JPWO2013099918A1 - スイッチング電源装置およびac−dc電力変換システム - Google Patents
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Abstract
Description
図1は本発明の第1実施例におけるスイッチング電源装置101の回路図である。第1実施例は、整流/PFC回路部、絶縁型DC−DCコンバータ部を一体化して1つのコンバータにした回路構成例である。交流電源ACinに、PFCインダクタLpfc1と、交流入力電圧の正の半周期で導通する極性の第1の整流素子D1と、第1のスイッチ素子Q1との直列回路が接続され、また、交流電源ACinには、PFCインダクタLpfc1と、交流入力電圧の負の半周期で導通する極性の第2の整流素子D2と、第2のスイッチ素子Q2との直列回路も接続されている。第1のスイッチ素子Q1と第2のスイッチ素子Q2の直列回路に対して並列に、エネルギー蓄積コンデンサCens1が接続されている。第1のスイッチ素子Q1と第2のスイッチ素子Q2のゲート端子には1次側制御回路CNTP1が接続されている。第1のスイッチ素子Q1と第2のスイッチ素子Q2とは、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動されるので、交流入力電圧の正の半周期ではPFCインダクタLpfc1、第1の整流素子D1を経由して供給される電力に対して第1のスイッチ素子Q1が主スイッチ素子、第2のスイッチ素子Q2が同期整流素子として動作し、直流電圧をエネルギー蓄積コンデンサCens1の両端に出力する第1の整流/PFC回路部を構成する。一方で、交流入力電圧の負の半周期ではPFCインダクタLpfc1、第2の整流素子D2を経由して供給される電力に対して第2のスイッチ素子Q2が主スイッチ素子、第1のスイッチ素子Q1が同期整流素子として動作し、直流電圧をエネルギー蓄積コンデンサCens1の両端に出力する第2の整流/PFC回路部を構成する。エネルギー蓄積コンデンサCens1は交流入力電圧が低下する位相や交流入力の瞬時停電時に負荷回路Loadにエネルギーを供給する役割を担うため、比較的大容量のコンデンサを必要とする。エネルギー蓄積コンデンサCens1には常に第1のスイッチ素子Q1のドレイン側を(+)、第2のスイッチ素子Q2のソース側を(−)とする直流電圧が加わるので、極性を有するアルミ電解コンデンサを用いる事ができる。
(a)本発明は第1従来例において3ステージ、第2従来例において2ステージで構成される交流入力/直流出力の電力変換システムを、第3従来例と同様に1ステージだけで構成できるので、電力部品の数が少なく回路構成が簡易なので、小型化、低コスト化に有利である。
(b)入力電流が通過する整流素子、スイッチ素子の数が少ないので導通損失を低減可能である。
(c)少なくとも交流入力の一部の位相ではスイッチ素子のZVS(ゼロ電圧スイッチング)、2次側整流素子のZCS(ゼロ電流スイッチング)が可能なので高効率化に適している。
(d)大半の領域で入力電流が電流連続モードになるので入力フィルタが簡易化できる。
(e)PFC制御に必要な交流入力電圧、交流入力電流を1次側制御回路のグランド電位を基準に測定できるので測定回路が簡易化できる。
(f)出力電圧を0V近辺まで低下させる事が可能なので、過電流に対する出力電圧の垂下動作やソフトスタート動作が可能である。
(g)交流入力電圧が加わった状態でスイッチング動作を停止しても、スイッチ素子、及び整流素子の両端にサージ電圧は発生しない。
(h)エネルギー蓄積と蓄積エネルギーからの電力供給機能を有するので出力リップルが小さく、瞬時停電に対する出力電圧の保持が可能である。図24は第3従来例と本発明との出力電圧波形を比較した図であり、第3従来例のコンバータが出力電圧に大きな交流リップル成分を含み、瞬時停電に対する保持時間を持たないのに対して、本発明のコンバータは交流リップルが小さく、規定された出力電圧保持時間に対応できる。
図4は本発明の第2実施例におけるスイッチング電源装置102の回路図である。図4に示す第2実施例においては、電力変換回路は第1実施例と同一であるが、制御の方法を変更している。第1実施例ではA、BモードではPWM制御のみ、Cモードでは周波数制御のみを行っていたが、第2実施例では、A、BモードにおいてPWM制御と周波数制御の両方を行い、出力電圧リップルの更なる低減を図っている。
図5は本発明の第3実施例であるスイッチング電源装置103の回路図である。第3実施例のスイッチング電源装置は、第1、第2実施例と同じく、1つの整流/PFC回路部と1つの絶縁型DC−DCコンバータ部の組み合わせによって構成され、電力変換回路の動作は第1実施例、第2実施例とほぼ同じである。
(i)PFCインダクタLpfc1両端のスイッチングによる電位変動によってPFC回路部の出力と、接地電位間の寄生容量が充放電されないので、コモンモードノイズの発生が少ない。
(j)絶縁型DC−DCコンバータ部が、仕様で規定される最大電力を1次側から2次側に伝送できる範囲にデューティ比を制限したので、交流リップルが全く発生しない。
(k)軽負荷では第1、第2のスイッチ素子Q2が共にオフするデッドタイムを延長した間欠スイッチング動作を行う事で、スイッチング損失、スイッチ素子の駆動損失、磁性部品のコア損失、各部品の無効電流による導通損失等が軽減されるので、軽負荷領域においても高効率な電力変換が実現できる。
図9は本発明の第4実施例であるスイッチング電源装置104の回路図である。第4実施例は、第1、第2、第3実施例と異なり、第1、第2の整流素子をMOSFETによる同期整流素子SR9、SR10で構成しており、それによって第1、第2、第3実施例にはない以下の3つの効果が得られる。
図12は本発明の第5実施例のスイッチング電源装置105の回路図である。第1〜第4実施例が1つの絶縁型DC−DCコンバータ部で交流入力電圧の全範囲を変換していたのに対して、図12に示す第5実施例においては、第1の整流/PFC回路部、第1の絶縁型DC−DCコンバータ部とで構成されるコンバータ1と、第2の整流/PFC回路部、第2の絶縁型DC−DCコンバータ部とで構成されるコンバータ2とを、並列接続してスイッチング電源装置を構成する。それ以外の動作原理は第1実施例、第2実施例と全く同じである。図13に示すように、それぞれのコンバータは交流電力が入力されない期間には、スイッチ素子のデューティ比を0.5に固定して周波数制御の電流共振コンバータとして動作する。また、第1実施例、第2実施例と同様に交流入力電圧が非常に小さい領域においても、スイッチ素子のデューティ比を0.5に固定して周波数制御の電流共振コンバータとして動作する。交流入力に瞬時停電が発生した場合は、交流入力電圧の低下によってコンバータ1、コンバータ2が共にCモードに移行する。その結果、デューティ比は0.5に固定され、電流共振の周波数制御によってエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧Vensが低下しても出力電圧Voutの低下が抑制され、必要とする出力電圧保持時間を確保する事ができる。
図14は本発明の第6実施例におけるAC−DC電力変換システム106の回路図である。図14に示す第6実施例は、本発明を3相交流に適用した例である。3相交流であっても、実施例1、2で示した回路構成がそのまま使用可能であり、各相間に合計3台のスイッチング電源装置を接続すれば、実施例1、2と同様に高効率で、出力リップルが小さく、かつ入力瞬時停電に対する保持時間を確保した動作が可能である。唯一異なるのは、3相交流では各相の電流をバランスさせる事が要求されるため、各相の電流バランス機能を備える事が望ましい点である。第3実施例では、スター結線で供給される3相交流に対して実施例1、2で既に示した本発明のスイッチング電源装置を各相間に合計で3台接続している。各スイッチング電源装置の1次側制御回路CNTP1、CNTP3、CNTP4はグランド電位が異なるため、フォトカプラ等で構成される絶縁信号伝送素子ISO2、ISO3、ISO4を介して各スイッチング電源装置の入力電流と相関する信号を情報交換している。また、図14では1次側回路の電流に関する情報を各スイッチング電源装置間で情報交換しているが、2次側回路の電流に関する情報を各スイッチング電源装置間で情報交換する事で、結果的に各相の電流をバランスさせる事も可能であり、その場合は絶縁信号伝送素子ISO2、ISO3、ISO4が不要になり、回路構成が簡略化できる利点がある。ただし、複数のスイッチング電源装置間の電流バランスを確保する回路に関しては多くの公知例があるので、詳細な動作説明は割愛する。
ACin3P・・・3相交流電源
Vin・・・直流入力電源
Vout・・・直流出力電圧
Load・・・負荷回路
CNTP1、CNTP2、CNTP3、CNTP4、CNTP5・・・1次側制御回路
CNTS1、CNTS2、CNTS3、CNTS4、CNTS5・・・2次側制御回路
Mdt1・・・動作モード判別器
Aモード・・・交流入力電圧の正の半周期で、かつ入力電圧の絶対値が基準値以上
Bモード・・・交流入力電圧の負の半周期で、かつ入力電圧の絶対値が基準値以上
Cモード・・・交流入力電圧の絶対値が基準値未満
Dcnt1、Dcnt2、Dcnt3・・・デューティ比制御器
Fcnt1・・・周波数制御器、Cモードのみで周波数制御
Fcnt2・・・周波数制御器、A、B、Cモードの全てで周波数制御
STG1・・・鋸歯状波発生器
M1、M2・・・乗算器
AMP1、AMP2、AMP3、AMP4、AMP5・・・誤差アンプ
COMP1、COMP2・・・コンパレータ
ISO1、ISO2、ISO3、ISO4、ISO5、ISO6・・・絶縁信号伝送素子
Vref1、Vref2、Vref3・・・基準電圧源
コンバータ1、コンバータ2・・・第3実施例の並列電力供給システムを構成する各コンバータ
Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12、Q13、Q14・・・スイッチ素子
D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7、D8、D9、D10、D11、D12、D13、D14、D15、D16、D17、D18、D19、D20・・・整流素子
SR1、SR2、SR3、SR4、SR5、SR6、SR7、SR8、SR9、SR10、SR11、SR12、SR13、SR14・・・同期整流素子
T1、T2、T3・・・トランス
Np1、Np2・・・トランスの1次巻線
Ns1、Ns2、Ns3・・・トランスの2次巻線
Na1、Na2・・・トランスの補助巻線
Tpfc・・・トランス結合されたPFCインダクタ
Lpfc1、Lpfc2、Lpfc3、Lpfc4、Lpfc5・・・PFCインダクタ
Lr1、Lr2、Lr3、Lr4、Lr5、Lr6・・・共振インダクタ
Lf1・・・チョークコイル
L1・・・インダクタ
Cens1、Cens2、Cens3、Cens4・・・エネルギー蓄積コンデンサ
Cr1、Cr2、Cr3、Cr4、Cr5、Cr6、Cr7、Cr8、Cr9、Cr10、Cr11、Cr12、Cr13、Cr14、Cr15・・・共振コンデンサ
Cf1・・・出力平滑コンデンサ
Cdis1、Cdis2・・・寄生容量
Bat1・・・2次電池
R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10・・・抵抗
Claims (17)
- 交流電源に少なくとも1つのPFCインダクタと、第1の整流素子と、第1のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記交流電源に少なくとも1つのPFCインダクタと、第2の整流素子と、第2のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、
前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子とを有する直列スイッチ回路を構成し、
前記直列スイッチ回路と並列にエネルギー蓄積コンデンサを接続し、
交流入力電圧の正の半周期には前記第1のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第2のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第1の整流/PFC回路部を構成し、
交流入力電圧の負の半周期には前記第2のスイッチ素子が主スイッチ素子、前記第1のスイッチ素子が同期整流素子、前記エネルギー蓄積コンデンサが平滑コンデンサとして動作する第2の整流/PFC回路部を構成し、
前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子の接続点には、少なくとも1つの共振コンデンサと少なくとも1つのトランスの1次巻線、もしくは前記共振コンデンサと少なくとも1つの共振インダクタと前記トランスの1次巻線とを有する直列共振回路の一端を接続して前記エネルギー蓄積コンデンサを入力源とするブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記トランスの2次巻線に整流平滑回路を接続し、前記ブリッジ形電力変換回路と、前記トランスと、前記整流平滑回路とを有する絶縁型DC−DCコンバータ部を構成し、
前記第1のスイッチ素子と前記第2のスイッチ素子は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、
正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流電源に少なくとも1つのPFCインダクタと、第1の整流素子と、第1のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記第1のスイッチ素子と並列に第1の同期整流素子と、第1のエネルギー蓄積コンデンサとを接続し、交流入力電圧の正の半周期で導通し、直流電圧を前記第1のエネルギー蓄積コンデンサの両端に出力する第1の整流/PFC回路部を構成し、
交流電源に少なくとも1つのPFCインダクタと、第2の整流素子と、第2のスイッチ素子とを有する直列回路を接続し、前記第2のスイッチ素子と並列に第2の同期整流素子と、第2のエネルギー蓄積コンデンサとを接続し、交流入力電圧の負の半周期で導通し、直流電圧を前記第2のエネルギー蓄積コンデンサの両端に出力する第2の整流/PFC回路部を構成し、
前記第1のスイッチ素子と前記第1の同期整流素子の接続点には、第1の共振コンデンサと第1のトランスの1次巻線、もしくは第1の共振コンデンサと第1の共振インダクタと第1のトランスの1次巻線とを有する第1の直列共振回路の一端が接続されて前記第1のエネルギー蓄積コンデンサを入力源とする第1のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第1のトランスの2次巻線に第1の整流平滑回路を接続し、前記第1のブリッジ形電力変換回路と、第1のトランスと、第1の整流平滑回路とを有する第1の絶縁型DC−DCコンバータ部を構成し、
前記第2のスイッチ素子と前記第2の同期整流素子の接続点には、第2の共振コンデンサと第2のトランスの1次巻線、もしくは第2の共振コンデンサと第2の共振インダクタと第2のトランスの1次巻線とを有する第2の直列共振回路の一端を接続して前記第2のエネルギー蓄積コンデンサを入力源とする第2のブリッジ形電力変換回路を構成し、かつ前記第2のトランスの2次巻線に第2の整流平滑回路を接続し、前記第2のブリッジ形電力変換回路と、第2のトランスと、第2の整流平滑回路とを有する第2の絶縁型DC−DCコンバータ部を構成し、
前記第1のスイッチ素子と前記第1の同期整流素子、前記第2のスイッチ素子と前記第2の同期整流素子は、双方がオフ状態になるデッドタイムを挟んで駆動され、
正弦波状の交流入力電圧が加わると、この交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、かつ安定化された直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記交流電源の交流入力電圧から前記エネルギー蓄積コンデンサ両端電圧への変換比(整流/PFC回路部の入出力電圧変換比)をデューティ比によって制御し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧から直流出力電圧への変換比(絶縁型DC−DCコンバータ部の入出力電圧変換比)をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- スイッチング周波数をfsw、直列共振回路における共振コンデンサの容量をCr、共振インダクタのインダクタンスをLr、トランスの励磁インダクタンスをLmとすると、前記絶縁型DC−DCコンバータ部の入出力電圧変換比は前記スイッチング周波数fswを、
前記スイッチング周波数fswを低下させて前記共振周波数fr2に近づけると前記入出力電圧変換比が増加し、前記スイッチング周波数fswを増加させて前記共振周波数fr2から遠ざけると前記入出力電圧変換比が低下する関係を利用して、出力電圧を目標値に漸近させるように負帰還制御することを特徴とする請求項1から請求項3に記載のスイッチング電源装置。 - 前記エネルギー蓄積コンデンサの両端電圧、もしくは出力電圧と第一の目標値とを比較して第1の誤差信号を形成し、前記第1の誤差信号と入力電圧に比例する信号を乗算する乗算器を備え、
前記乗算結果と交流入力電流に比例する信号とを比較して第2の誤差信号を形成し、
前記第2の誤差信号をフィードバック信号として前記フィードフォワード信号に負帰還となる極性で加算し、
前記加算結果からデッドタイムを差分して前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子の少なくとも一方のデューティ比を決定し、前記第1のスイッチ素子および前記第2のスイッチ素子の少なくとも一方の制御端子を駆動する方形波信号を形成することを特徴とする請求項5に記載のスイッチング電源装置。 - 前記交流電源の交流入力電圧を検出し、前記交流入力電圧の範囲によって動作モードを判別する動作モード判別器を備え、交流入力電圧の絶対値が一定値未満の場合は前記第1のスイッチ素子、及び前記第2のスイッチ素子のデューティ比を概ね0.5(50%)に固定することを特徴とする請求項1から請求項6に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第1のスイッチ素子、及び前記第2のスイッチ素子のデューティ比を概ね0.5に固定した動作モードでは、絶縁型DC−DCコンバータ部の入出力電圧変換比がスイッチング周波数によって制御されることを特徴とする請求項7に記載のスイッチング電源装置。
- 交流入力電圧の正の半周期に入力電流をスイッチングする第1の整流素子と第1のスイッチ素子とで構成する第1の直列回路と、
交流入力電圧の負の半周期に入力電流をスイッチングする第2の整流素子と第2のスイッチ素子とで構成する第2の直列回路と、
エネルギー蓄積コンデンサと、
少なくとも1次巻線と2次巻線とを備えるトランスと、
前記トランスの2次側に構成される整流平滑回路と、
交流入力電流と、交流入力電圧に応じた信号とを比較する第1の比較器と、
直流出力電圧と基準電圧とを比較する第2の比較器とを備え、
交流電源から正弦波状の前記交流入力電圧が入力に加わると前記交流入力電圧にほぼ比例する正弦波状の電流を流入し、前記エネルギー蓄積コンデンサの両端に直流電圧を出力する整流/PFC回路部と、
前記エネルギー蓄積コンデンサを直流電力源として、スイッチング動作によって直流を交流に変換した後、前記トランスによって1次側から2次側に伝送し、安定化された直流電圧を出力するDC−DCコンバータ部とを備えるスイッチング電源装置であって、
前記整流/PFC回路部とDC−DCコンバータ部とが、前記第1、第2のスイッチ素子を共通に利用することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記整流/PFC回路部の入出力電圧変換比を前記第1のスイッチ素子、及び前記第2のスイッチ素子のデューティ比によって制御し、前記DC−DCコンバータ部の入出力電圧変換比をスイッチング周波数によって制御することを特徴とする請求項9に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第1、第2の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、
かつ、前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑回路の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、
前記交流電源から交流電力を入力して前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑回路から直流電力を出力する交流/直流変換の動作モードを備え、
かつ、前記トランスの2次巻線に接続された整流平滑回路に直流電力を入力して前記交流電源から交流電力を出力する直流/交流変換に動作モードを備え、双方向の電力伝送を行う事を特徴とする請求項1から請求項10に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1、第2の整流素子が双方向に導通可能な同期整流素子で構成され、交流入出力電圧の絶対値がエネルギー蓄積コンデンサ両端電圧の1/2未満の領域において、前記第1、第2の整流素子のスイッチング動作によって前記第1のスイッチ素子、及び前記第2のスイッチ素子のデューティ比を概ね0.5に固定しつつ、前記整流/PFC回路部の実質的なデューティ比を調整する事を特徴とする請求項1から請求項11に記載のスイッチング電源装置。
- 交流電源の一端から第1、もしくは第2の整流素子を介して整流/PFC回路部の(+)、もしくは(−)出力に至る経路にはPFCインダクタが挿入されず、
少なくとも重負荷領域において、前記PFCインダクタが前記第1、もしくは第2の整流素子を介して連続モードで導通する期間を有する事を特徴とする請求項1から請求項12に記載のスイッチング電源装置。 - 正弦波状の交流入力電圧に対応して流入する入力電流が、所定の高調波を包含する事を特徴とする請求項1から請求項13記載のスイッチング電源装置。
- 軽負荷領域において、前記第1のスイッチ素子、及び前記第2のスイッチ素子が共にオフするデッドタイムを延長した間欠スイッチング動作をおこなう事を特徴とする請求項1から請求項14記載のスイッチング電源装置。
- 前記交流電源が単相交流であることを特徴とする請求項1から請求項15に記載のスイッチング電源装置。
- 前記交流電源が3相交流であり、請求項1から請求項15に記載のスイッチング電源装置が3相交流入力の各相間に接続され、かつ各相間の電流バランスを維持する電流バランス改善回路を有するAC−DC電力変換システム。
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