TWI700881B - 雙向式直流－直流轉換器 - Google Patents

雙向式直流－直流轉換器 Download PDF

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TWI700881B
TWI700881B TW108131320A TW108131320A TWI700881B TW I700881 B TWI700881 B TW I700881B TW 108131320 A TW108131320 A TW 108131320A TW 108131320 A TW108131320 A TW 108131320A TW I700881 B TWI700881 B TW I700881B
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陳信助
楊松霈
林淯儒
林加耀
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崑山科技大學
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Abstract

本發明係有關於一種雙向式直流－直流轉換器，其主要係令轉換器搭配使用修正型同步整流技術［synchronous rectification］，不但能降低導通損失［conduction losses］，而且能夠達成整流開關在導通［turn on］及截止［turn off］的零電壓切換［zero-voltage switching, ZVS］，降低切換損失［switching losses］、提升轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

雙向式直流－直流轉換器
本發明係有關於一種雙向式直流－直流轉換器，尤其是指一種能降低導通損失，且能夠達成零電壓切換，降低切換損失、提升轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，2015年12月於法國巴黎舉行「聯合國氣候變化綱要公約第21次締約方會議」［COP21］，與會的195國與歐盟代表通過了遏阻全球暖化的《巴黎協定》［Paris Agreement］。各國將致力於大幅減少溫室氣體排放，期許本世紀全球均溫上升不超過攝氏2度。爰此，應用再生能源是各國綠色低碳能源發展的重點方向，包含太陽能、風力能、燃料電池、水力能、地熱能、潮汐能及生質能等。
再生能源發電系統容易受天候因素影響，使得供電不穩定且負載功率需求突然增加，並不能提供足夠的瞬時功率。為解決這個問題，儲能系統扮演著重要的角色。典型的再生能源發電系統，在再生能源所提供的能量高於負載需求時，能將多餘的能量經由雙向DC-DC轉換器儲存於電池儲能系統中；當所提供的能量低於負載需求時，也能將儲能系統的能量經由雙向DC-DC轉換器提供給負載。因此電池儲能系統可以調度及穩定再生能源發電量及需求，提供系統彈性與備轉容量。雙向式DC-DC轉換器是連接電池組能量儲存元件與高壓直流排的關鍵設備，故雙向DC-DC轉換器(bidirectional dc-dc converter)在儲能系統中扮演重要的角色。
一般而言，儲能電池電壓通常為24~48V，而直流匯流排的電壓為400V或更高。因此，介於電池儲能系統與直流匯流排之間的雙向DC-DC轉換器需要具有電壓高轉換比，以達到高升壓/高降壓的電壓轉換目的。此外，雙向DC-DC轉換器也廣泛應用在不同領域，例如：不斷電系統［UPS］、電動車［EVs］、太陽能混合電力系統等。
傳統的降/升壓雙向DC-DC轉換器，請參閱第二十九圖現有之單相降/升壓雙向DC-DC轉換器電路示意圖所示，該雙向轉換器（２）對升壓模式而言，理論上，主開關操作在極高導通比時能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，操作在極大導通比的升壓型轉換器其電壓增益是有所限制，而且轉換效率不佳。對降壓模式而言，轉換器要高降壓，必須將主開關操作於極小的導通比，不僅容易因雜訊干擾造成轉換器誤動作，且當有輸入電壓變動和負載變動時，極小的導通比難以被調整控制，而造成輸出無法穩壓。請再參閱第三十圖現有之兩相交錯式操作降/升壓雙向DC-DC轉換器電路示意圖所示，該雙向轉換器（３）雖可處理較大功率轉換，但其同樣具有上述之缺點。
在功率開關電壓應力與效率考量：由於轉換器的效率要求日益嚴苛，功率電子開關造成的功率損失必須善加考量。典型升壓型轉換器之功率開關之電壓應力為高壓側的輸出電壓，由於高耐壓的功率開關MOSFET，一般都具有高導通電阻R DS(ON)的特性，導致較高的導通損失。舉例說明：以MOSFET IRFP系列為例，其額定耐壓與導通電阻如下表1所示。因此在導通電阻、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發具電壓高轉換比之雙向DC-DC轉換器，功率開關具有低電壓應力是重要的考量，以滿足日趨嚴苛的轉換效率規範。另，對電壓高轉換比之雙向轉換器而言，儲能電池端屬於低電壓，當處理的功率增加時，在低壓側的電流漣波會相當大。電池內部可能因過量電流漣波而產生熱量，這將縮短電池的使用壽命。因此在處理大功率場合，低壓側應用多相並聯及交錯式操作技術，可減少元件的電流應力和電流漣波。 表1 功率開關IRFP系列之耐壓與導通電阻
型 號 IRFP4004 IRFP4110 IRFP4228 IRFP4227 IRFP4232 IRFP4242
耐 壓 40 V 100 V 150 V 200 V 250 V 300 V
Figure 02_image001
Figure 02_image003
Figure 02_image005
Figure 02_image007
Figure 02_image009
Figure 02_image011
Figure 02_image013
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種雙向式直流－直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種雙向式直流－直流轉換器，主要係令轉換器搭配使用修正型同步整流技術［synchronous rectification］，不但能降低導通損失［conduction losses］，而且能夠達成整流開關在導通［turn on］及截止［turn off］的零電壓切換［zero-voltage switching, ZVS］，降低切換損失［switching losses］、提升轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：
首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器（１）主要係於高壓側
Figure 02_image015
之正極分別連接有電容
Figure 02_image017
之正極及開關
Figure 02_image019
之第一端，該高壓側
Figure 02_image015
之負極分別連接有電容
Figure 02_image021
之負極及開關
Figure 02_image023
之第一端，該電容
Figure 02_image017
之負極與該電容
Figure 02_image021
之正極相連接，且一併連接至開關
Figure 02_image025
之第二端、開關
Figure 02_image027
之第一端及電感
Figure 02_image029
之第一端，該開關
Figure 02_image019
之第二端連接有該開關
Figure 02_image025
之第一端及電容
Figure 02_image031
之正極，該電容
Figure 02_image031
之負極分別連接有電容
Figure 02_image033
之正極、開關
Figure 02_image035
之第一端及電感
Figure 02_image037
之第一端，該電感
Figure 02_image039
之第二端分別連接有該電感
Figure 02_image040
之第二端及電容
Figure 02_image041
之正極，該開關
Figure 02_image023
之第二端分別連接該電容
Figure 02_image033
之負極及開關
Figure 02_image043
之第一端，該開關
Figure 02_image043
之第二端分別連接有該開關
Figure 02_image035
之第二端、該開關
Figure 02_image027
之第二端及該電容
Figure 02_image041
之負極，而該電容
Figure 02_image041
之正、負極則對應於低壓側
Figure 02_image045
之正、負極。
該轉換器（１）係以該高壓側
Figure 02_image015
串聯且該低壓側
Figure 02_image045
並聯的結構，並且導入切換電容技術，以達成高降壓/高升壓的電壓高轉換比，輔以交錯式操作使得該低壓側
Figure 02_image045
電流漣波能夠相消，降低該低壓側
Figure 02_image045
的電流漣波。
而該轉換器（１）的電路組態可分成４部分：
a.電容
Figure 02_image041
是該低壓側
Figure 02_image045
的濾波電容也作為能量儲能元件；
b.做為功率開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
及做為濾波電感之該電感
Figure 02_image037
和該電感
Figure 02_image040
對該低壓側
Figure 02_image045
而言［
Figure 02_image037
，
Figure 02_image035
］和［
Figure 02_image040
，
Figure 02_image027
］為並聯架構；
c.係為切換電容電路，包括有開關對［
Figure 02_image019
，
Figure 02_image043
］、［
Figure 02_image023
，
Figure 02_image025
］和電容［
Figure 02_image031
，
Figure 02_image033
］，此部分作為升壓模式中的電壓舉升單元［voltage-lift cell］或降壓模式中的電壓減壓單元［voltage-lower cell］，以達到高升壓/高降壓的高轉換比；
d.該電容
Figure 02_image017
和該電容
Figure 02_image021
是該高壓側
Figure 02_image015
之濾波電容，也作為能量儲存元件，對該高壓側
Figure 02_image015
而言該電容
Figure 02_image017
和該電容
Figure 02_image021
為串聯架構。
該轉換器（１）經由適當的驅動功率開關，能夠操作在降壓［step-down，buck］模式［請再一併參閱第二圖本發明之降壓模式操作電路示意圖所示］、或升壓［step-up，boost］模式［請再一併參閱第三圖本發明之升壓模式操作電路示意圖所示］；在降壓模式操作中，該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
為主開關，該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
為整流開關，而該開關
Figure 02_image043
和該開關
Figure 02_image025
分別與該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
的同步切換，即［
Figure 02_image019
，
Figure 02_image043
］和［
Figure 02_image023
，
Figure 02_image025
］是同步驅動為ON或OFF的開關對［switching pair］，該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
的導通比［duty ratio］為
Figure 02_image047
，採取交錯式操作，工作相位差半切換週期，以降低該低壓側
Figure 02_image045
的電流漣波。另一方面，在升壓模式操作中，該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
為主開關，而開關［
Figure 02_image019
，
Figure 02_image043
］和［
Figure 02_image023
，
Figure 02_image025
］是同步的整流開關，該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
為的導通比［duty ratio］為
Figure 02_image049
，採取相差半切換週期的交錯式操作，以降低該低壓側
Figure 02_image045
的電流漣波。
而該轉換器（１）為了達到正常操作，在降壓模式操作中，導通比小於0.5，在升壓模式操作中，導通比大於0.5，而且主開關以相差半切換週期的交錯式操作，假設：
1.所有功率半導體元件［開關及二極體］均為理想，即導通壓降為零。
2.所有電容量都足夠大，使得在一個切換週期內，每一個電容電壓可視為常數。
3.電感電流操作在連續導通模式［Continuous Conduction Mode，CCM］。
A.降壓模式［buck mode］：
當電力潮流［power flow］是由該高壓側
Figure 02_image015
流向該低壓側
Figure 02_image045
，可藉由控制做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
及做為其同步開關之該開關
Figure 02_image043
和該開關
Figure 02_image025
及做為整流開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
調整該低壓側
Figure 02_image045
電壓，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
以相同導通比
Figure 02_image047
，而且工作相位相差180˚的交錯式操作，該轉換器（１）在一個切換週期可分成4個操作階段，其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下，請再一併參閱第四圖本發明之降壓模式主要元件穩態波形圖所示：
第一階段［
Figure 02_image051
］：請再一併參閱第五圖本發明之降壓模式第一操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image053
，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
切換為ON。做為整流開關之該開關
Figure 02_image035
之本體二極體由ON轉態為OFF，而該開關
Figure 02_image023
和該開關
Figure 02_image025
保持為OFF，該開關
Figure 02_image027
之本體二極體保持為ON，本階段該電感
Figure 02_image037
跨正電壓
Figure 02_image055
或
Figure 02_image057
，電流
Figure 02_image059
呈線性上升；同時，做為切換電容之該電容
Figure 02_image031
釋放能量至該電感
Figure 02_image037
，輸出電容電壓
Figure 02_image061
。另一方面，該電感
Figure 02_image029
跨負電壓
Figure 02_image063
，電流
Figure 02_image065
線性下降。當
Figure 02_image067
，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
切換為OFF時，本階段結束。
第二階段［
Figure 02_image069
］：請再一併參閱第六圖本發明之降壓模式第二操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image071
，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
為OFF，做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
和該開關
Figure 02_image043
為OFF，而做為整流開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
的本體二極體為ON。該電感
Figure 02_image037
和該電感
Figure 02_image029
跨負電壓
Figure 02_image063
上，電流
Figure 02_image073
、
Figure 02_image065
呈線性下降，儲存在該電感
Figure 02_image037
和該電感
Figure 02_image029
的能量傳遞至負載
Figure 02_image074
和做為濾波電容之該電容
Figure 02_image041
中。做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
和該開關
Figure 02_image043
的跨壓分別箝位在切換電容電壓
Figure 02_image077
和
Figure 02_image079
，而做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
兩端的跨壓分別等於
Figure 02_image081
和
Figure 02_image083
。當
Figure 02_image085
，做為主開關之該開關
Figure 02_image023
和做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
切換為ON時，本階段結束。
第三階段［
Figure 02_image087
］：請再一併參閱第七圖本發明之降壓模式第三操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image089
，做為主開關之該開關
Figure 02_image023
、做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
、與做為整流開關之該開關
Figure 02_image035
之本體二極體為ON，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
、做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
保持為OFF，做為整流開關之該開關
Figure 02_image027
之本體二極體切換為OFF。此階段該電感
Figure 02_image037
跨正電壓
Figure 02_image090
或
Figure 02_image092
，電流
Figure 02_image065
呈線性上升；同時，做為切換電容之該電容
Figure 02_image031
也在釋放能量至該電感
Figure 02_image029
。本階段輸出電容電壓為
Figure 02_image094
。另一方面，該電感
Figure 02_image037
跨負電壓
Figure 02_image063
，電流
Figure 02_image073
呈線性下降。當
Figure 02_image096
，做為主開關之該開關
Figure 02_image023
和做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
切換為OFF時，本階段結束。
第四階段［
Figure 02_image098
］：請再一併參閱第八圖本發明之降壓模式第四操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image100
，電路操作與第二階段相同。當
Figure 02_image101
，做為主開關之該開關
Figure 02_image019
和做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
切換為ON時，本階段結束，進入下一個切換週期。
B.升壓模式［boost mode］：
當電力潮流［power flow］是由該低壓側
Figure 02_image045
流向該高壓側
Figure 02_image015
，可藉由控制做為主開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
與做為整流開關之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
及做為其同步開關之該開關
Figure 02_image043
和該開關
Figure 02_image025
調整該高壓側
Figure 02_image015
電壓，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
以相同導通比
Figure 02_image049
，而且工作相位相差180˚的交錯式操作，該轉換器（１）在一個切換週期可分成4個操作階段，其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下，請再一併參閱第九圖本發明之升壓模式主要元件穩態波形圖所示：
第一階段［
Figure 02_image051
］：請再一併參閱第十圖本發明之升壓模式第一操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image053
，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
、該開關
Figure 02_image035
為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
、該開關
Figure 02_image043
之本體二極體與做為整流開關之該開關
Figure 02_image019
、該開關
Figure 02_image023
之本體二極體為OFF。輸入電壓
Figure 02_image103
跨於該電感
Figure 02_image037
、該電感
Figure 02_image029
上，電感電流
Figure 02_image059
、
Figure 02_image065
呈線性上升，能量由輸入電源傳達至電感。該開關
Figure 02_image025
、該開關
Figure 02_image043
的跨壓分別為箝位電容電壓
Figure 02_image077
和
Figure 02_image079
，該開關
Figure 02_image027
、該開關
Figure 02_image035
的跨壓分別等於
Figure 02_image105
和
Figure 02_image106
。令做為輸出電容之該電容
Figure 02_image017
、該電容
Figure 02_image021
供給輸出負載能量。當
Figure 02_image067
，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
切換為OFF時，本階段結束。
第二階段［
Figure 02_image069
］：請再一併參閱第十一圖本發明之升壓模式第二操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image071
，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
保持為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
之本體二極體和做為整流開關之該開關
Figure 02_image019
之本體二極體為ON，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
切換為OFF，做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
之本體二極體和做為整流開關之該開關
Figure 02_image023
之本體二極體保持為OFF。此階段儲存在該電感
Figure 02_image037
和做為切換電容之該電容
Figure 02_image031
的能量開始釋放到做為輸出電容之該電容
Figure 02_image017
和負載。同時，該電感
Figure 02_image037
的電流有一部分對做為輸出電容之該電容
Figure 02_image107
充電。在這階段輸出電容電壓為
Figure 02_image109
。此外，電感電流
Figure 02_image065
持續上升中，而電感電流
Figure 02_image073
則是呈線性下降。當
Figure 02_image085
，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
切換為ON時，本階段結束。
第三階段［
Figure 02_image087
］：請再一併參閱第十二圖本發明之升壓模式第三操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image089
，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
保持為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
之本體二極體與做為整流開關之該開關
Figure 02_image019
之本體二極體為OFF，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
切換為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
之本體二極體和做為整流開關之該該開關
Figure 02_image023
之本體二極體保持為OFF。其等效電路與第一階段相同。當
Figure 02_image096
，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
切換為OFF時，本階段結束。
第四階段［
Figure 02_image098
］：請再一併參閱第十三圖本發明之升壓模式第四操作階段等效電路圖所示，本階段開始於
Figure 02_image100
，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
保持為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image025
之本體二極體和做為整流開關之該該開關
Figure 02_image023
之本體二極體為OFF，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
切換為OFF，做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
之本體二極體與做為整流開關之該開關
Figure 02_image019
之本體二極體保持為OFF。此階段儲存在該電感
Figure 02_image029
的能量和做為切換電容之該電容
Figure 02_image033
的能量開始釋放到做為輸出電容之該電容
Figure 02_image021
和負載。同時，該電感
Figure 02_image029
的能量有一部分儲存在做為切換電容之該電容
Figure 02_image031
。本階段輸出電容電壓為
Figure 02_image111
。此外，電感電流
Figure 02_image059
持續上升中，而電感電流
Figure 02_image065
則是呈線性下降。當
Figure 02_image101
，做為主開關之該開關
Figure 02_image027
切換為ON，做為同步開關之該開關
Figure 02_image043
為OFF時，本階段結束，進入下一個切換週期。
在雙向轉換器中MOSFET的本體二極體，一般具有較大的反向恢復時間［reverse-recovery time］，會導致切換損失較大，因此應用柔性切換技術是非常重要的。在降壓模式操作中做為整流開關之為該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
，每個階段有一個或兩個該開關
Figure 02_image035
或該開關
Figure 02_image027
的本體二極體［body diode］導通，一般而言，因為MOSFET的導通電阻R ds(on)所產生的導通壓降遠比其本體二極體產生的導通壓降小，所以應用修正型同步整流技術不但可以降低導通損失，也可以達到零電壓切換的導通［ZVS turn on］和零電壓切換的截止［ZVS turn off］，其作法如下：
請再一併參閱第十四圖本發明之降壓模式中修正型同步整流操作原理的驅動信號示意圖所示，做為主開關MOSFET之該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image043
的切換根據驅動信號
Figure 02_image113
和
Figure 02_image115
，在盲時［dead time］
Figure 02_image117
中，電流流經做為整流開關之該開關
Figure 02_image035
的本體二極體，此時該開關
Figure 02_image035
的跨壓接近於零［本體二極體的壓降］，然後
Figure 02_image119
轉態為High，使MOSFET之該開關
Figure 02_image035
導通電流達成零電壓切換導通，因為MOSFET的低導通電阻及低導通壓降，可降低導通損失。在驅動信號
Figure 02_image113
和
Figure 02_image115
轉態為High之前的盲時
Figure 02_image117
，驅動信號
Figure 02_image119
先轉態為Low，讓電流流經MOSFET之該開關
Figure 02_image035
的本體二極體，此時之該開關
Figure 02_image035
的跨壓接近於零，達成零電壓切換截止。相同的同步整流技術可應用到做為整流開關MOSFET之該開關
Figure 02_image027
，達成零電壓切換導通(ZVS turn on)和零電壓切換截止(ZVS turn off)。
在升壓模式操作中，做為主開關之該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
，做為整流開關之［
Figure 02_image019
，
Figure 02_image043
］和［
Figure 02_image023
，
Figure 02_image025
］，利用同步整流操作的驅動信號［請再一併參閱第十五圖本發明之升壓模式中修正型同步整流操作原理的驅動信號示意圖所示］，該開關
Figure 02_image019
、該開關
Figure 02_image023
、該開關
Figure 02_image025
、該開關
Figure 02_image043
都能達成零電壓切換導通(ZVS turn on)和零電壓切換截止(ZVS turn off)。
以下進行該轉換器（１）之電壓增益分析：
A.降壓模式的電壓增益：
在降壓模式操作中，第一階段做為主開關之該開關
Figure 02_image019
為ON，導通時間
Figure 02_image121
，電感電壓
Figure 02_image123
。第二、三、四階段做為主開關之該開關
Figure 02_image019
為OFF，截止時間
Figure 02_image125
，電感電壓
Figure 02_image127
。對該電感
Figure 02_image037
應用伏-秒平衡定理，可得
Figure 02_image129
(1)
整理可得
Figure 02_image131
(2)
同理，對該電感
Figure 02_image029
應用伏-秒平衡定理，可得
Figure 02_image134
(3)
在第一階段和第三階段的操作電路中，分別可得
Figure 02_image136
(4)
Figure 02_image138
(5)
又因為
Figure 02_image140
(6)
由(4)(5)(6)式可知
Figure 02_image142
(7)
將(7)式代入(2)和(3)式，可得
Figure 02_image144
，再由(4)和(7)式可得
Figure 02_image146
(8)
將(7)(8)式代入(2)式或(3)式，可得該低壓側
Figure 02_image045
電壓和該高壓側
Figure 02_image015
電壓的關係
Figure 02_image148
(9)
所以降壓模式操作的電壓轉換比
Figure 02_image150
為
Figure 02_image152
(10)
B.升壓模式的電壓增益：
在升壓模式操作中，第一、二、三階段做為主開關之該開關
Figure 02_image027
為ON，導通時間
Figure 02_image121
，電感電壓
Figure 02_image154
。第四階段做為主開關之該開關
Figure 02_image156
為OFF，截止時間
Figure 02_image125
，電感電壓
Figure 02_image158
。對該電感
Figure 02_image160
應用伏-秒平衡定理，可得
Figure 02_image161
(11)
整理可得
Figure 02_image163
(12)
同理，對該電感
Figure 02_image165
應用伏-秒平衡定理，可得
Figure 02_image167
(13)
在第二階段和第四階段的操作電路中，分別可得
Figure 02_image169
(14)
Figure 02_image171
(15)
又因為
Figure 02_image140
(16)
由(14)(15)(16)式可得
Figure 02_image173
(17)
所以升壓模式操作的電壓轉換比
Figure 02_image175
為
Figure 02_image177
(18)
以下進行該轉換器（１）之開關電壓應力分析：
為了簡化開關電壓應力分析，忽略電容的電壓漣波。根據降壓模式操作的每個階段電路，可求得每個開關的電壓應力為
Figure 02_image179
(19)
Figure 02_image181
(20)
根據升壓模式操作的每個階段電路，可求得每個開關的電壓應力為
Figure 02_image183
(21)
Figure 02_image185
(22)
開關元件低電壓應力的優點：由於傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關電壓應力為輸出電壓
Figure 02_image187
，而本發明該轉換器（１）的功率開關電壓應力僅為該高壓側
Figure 02_image015
電壓的1/4或1/2，因此可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的MOSFET，可降低開關導通損失。
為了驗證該轉換器（１）於降壓模式的性能與特點，使用IsSpice模擬軟體驗證。設定該轉換器（１）之相關參數為：輸入電壓400V、輸出電壓36V、最大輸出功率1000W、切換頻率40kHz［請再一併參閱第十六圖本發明之降壓模式模擬電路示意圖所示］：
Ａ.驗證降壓模式穩態特性：
首先驗證該轉換器（１）之降壓模式穩態特性，滿載1000W時，該開關
Figure 02_image019
和該開關
Figure 02_image023
的驅動信號
Figure 02_image189
和
Figure 02_image190
、輸入電壓與輸出電壓波形［請再一併參閱第十七圖本發明之降壓模式開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖所示］，可看出
Figure 02_image192
、
Figure 02_image194
，導通比
Figure 02_image196
，原則上符合(10)式電壓增益的結果。驗證了電壓增益小於1/11倍，而該轉換器（１）不必操作在極小的導通比。
B.驗證降壓模式具有低漣波電流性能與CCM操作：
滿載1000W時，電感電流
Figure 02_image073
、
Figure 02_image065
及該低壓側
Figure 02_image045
總電流
Figure 02_image198
波形［請再一併參閱第十八圖本發明之降壓模式交錯式操作降低輸入電流漣波驗證波形圖所示］，
Figure 02_image073
和
Figure 02_image065
的漣波電流都為4.82A，而
Figure 02_image200
的漣波電流僅為1.98A，明顯地交錯式操作具有降低漣波電流作用。另一方面，
Figure 02_image073
和
Figure 02_image065
的平均電流分別為
Figure 02_image201
，
Figure 02_image203
，達到均流的特性。另外，可驗證該轉換器（１）確實操作在連續導通模式［CCM］。
C.驗證降壓模式開關電壓應力：
開關驅動信號
Figure 02_image205
與
Figure 02_image207
與開關跨壓
Figure 02_image209
和
Figure 02_image211
［請再一併參閱第十九圖本發明之降壓模式開關電壓應力驗證波形圖所示］，該開關
Figure 02_image027
的電壓應力為100V，僅為該高壓側
Figure 02_image015
電壓的1/4，另一方面該開關
Figure 02_image025
的電壓應力為200V，僅為該高壓側
Figure 02_image015
電壓的1/2，符合(19)和(20)式的結果，驗證該轉換器（１）開關具有低電壓應力的優點。此外，開關該開關
Figure 02_image019
、該開關
Figure 02_image213
、該開關
Figure 02_image043
、該開關
Figure 02_image035
的電壓應力也都經由模擬驗證符合分析結果。
D.驗證降壓模式該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
的零電壓切換波形：
滿載1000W時，該開關
Figure 02_image035
和該開關
Figure 02_image027
加入同步整流技術，由其ZVS切換波形可知［請再一併參閱第二十圖本發明之降壓模式開關零電壓切換驗證波形圖所示］，具有零電壓切換為導通(ZVS turn on及零電壓切換為截止(ZVS turn off)的性能，降低切換損失。
E.驗證降壓模式電容電壓：
該電容
Figure 02_image017
和該電容
Figure 02_image021
與做為切換電容之該電容
Figure 02_image031
和該電容
Figure 02_image033
的電壓波形［請再一併參閱第二十一圖本發明之降壓模式電容電壓驗證波形圖所示］，
Figure 02_image216
，
Figure 02_image218
，符合 (7)和(8)式的推導結果。
為了驗證該轉換器（１）於升壓模式的性能與特點，使用IsSpice模擬軟體驗證。設定該轉換器（１）之相關參數為：輸入電壓36V、輸出電壓400V、最大輸出功率1000W、切換頻率40kHz［請再一併參閱第二十二圖本發明之升壓模式模擬電路示意圖所示］：
Ｆ.驗證升壓模式穩態特性：
首先驗證該轉換器（１）之升壓模式穩態特性，滿載1000W時，該開關
Figure 02_image220
和該開關
Figure 02_image222
的驅動信號
Figure 02_image223
和
Figure 02_image225
、輸入電壓與輸出電壓波形［請再一併參閱第二十三圖本發明之升壓模式開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖所示］，可看出
Figure 02_image226
、
Figure 02_image228
，導通比
Figure 02_image230
，原則上符合(18)式電壓增益的結果。驗證了電壓增益大於11倍，但該轉換器（１）不必操作在極大的導通比。
G.驗證升壓模式具有低漣波電流性能與CCM操作：
滿載1000W時，電感電流
Figure 02_image073
、
Figure 02_image065
及該總輸入電流
Figure 02_image198
波形［請再一併參閱第二十四圖本發明之升壓模式交錯式操作降低輸入電流漣波驗證波形圖所示］，
Figure 02_image073
和
Figure 02_image065
的漣波電流都為4.64A，而
Figure 02_image200
的漣波電流僅為2.43A，明顯地交錯式操作具有降低漣波電流作用。另外，可驗證該轉換器（１）確實操作在連續導通模式［CCM］。
H.驗證升壓模式最大開關電壓應力：
開關驅動信號
Figure 02_image205
與開關跨壓
Figure 02_image209
［請再一併參閱第二十五圖本發明之升壓模式開關電壓應力驗證波形圖所示］，當該開關
Figure 02_image232
為OFF時，該開關
Figure 02_image234
的電壓應力約為200V，僅為輸出電壓的二分之一，符合(22)式的結果，驗證該轉換器（１）開關具有低電壓應力的優點。
I.驗證升壓模式該開關
Figure 02_image235
和該開關
Figure 02_image237
的零電壓切換波形：
滿載1000W時，該開關
Figure 02_image238
和該開關
Figure 02_image239
的ZVS切換波形［請再一併參閱第二十六圖本發明之升壓模式開關零電壓切換驗證波形圖（一）所示］，當開關驅動信號切換的瞬間，該開關
Figure 02_image238
和該開關
Figure 02_image240
跨壓
Figure 02_image241
和
Figure 02_image243
均已降為零，驅動信號
Figure 02_image245
和
Figure 02_image246
才切換為高準位，達到ZVS切換為導通的特性，降低切換損失。
J.驗證升壓模式該開關
Figure 02_image247
和該開關
Figure 02_image248
的零電壓切換波形：
滿載1000W時，該開關
Figure 02_image250
和該開關
Figure 02_image251
的ZVS切換波形［請再一併參閱第二十七圖本發明之升壓模式開關零電壓切換驗證波形圖（二）所示］，當開關驅動信號切換的瞬間，該開關
Figure 02_image250
和該開關
Figure 02_image251
跨壓
Figure 02_image253
和
Figure 02_image255
均已降為零，驅動信號
Figure 02_image257
和
Figure 02_image258
才切換為高準位，達到ZVS切換為導通的特性，降低切換損失。
K.驗證升壓模式電容電壓：
做為切換電容之該電容
Figure 02_image017
和該電容
Figure 02_image021
與做為舉升電容之該電容
Figure 02_image031
和該電容
Figure 02_image033
的電壓波形［請再一併參閱第二十八圖本發明之升壓模式電容電壓驗證波形圖所示］，
Figure 02_image216
，
Figure 02_image260
，符合(12)~(15)式推導的結果。
結論：
由以上模擬波形得知，該轉換器（１）具有以下特點：
1.電壓增益公式、功率開關電壓應力及每個輸出電容電壓值與穩態特性分析的推導結果都十分符合。
2.高電壓轉換比的達成，轉換器確實不必操作在極端［極大或極小］的導通比。
3.轉換器功率開關的電壓應力只有高電壓側的1/2或1/4，可使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，降低導通損失。
4.由於並聯輸入及交錯式操作，使得電流漣波能相消，降低電流漣波大小。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
（１）:轉換器
（２）:雙向轉換器
（３）:雙向轉換器
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之降壓模式操作電路示意圖
第三圖：本發明之升壓模式操作電路示意圖
第四圖：本發明之降壓模式主要元件穩態波形圖
第五圖：本發明之降壓模式第一操作階段等效電路圖
第六圖：本發明之降壓模式第二操作階段等效電路圖
第七圖：本發明之降壓模式第三操作階段等效電路圖
第八圖：本發明之降壓模式第四操作階段等效電路圖
第九圖：本發明之升壓模式主要元件穩態波形圖
第十圖：本發明之升壓模式第一操作階段等效電路圖
第十一圖：本發明之升壓模式第二操作階段等效電路圖
第十二圖：本發明之升壓模式第三操作階段等效電路圖
第十三圖：本發明之升壓模式第四操作階段等效電路圖
第十四圖：本發明之降壓模式中修正型同步整流操作原理的驅動信號示意圖
第十五圖：本發明之升壓模式中修正型同步整流操作原理的驅動信號示意圖
第十六圖：本發明之降壓模式模擬電路示意圖
第十七圖：本發明之降壓模式開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖
第十八圖：本發明之降壓模式交錯式操作降低輸入電流漣波驗證波形圖
第十九圖：本發明之降壓模式開關電壓應力之驗證波形圖
第二十圖：本發明之降壓模式開關零電壓切換驗證波形圖
第二十一圖：本發明之降壓模式電容電壓驗證波形圖
第二十二圖：本發明之升壓模式模擬電路示意圖
第二十三圖：本發明之升壓模式開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖
第二十四圖：本發明之升壓模式交錯式操作降低輸入電流漣波驗證波形圖
第二十五圖：本發明之升壓模式開關電壓應力驗證波形圖
第二十六圖：本發明之升壓模式開關零電壓切換驗證波形圖（一）
第二十七圖：本發明之升壓模式開關零電壓切換驗證波形圖（二）
第二十八圖：本發明之升壓模式電容電壓驗證波形圖
第二十九圖：現有之單相降/升壓雙向DC-DC轉換器電路示意圖
第三十圖：現有之兩相交錯式操作降/升壓雙向DC-DC轉換器電路示意圖
(1):轉換器

Claims (1)

  1. 一種雙向式直流－直流轉換器，其主要係令轉換器於高壓側
    Figure 03_image015
    之正極分別連接有電容
    Figure 03_image017
    之正極及開關
    Figure 03_image019
    之第一端，該高壓側
    Figure 03_image015
    之負極分別連接有電容
    Figure 03_image021
    之負極及開關
    Figure 03_image023
    之第一端，該電容
    Figure 03_image017
    之負極與該電容
    Figure 03_image021
    之正極相連接，且一併連接至開關
    Figure 03_image025
    之第二端、開關
    Figure 03_image027
    之第一端及電感
    Figure 03_image029
    之第一端，該開關
    Figure 03_image019
    之第二端連接有該開關
    Figure 03_image025
    之第一端及電容
    Figure 03_image031
    之正極，該電容
    Figure 03_image031
    之負極分別連接有電容
    Figure 03_image033
    之正極、開關
    Figure 03_image035
    之第一端及電感
    Figure 03_image037
    之第一端，該電感
    Figure 03_image039
    之第二端分別連接有該電感
    Figure 03_image040
    之第二端及電容
    Figure 03_image041
    之正極，該開關
    Figure 03_image023
    之第二端分別連接該電容
    Figure 03_image033
    之負極及開關
    Figure 03_image043
    之第一端，該開關
    Figure 03_image043
    之第二端分別連接有該開關
    Figure 03_image035
    之第二端、該開關
    Figure 03_image027
    之第二端及該電容
    Figure 03_image041
    之負極，而該電容
    Figure 03_image041
    之正、負極則對應於低壓側
    Figure 03_image045
    之正、負極。
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