素子２の通
電電流Ｉswの傾きを表し、ｂはターンオン時のスイッチ
素子２の通電電流値を表し、ｎはカレントトランス６の
巻数比（（二次コイル２８の巻数）／（一次コイル２７
の巻数））を表している。
電電流Ｉswの傾きを表し、ｂはターンオン時のスイッチ
素子２の通電電流値を表し、ｎはカレントトランス６の
巻数比（（二次コイル２８の巻数）／（一次コイル２７
の巻数））を表している。
【００３８】このコンデンサＣslの充電電圧が、ダイオ
ードＤ１から出力された図２の（ｃ）の点線に示すよう
な電圧Ｖspに重畳されて該電圧Ｖspのスロープ補償が成
され、図２の（ｃ）の実線に示すような、時間の経過と
共に二次曲線カーブでもって増加する電圧Ｖslが電流セ
ンス回路１６から出力されスイッチング制御回路１０に
加えられる。
ードＤ１から出力された図２の（ｃ）の点線に示すよう
な電圧Ｖspに重畳されて該電圧Ｖspのスロープ補償が成
され、図２の（ｃ）の実線に示すような、時間の経過と
共に二次曲線カーブでもって増加する電圧Ｖslが電流セ
ンス回路１６から出力されスイッチング制御回路１０に
加えられる。
【００３９】スイッチング制御回路１０からオフ信号が
出力されると、前述したように、トランジスタ１３がオ
フしてスイッチ素子２がスイッチオフし、スイッチ素子
２の通電電流がゼロとなることから、カレントトランス
６側からコンデンサＣslに加えられる電流が停止して、
上記コンデンサＣslの充電電圧が放電回路の抵抗体２３
を介して放電し、次のスイッチオン時のコンデンサＣsl
の充電に備える。
出力されると、前述したように、トランジスタ１３がオ
フしてスイッチ素子２がスイッチオフし、スイッチ素子
２の通電電流がゼロとなることから、カレントトランス
６側からコンデンサＣslに加えられる電流が停止して、
上記コンデンサＣslの充電電圧が放電回路の抵抗体２３
を介して放電し、次のスイッチオン時のコンデンサＣsl
の充電に備える。
【００４０】この実施形態例によれば、電流センス回路
１６の出力側にスロープ補償回路の積分回路２４を設け
たので、電流センス回路１６のカレントトランス６によ
って検出された一次直線の傾きを持つスイッチ素子２の
通電電流を上記積分回路２４によって積分して二次曲線
カーブを持つ電圧を得ることができ、この二次曲線カー
ブを持つ電圧Ｖecを上記カレントトランス６側からの出
力電圧Ｖspに重畳して上記電圧Ｖspのスロープを補償
し、二次曲線カーブを持つ電圧Ｖslを電流センス回路１
６から出力してスイッチング制御回路１０へ加えること
ができる。
１６の出力側にスロープ補償回路の積分回路２４を設け
たので、電流センス回路１６のカレントトランス６によ
って検出された一次直線の傾きを持つスイッチ素子２の
通電電流を上記積分回路２４によって積分して二次曲線
カーブを持つ電圧を得ることができ、この二次曲線カー
ブを持つ電圧Ｖecを上記カレントトランス６側からの出
力電圧Ｖspに重畳して上記電圧Ｖspのスロープを補償
し、二次曲線カーブを持つ電圧Ｖslを電流センス回路１
６から出力してスイッチング制御回路１０へ加えること
ができる。
【００４１】上記スイッチング制御回路１０に加えられ
る電圧Ｖslの傾きｍ１は、スイッチ素子２がオンしてか
らの経過時間が長くなるに従って大きくなり、デューテ
ィが５０％以上でスイッチ素子２のスイッチング制御が
行われている場合には、スイッチオンしてからオフする
までの時間が長くなることから、スイッチオフ直前の上
記電圧Ｖslの傾きｍ１は、前記図５に示す回路における
電圧Ｖslのスイッチオフ直前の傾きｍ１よりも格段に大
きく、当然に、前記スイッチ素子２のオフ期間の図７の
鎖線に示す直線の傾きｍ２よりも上記傾きｍ１を格段に
大きくすることができる。
る電圧Ｖslの傾きｍ１は、スイッチ素子２がオンしてか
らの経過時間が長くなるに従って大きくなり、デューテ
ィが５０％以上でスイッチ素子２のスイッチング制御が
行われている場合には、スイッチオンしてからオフする
までの時間が長くなることから、スイッチオフ直前の上
記電圧Ｖslの傾きｍ１は、前記図５に示す回路における
電圧Ｖslのスイッチオフ直前の傾きｍ１よりも格段に大
きく、当然に、前記スイッチ素子２のオフ期間の図７の
鎖線に示す直線の傾きｍ２よりも上記傾きｍ１を格段に
大きくすることができる。
【００４２】上記スイッチ素子２のオフ直前における上
記電圧Ｖslの傾きｍ１が大きい程、前記式（２）から明
らかなように、電圧Ｖonに対するスイッチオン時の電圧
Ｖspのずれをより早く収束させることができることか
ら、この実施形態例では、５０％以上のデューディでス
イッチ素子２のスイッチング制御を行うことにより上記
の如くスイッチ素子２のオフ直前の電圧Ｖslの傾きｍ１
を格段に大きくすることができるので、上記電圧Ｖspの
ずれを瞬時に収束させることが可能であり、低周波発振
の発生を完璧に抑制することができる。このように、５
０％以上のデューディでスイッチ素子２のスイッチング
制御を行っても低周波発振の発生を完璧に抑制すること
ができるので、スイッチング電源装置を安定化した状態
で動作させることができる。
記電圧Ｖslの傾きｍ１が大きい程、前記式（２）から明
らかなように、電圧Ｖonに対するスイッチオン時の電圧
Ｖspのずれをより早く収束させることができることか
ら、この実施形態例では、５０％以上のデューディでス
イッチ素子２のスイッチング制御を行うことにより上記
の如くスイッチ素子２のオフ直前の電圧Ｖslの傾きｍ１
を格段に大きくすることができるので、上記電圧Ｖspの
ずれを瞬時に収束させることが可能であり、低周波発振
の発生を完璧に抑制することができる。このように、５
０％以上のデューディでスイッチ素子２のスイッチング
制御を行っても低周波発振の発生を完璧に抑制すること
ができるので、スイッチング電源装置を安定化した状態
で動作させることができる。
【００４３】上記のように、この実施形態例では、スイ
ッチング電源装置の回路効率の向上と低周波発振の確実
な抑制とを共に達成することができるという優れた効果
を得ることができる。
ッチング電源装置の回路効率の向上と低周波発振の確実
な抑制とを共に達成することができるという優れた効果
を得ることができる。
【００４４】また、この実施形態例では、電流センス回
路１６の抵抗体８にコンデンサＣslを直列に接続するだ
けで、上記のような優れた効果を得ることができ、図５
に示す回路に比べて、回路の部品点数の削減が図れ、ま
た、回路構成を簡略化することができることから、装置
のコスト低減が図れ、安価な装置を提供することができ
る。
路１６の抵抗体８にコンデンサＣslを直列に接続するだ
けで、上記のような優れた効果を得ることができ、図５
に示す回路に比べて、回路の部品点数の削減が図れ、ま
た、回路構成を簡略化することができることから、装置
のコスト低減が図れ、安価な装置を提供することができ
る。
【００４５】以下に、第２の実施形態例を説明する。こ
の実施形態例では、前記図１に示すように抵抗体２３を
設けるのに代えて、図３に示すように、抵抗体８とコン
デンサＣslの接続部にダイオードＤのアノード側を接続
し、このダイオードＤのカソード側をドライブ回路１９
のトランジスタ１３と１４のエミッタ同士の接続部に接
続し、上記ダイオードＤとトランジスタ１４によってコ
ンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成され
ている。上記以外の構成は前記第１の実施形態例と同様
であり、図３では前記図１に示す回路構成と同一構成部
分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略
する。
の実施形態例では、前記図１に示すように抵抗体２３を
設けるのに代えて、図３に示すように、抵抗体８とコン
デンサＣslの接続部にダイオードＤのアノード側を接続
し、このダイオードＤのカソード側をドライブ回路１９
のトランジスタ１３と１４のエミッタ同士の接続部に接
続し、上記ダイオードＤとトランジスタ１４によってコ
ンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成され
ている。上記以外の構成は前記第１の実施形態例と同様
であり、図３では前記図１に示す回路構成と同一構成部
分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略
する。
【００４６】この第２の実施形態例では、スイッチング
制御回路１０のスイッチング制御動作によってトランジ
スタ１３がスイッチオフし、トランジスタ１４がスイッ
チオンしてスイッチ素子２がオフしたときに、上記ダイ
オードＤがスイッチオンし、このことによって、前記第
１の実施形態例で述べたようにスイッチ素子２のスイッ
チオン期間にコンデンサＣslに充電された電圧Ｖecが、
上記ダイオードＤとトランジスタ１４を順に介して放電
する構成となっている。
制御回路１０のスイッチング制御動作によってトランジ
スタ１３がスイッチオフし、トランジスタ１４がスイッ
チオンしてスイッチ素子２がオフしたときに、上記ダイ
オードＤがスイッチオンし、このことによって、前記第
１の実施形態例で述べたようにスイッチ素子２のスイッ
チオン期間にコンデンサＣslに充電された電圧Ｖecが、
上記ダイオードＤとトランジスタ１４を順に介して放電
する構成となっている。
【００４７】この実施形態例によれば、上記第１の実施
形態例と同様に電流センス回路１６に積分回路２４を設
け、カレントトランス６により検出されたスイッチ素子
２の通電電流を積分して二次曲線カーブの傾きをもった
電圧Ｖecを積分回路２４により出力し、この電圧Ｖecを
カレントトランス６側から出力された電圧Ｖspに重畳さ
せて電圧Ｖspのスロープを補償し、二次曲線カーブをも
った電圧Ｖslを電流センス回路１６から出力させスイッ
チング制御回路１０に加える構成を備えているので、５
０％以上のデューティでスイッチ素子２のスイッチング
制御が行われているときには、電流センス回路１６側か
らスイッチング制御回路１０に加えられる電圧Ｖslにお
けるスイッチ素子２のオフ直前の傾きｍ１は格段に大き
くなり、このことによって、５０％以上のデューティで
スイッチ素子２をスイッチング制御を行っても、低周波
発振を完璧に抑制することができ、低周波発振の完璧な
抑制とスイッチング電源装置の回路効率の向上とを共に
達成できるという優れた効果を奏することができる。
形態例と同様に電流センス回路１６に積分回路２４を設
け、カレントトランス６により検出されたスイッチ素子
２の通電電流を積分して二次曲線カーブの傾きをもった
電圧Ｖecを積分回路２４により出力し、この電圧Ｖecを
カレントトランス６側から出力された電圧Ｖspに重畳さ
せて電圧Ｖspのスロープを補償し、二次曲線カーブをも
った電圧Ｖslを電流センス回路１６から出力させスイッ
チング制御回路１０に加える構成を備えているので、５
０％以上のデューティでスイッチ素子２のスイッチング
制御が行われているときには、電流センス回路１６側か
らスイッチング制御回路１０に加えられる電圧Ｖslにお
けるスイッチ素子２のオフ直前の傾きｍ１は格段に大き
くなり、このことによって、５０％以上のデューティで
スイッチ素子２をスイッチング制御を行っても、低周波
発振を完璧に抑制することができ、低周波発振の完璧な
抑制とスイッチング電源装置の回路効率の向上とを共に
達成できるという優れた効果を奏することができる。
【００４８】以下に、第３の実施形態例を説明する。こ
の実施形態例では、スイッチ素子２の通電電流を直接的
に検出する電流センス回路１６が設けられている場合
に、上記各実施形態例と同様に、電流センス回路１６か
らスイッチング制御回路１０に供給される電圧が二次曲
線カーブの傾きをもつようにスロープ補償する回路構成
を備えたことを特徴としている。それ以外の構成は前記
各実施形態例と同様であり、前記各実施形態例と同一の
構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明
は省略する。
の実施形態例では、スイッチ素子２の通電電流を直接的
に検出する電流センス回路１６が設けられている場合
に、上記各実施形態例と同様に、電流センス回路１６か
らスイッチング制御回路１０に供給される電圧が二次曲
線カーブの傾きをもつようにスロープ補償する回路構成
を備えたことを特徴としている。それ以外の構成は前記
各実施形態例と同様であり、前記各実施形態例と同一の
構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明
は省略する。
【００４９】この実施形態例では、図４に示すように、
スイッチ素子２のソース側に抵抗体３０の一端側が接続
され、この抵抗体３０の他端側に直列にコンデンサＣsl
の一端側が接続され、コンデンサＣslの他端側は直流入
力電源３の負極側に接続されている。コンデンサＣslと
並列に抵抗体３１が接続されている。上記抵抗体３０と
コンデンサＣslによってスイッチ素子２の通電電流を検
出し、かつ、通電電流を積分する積分機能を備えた電流
センス回路１６が構成される。また、抵抗体３１により
コンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成さ
れ、上記電流センス回路１６と放電回路によりスロープ
補償回路が構成されている。
スイッチ素子２のソース側に抵抗体３０の一端側が接続
され、この抵抗体３０の他端側に直列にコンデンサＣsl
の一端側が接続され、コンデンサＣslの他端側は直流入
力電源３の負極側に接続されている。コンデンサＣslと
並列に抵抗体３１が接続されている。上記抵抗体３０と
コンデンサＣslによってスイッチ素子２の通電電流を検
出し、かつ、通電電流を積分する積分機能を備えた電流
センス回路１６が構成される。また、抵抗体３１により
コンデンサＣslの充電電圧を放電する放電回路が構成さ
れ、上記電流センス回路１６と放電回路によりスロープ
補償回路が構成されている。
【００５０】図４に示す回路では、スイッチング制御回
路１０のスイッチング制御によりスイッチ素子２がオン
すると、直流入力電源３の電流がスイッチ素子２と抵抗
体３０とコンデンサＣslを通電し、このスイッチ素子２
の図２に（ａ）に示す通電電流Ｉswは抵抗体３０によっ
て検出され電圧Ｖspに変換される。一方、コンデンサＣ
slには、スイッチ素子２の通電電流Ｉswを積分した図２
の（ｂ）に示す電圧Ｖecが充電される。
路１０のスイッチング制御によりスイッチ素子２がオン
すると、直流入力電源３の電流がスイッチ素子２と抵抗
体３０とコンデンサＣslを通電し、このスイッチ素子２
の図２に（ａ）に示す通電電流Ｉswは抵抗体３０によっ
て検出され電圧Ｖspに変換される。一方、コンデンサＣ
slには、スイッチ素子２の通電電流Ｉswを積分した図２
の（ｂ）に示す電圧Ｖecが充電される。
【００５１】このコンデンサＣslの充電電圧Ｖecが、上
記抵抗体３０によって検出されたスイッチ素子２の通電
電流Ｉswの電圧Ｖspに重畳されて該電圧Ｖspのスロープ
が補償され、前記各実施形態例同様に、二次曲線カーブ
の傾きをもつ電圧Ｖslが電流センス回路１６からスイッ
チング制御回路１０に加えられる。
記抵抗体３０によって検出されたスイッチ素子２の通電
電流Ｉswの電圧Ｖspに重畳されて該電圧Ｖspのスロープ
が補償され、前記各実施形態例同様に、二次曲線カーブ
の傾きをもつ電圧Ｖslが電流センス回路１６からスイッ
チング制御回路１０に加えられる。
【００５２】スイッチング制御回路１０のスイッチング
制御によってスイッチ素子２がオフすると、トランジス
タ１４がオンして、コンデンサＣslの充電電圧が抵抗体
３１を通って放電し、次のスイッチオン時のコンデンサ
Ｃslの充電に備える。
制御によってスイッチ素子２がオフすると、トランジス
タ１４がオンして、コンデンサＣslの充電電圧が抵抗体
３１を通って放電し、次のスイッチオン時のコンデンサ
Ｃslの充電に備える。
【００５３】この実施形態例によれば、スイッチ素子２
の通電電流を検出し、この電流を積分することで二次曲
線カーブの傾きを持つ電圧を得て、この二次曲線カーブ
の傾きをもつ電圧によって、電流センス回路１６からス
イッチング制御回路１０に加えられる電圧のスロープを
補償する構成にしたので、前記各実施形態例と同様に、
時間の経過と共に二次曲線カーブでもって増加する電圧
Ｖslをスイッチング制御回路１０に電流センス回路１６
から供給することができ、このことによって、５０％以
上のデューディでスイッチ素子２のスイッチング制御を
行っても低周波発振を完璧に抑制することができ、スイ
ッチング電源装置の動作のより一層の安定を図ることが
できる。
の通電電流を検出し、この電流を積分することで二次曲
線カーブの傾きを持つ電圧を得て、この二次曲線カーブ
の傾きをもつ電圧によって、電流センス回路１６からス
イッチング制御回路１０に加えられる電圧のスロープを
補償する構成にしたので、前記各実施形態例と同様に、
時間の経過と共に二次曲線カーブでもって増加する電圧
Ｖslをスイッチング制御回路１０に電流センス回路１６
から供給することができ、このことによって、５０％以
上のデューディでスイッチ素子２のスイッチング制御を
行っても低周波発振を完璧に抑制することができ、スイ
ッチング電源装置の動作のより一層の安定を図ることが
できる。
【００５４】また、この実施形態例では、スイッチ素子
２の通電電流を検出するための図１や図３に示すカレン
トトランス６と抵抗体７とダイオードＤ１を削減するこ
とができ、装置のより一層の部品点数の削減を図ること
ができる。しかも、カレントトランス６は嵩張るもので
あることから、このカレントトランス６を削減できるこ
とによって、スイッチング電源装置の小型化を図ること
ができる。
２の通電電流を検出するための図１や図３に示すカレン
トトランス６と抵抗体７とダイオードＤ１を削減するこ
とができ、装置のより一層の部品点数の削減を図ること
ができる。しかも、カレントトランス６は嵩張るもので
あることから、このカレントトランス６を削減できるこ
とによって、スイッチング電源装置の小型化を図ること
ができる。
【００５５】なお、この発明は上記各実施形態例に限定
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、上記各実施形態例では、電流センス回路６は、ス
イッチ素子２の通電電流をトランス１の一次コイルＮ１
側から検出するように構成されていたが、二次コイルＮ
２側からスイッチ素子２の通電電流を検出するように電
流センス回路６を形成してもよい。
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、上記各実施形態例では、電流センス回路６は、ス
イッチ素子２の通電電流をトランス１の一次コイルＮ１
側から検出するように構成されていたが、二次コイルＮ
２側からスイッチ素子２の通電電流を検出するように電
流センス回路６を形成してもよい。
【００５６】また、上記各実施形態例では、積分回路を
１回路設け、スイッチ素子２の通電電流を１回積分して
二次曲線カーブの傾きをもつ電圧によって、電流センス
回路１６の出力電圧のスロープを補償する構成とした
が、上記各実施形態例に示した積分回路２４の出力側に
さらに１個以上の積分回路を設け、スイッチ素子２の通
電電流を２回以上積分して三次以上の曲線カーブの傾き
をもつ電圧で、電流センス回路１６の出力電圧のスロー
プを補償するようにしてもよい。
１回路設け、スイッチ素子２の通電電流を１回積分して
二次曲線カーブの傾きをもつ電圧によって、電流センス
回路１６の出力電圧のスロープを補償する構成とした
が、上記各実施形態例に示した積分回路２４の出力側に
さらに１個以上の積分回路を設け、スイッチ素子２の通
電電流を２回以上積分して三次以上の曲線カーブの傾き
をもつ電圧で、電流センス回路１６の出力電圧のスロー
プを補償するようにしてもよい。
【００５７】さらに、上記各実施形態例に示すスロープ
補償回路は、図１や図３や図４に示すような電流モード
制御装置５に組み込まれる例を示したが、本発明の電流
モード制御装置のスロープ補償回路は、出力電圧Ｖout
を安定化すべく電流モード制御によってスイッチ素子の
スイッチング制御を行うタイプの電流モード制御装置で
あれば、組み込むことが可能であり、また、上記各実施
形態例では、電流モード制御装置５は、トランス１を有
した絶縁型のスイッチング電源装置に組み込まれていた
が、トランスを用いない非絶縁型のスイッチング電源装
置や、ＤＣ−ＤＣコンバータ等、図１や図３や図４以外
の回路構成の装置に組み込まれる場合にも本発明は適用
することが可能である。
補償回路は、図１や図３や図４に示すような電流モード
制御装置５に組み込まれる例を示したが、本発明の電流
モード制御装置のスロープ補償回路は、出力電圧Ｖout
を安定化すべく電流モード制御によってスイッチ素子の
スイッチング制御を行うタイプの電流モード制御装置で
あれば、組み込むことが可能であり、また、上記各実施
形態例では、電流モード制御装置５は、トランス１を有
した絶縁型のスイッチング電源装置に組み込まれていた
が、トランスを用いない非絶縁型のスイッチング電源装
置や、ＤＣ−ＤＣコンバータ等、図１や図３や図４以外
の回路構成の装置に組み込まれる場合にも本発明は適用
することが可能である。
【００５８】
【発明の効果】この発明によれば、時間の経過と共に一
次直線の傾きをもって増加するスイッチ素子の通電電流
を１回以上積分して時間の経過と共に二次以上の曲線カ
ーブでもって増加する電圧に変換し該電圧を電流センス
回路の出力電圧に重畳させ、時間の経過と共に二次以上
の曲線カーブでもって増加する電圧を電流センス回路か
らスイッチング制御回路に加える構成にしたので、電流
センス回路からスイッチング制御回路に加えられる電圧
の傾きは、スイッチ素子のオン期間、時間の経過と共に
増加し、５０％以上のデューティでスイッチ素子がスイ
ッチング制御されているときには、スイッチ素子がオン
してからオフするまでの時間が長いことから、スイッチ
素子がオフする直前の上記電流センス回路の出力電圧の
傾きは非常に大きく、この電圧の傾きの大きさに起因し
て、５０％以上のデューディでスイッチ素子のスイッチ
ング制御を行った場合にも低周波発振を完璧に抑制する
ことができる。
次直線の傾きをもって増加するスイッチ素子の通電電流
を１回以上積分して時間の経過と共に二次以上の曲線カ
ーブでもって増加する電圧に変換し該電圧を電流センス
回路の出力電圧に重畳させ、時間の経過と共に二次以上
の曲線カーブでもって増加する電圧を電流センス回路か
らスイッチング制御回路に加える構成にしたので、電流
センス回路からスイッチング制御回路に加えられる電圧
の傾きは、スイッチ素子のオン期間、時間の経過と共に
増加し、５０％以上のデューティでスイッチ素子がスイ
ッチング制御されているときには、スイッチ素子がオン
してからオフするまでの時間が長いことから、スイッチ
素子がオフする直前の上記電流センス回路の出力電圧の
傾きは非常に大きく、この電圧の傾きの大きさに起因し
て、５０％以上のデューディでスイッチ素子のスイッチ
ング制御を行った場合にも低周波発振を完璧に抑制する
ことができる。
【００５９】このように、５０％以上のデューディでス
イッチ素子のスイッチング制御を行った場合にも、低周
波発振の発生を確実に抑制することができるので、本発
明の電流モード制御装置のスロープ補償回路が組み込ま
れるスイッチング電源装置等の装置を安定して動作させ
ることができ、かつ、５０％以上のデューディでスイッ
チ素子のスイッチング制御を行うことによって、スイッ
チング電源装置等の装置の回路効率を向上させることが
できるという優れた効果を得ることができる。
イッチ素子のスイッチング制御を行った場合にも、低周
波発振の発生を確実に抑制することができるので、本発
明の電流モード制御装置のスロープ補償回路が組み込ま
れるスイッチング電源装置等の装置を安定して動作させ
ることができ、かつ、５０％以上のデューディでスイッ
チ素子のスイッチング制御を行うことによって、スイッ
チング電源装置等の装置の回路効率を向上させることが
できるという優れた効果を得ることができる。
【図１】第１の実施形態例を示す回路図である。
【図２】図１に示すスロープ補償回路の回路動作例を示
すタイムチャートである。
すタイムチャートである。
【図３】第２の実施形態例を示す回路図である。
【図４】第３の実施形態例を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【図６】図５の回路動作例を示すタイムチャートであ
る。
る。
【図７】低周波発振の発生現象を示す説明図である。
２ スイッチ素子 ５ 電流モード制御装置 １０ スイッチング制御回路 １６ 電流センス回路 ２０ 出力電圧検出回路 ２４ 積分回路 Ｃsl コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実開 平３−63083（ＪＰ，Ｕ) 特表 平３−503713（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項１】 オン・オフのスイッチング動作によって
出力電圧を供給するスイッチ素子と、上記出力電圧を検
出出力する出力電圧検出回路と、スイッチ素子のスイッ
チオン期間にスイッチ素子の通電電流を電圧に変換して
検出出力する電流センス回路と、上記出力電圧検出回路
の出力電圧と電流センス回路の出力電圧とに基づき上記
出力電圧を安定化すべく電流モード制御によってスイッ
チ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路
とを有する電流モード制御装置に備えるスロープ補償回
路において、スイッチ素子のスイッチオン期間に時間の
経過と共に一次関数の直線の傾きをもって増加するスイ
ッチ素子の通電電流を１回以上積分して時間の経過と共
に二次以上の曲線カーブでもって増加する電圧に変換し
該電圧を出力する積分回路が設けられ、この積分回路の
出力電圧を上記電流センス回路の出力電圧に重畳し、時
間の経過と共に二次以上の曲線カーブでもって増加する
電圧をスイッチング制御回路に加える構成としたことを
特徴とする電流モード制御装置のスロープ補償回路。 - 【請求項２】 電流センス回路の出力側に積分回路のコ
ンデンサを直列接続したことを特徴とする請求項１記載
の電流モード制御装置のスロープ補償回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09212430A JP3116869B2 (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 電流モード制御装置のスロープ補償回路 |
| US09/111,599 US5903447A (en) | 1997-07-23 | 1998-07-07 | Current-mode control device and switching power supply employing same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09212430A JP3116869B2 (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 電流モード制御装置のスロープ補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141924A JPH1141924A (ja) | 1999-02-12 |
| JP3116869B2 true JP3116869B2 (ja) | 2000-12-11 |
Family
ID=16622476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09212430A Expired - Lifetime JP3116869B2 (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 電流モード制御装置のスロープ補償回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5903447A (ja) |
| JP (1) | JP3116869B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008072833A (ja) * | 2006-09-14 | 2008-03-27 | Ricoh Co Ltd | スロープ補償回路およびスイッチングレギュレータ |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6344980B1 (en) * | 1999-01-14 | 2002-02-05 | Fairchild Semiconductor Corporation | Universal pulse width modulating power converter |
| JP3337009B2 (ja) * | 1999-07-02 | 2002-10-21 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| DE19938484B4 (de) * | 1999-08-13 | 2005-10-27 | Fujitsu Siemens Computers Gmbh | Schaltungsanordnung zur dynamischen Strombegrenzung einer Stromversorgung |
| US6768658B2 (en) | 2002-09-04 | 2004-07-27 | Artesyn Technologies, Inc. | DC-DC power supply with at least two paralleled converters and current share method for same |
| DE10334958A1 (de) * | 2003-07-31 | 2005-02-24 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| US6995549B2 (en) * | 2003-10-14 | 2006-02-07 | Intersil Americas Inc. | DC-to-DC power regulator having non-linear load line and automatic leakage current offset adjustment |
| US7199636B2 (en) * | 2004-03-31 | 2007-04-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Active diode |
| US7250746B2 (en) * | 2004-03-31 | 2007-07-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Current mode switching regulator with predetermined on time |
| JP4517056B2 (ja) * | 2004-07-02 | 2010-08-04 | 泰博 杉本 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7282894B2 (en) * | 2004-08-25 | 2007-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for performing lossless sensing and negative inductor currents in a high side switch |
| US7282900B2 (en) * | 2004-08-25 | 2007-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Performance controller for a step down current mode switching regulator |
| JP4832056B2 (ja) * | 2004-11-18 | 2011-12-07 | パナソニック株式会社 | 高効率高スルーレートのスイッチングレギュレータ／アンプ |
| JP4619822B2 (ja) | 2005-03-03 | 2011-01-26 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びその電圧制御方法 |
| JP4311564B2 (ja) | 2005-03-10 | 2009-08-12 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 電流モード制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路および制御方法 |
| US7560909B2 (en) * | 2005-11-14 | 2009-07-14 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Power converter using extrapolative conductance mode control |
| JP4493045B2 (ja) * | 2005-12-05 | 2010-06-30 | パナソニック株式会社 | スイッチングレギュレータ回路 |
| JP4878181B2 (ja) * | 2006-03-06 | 2012-02-15 | 株式会社リコー | 電流検出回路および該電流検出回路を利用した電流モードｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US20080084239A1 (en) * | 2006-09-08 | 2008-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Regulated charge pump circuit |
| US7737668B2 (en) * | 2007-09-07 | 2010-06-15 | Panasonic Corporation | Buck-boost switching regulator |
| US7683719B2 (en) * | 2007-09-07 | 2010-03-23 | Panasonic Corporation | Internal frequency compensation circuit for integrated circuit controllers |
| JP5104145B2 (ja) | 2007-09-13 | 2012-12-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源 |
| JP6048150B2 (ja) * | 2013-01-07 | 2016-12-21 | 株式会社村田製作所 | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| DE102013207562A1 (de) | 2013-04-25 | 2014-10-30 | Tridonic Gmbh & Co Kg | Betriebsschaltung für LEDs mit Spannungsmessung |
| JP6680010B2 (ja) * | 2016-03-15 | 2020-04-15 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置の制御回路およびスロープ生成回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61121770A (ja) * | 1984-11-16 | 1986-06-09 | Hitachi Ltd | チヨツパゲ−ト制御方式 |
| US5371667A (en) * | 1993-06-14 | 1994-12-06 | Fuji Electrochemical Co., Ltd. | Electric power supply |
| JP2818641B2 (ja) * | 1995-01-26 | 1998-10-30 | 富士電気化学株式会社 | スイッチング電源 |
-
1997
- 1997-07-23 JP JP09212430A patent/JP3116869B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-07-07 US US09/111,599 patent/US5903447A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008072833A (ja) * | 2006-09-14 | 2008-03-27 | Ricoh Co Ltd | スロープ補償回路およびスイッチングレギュレータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1141924A (ja) | 1999-02-12 |
| US5903447A (en) | 1999-05-11 |
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