CN105553267A - 一种多相交错并联的直流-直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种多相交错并联的直流-直流变换器及其控制方法，该变换器包括依次连接的变换模块、单周期控制模块以及交错控制模块，变换模块包括多路并联连接的BUCK变换电路，单周期控制模块产生多路单周期控制信号输出给各路BUCK变换电路，以在各路控制时钟的控制下按照单周期控制各路BUCK变换电路中开关管的开断；该控制方法通过产生N路相位差为2π/N的单周期控制信号，通过控制开关管的开断使得每个开关周期内根据控制目标量控制二极管的输出电压。本发明具有结构简单、所需成本低、能够满足大功率直流输出的需求，且电压输出精度高、输出纹波少，同时输出电压稳定、能够抑制输入直流电压波动等优点。

Description

一种多相交错并联的直流-直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及大功率直流输出技术领域，尤其涉及一种适用于大功率直流输出的多相交错并联的直流-直流变换器及其控制方法。

背景技术

在许多应用场合中用电负载往往都需要大容量的直流电源进行供电，且对供电电压的输出精度、纹波通常有很高的要求。由于单个电源功率模块的容量和开关管的应力有限，因而采用单个电源功率模块无法满足大容量直流供电的需求，而用电系统通常还要求供电设备具备冗余，以保证支路故障时仍能继续供电，而不至于整个系统瘫痪，因而单个电源功率模块实现大功率直流输出的设计和应用都比较困难。目前获得大功率直流输出的方法通常即是利用晶闸管单相半控整流模式，其主电路采用晶闸管单相半控桥将单相交流电变换成直流电，但存在①网侧功率因数低；②输出电压波动大，输出电压不稳定，易导致后续负载故障或停机；③对输入扰动没能有效控制，且输出电压有波动等问题。

为满足大功率直流输出的纹波要求，有从业者提出采用交错并联工作的直流变换电路，但通常是基于两相交错并联工作的变换电路，如专利申请CN103501115A公开一种交错并联工作的直流降压电路，该电路包括两路并联BUCK电路，每一路均由两个MOS管、一只同步脉宽调制BUCK控制器芯片、一只电感及一只电容连接而成，由于基于两相并联的Buck电路，仅能够实现小功率的直流降压功能，无法解决大功率直流输出的问题，且输出占空比50％是固定的，其在电压和负载扰动时是不可调节的，同样存在输出电压波动大、输出电压不稳定的问题。因此，如何在满足大功率直流输出精度、纹波的高要求基础上，同时能够使得输出电压波动稳定、消除输入直流电压扰动是亟待解决的问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种结构简单、所需成本低、能够满足大功率直流输出的需求，且电压输出精度高、输出纹波少，同时输出电压稳定、能够消除输入直流电压抗扰动的多相交错并联的直流-直流变换器及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：

一种多相交错并联的直流-直流变换器，包括依次连接的变换模块、单周期控制模块以及用于输出多路相互错相的控制时钟的交错控制模块，所述变换模块包括多路并联连接的BUCK变换电路，所述单周期控制模块接收所述交错控制模块输出的多路控制时钟，产生多路单周期控制信号输出给各路BUCK变换电路，以在各路所述控制时钟的控制下按照单周期控制各路所述BUCK变换电路中开关管的开断。

作为本发明变换器的进一步改进：还包括分别与所述变换模块、单周期控制模块连接的PID调节模块，所述PID调节模块接收所述变换模块中各BUCK变换电路的输出电压值，分别对参考电压值进行PI调节后作为对应各所述BUCK变换电路的控制目标量输出至所述单周期控制模块。。

作为本发明变换器的进一步改进：所述PID调节模块包括多个与各BUCK变换电路对应连接的PID调节电路，所述PID调节电路包括减法器以及PID调节器，所述减法器的一个输入端连接对应的BUCK变换电路的输出端，另一个输入端接入参考电压值，输出端连接所述PID调节器的输入端，所述PID调节器的输出端连接所述单周期控制模块的控制目标量输入端。

作为本发明变换器的进一步改进：所述单周期控制模块包括多个分别与各路BUCK变换电路对应连接的单周期控制电路，所述单周期控制电路包括依次连接的复位开关单元、积分器单元、比较器单元以及RS触发器单元，所述比较器单元的另一个输入端与PID调节电路与连接，所述积分器单元的输入端与所述BUCK变换电路中二极管连接，所述RS触发器单元的一个输出端连接至所述BUCK变换电路中开关管的控制端，另一个输出端连接至所述复位开关单元的控制端。

作为本发明变换器的进一步改进：所述单周期控制模块、PID调节模块为具有单周期控制以及PID调节单周期控制的控制目标量功能的数字化控制器，所述数字化控制器采集各路所述BUCK变换电路的输出电压以及接所述BUCK变换电路中二极管的输出电压并进行AD转换，由所述单周期控制、PID调节单周期控制的控制目标量功能转换为对应各所述BUCK变换电路的单周期控制信号输出。

作为本发明变换器的进一步改进：每路所述BUCK变换电路包括开关管V、二极管D以及电感L，所述开关管V的一端与输入电源Vin的正极连接，另一端分别通过所述二极管D连接输入电源Vin的负极，以及通过所述电感L连接RC滤波子电路，所述RC滤波子电路包括并联连接的电容C以及电阻R。

作为本发明变换器的进一步改进：所述BUCK变换电路为四路，各路所述BUCK变换电路中开关管V所对应的单周期控制信号的相位依次相错π/2。

本发明进一步提供利用上述直流-直流变换器的控制方法，步骤包括：

1)启动所述变换模块中N路BUCK变换电路，并向所述单周期控制模块输出N路频率相同、相位差为2π/N的控制时钟；

2)所述单周期控制模块接收所述控制时钟，并采集各路所述BUCK变换电路中二极管的输出电压V_s，在所述控制时钟的控制下产生N路相位差为2π/N的单周期控制信号，且所述单周期控制信号使得根据控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s；

3)N路所述BUCK变换电路中开关管分别在所述步骤2)产生的各路所述单周期控制信号的控制下导通、关断，以执行N路交错并联的所述BUCK变换电路的单周期控制。

作为本发明控制方法的进一步改进，所述步骤2)中单路所述单周期控制信号的产生步骤为：

2.1)分别接收参考电压值V_ref以及对应的所述BUCK变换电路的输出电压V₀，并将所述参考电压值V_ref与输出电压V₀之间的差值输入至PID调节器进行PI调节，输出电压值V_c作为控制目标量；

2.3)产生控制开关管的导通时间，并使得根据所述步骤2.1)输出的控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s的控制脉冲，得到单周期控制信号。

作为本发明控制方法的进一步改进，所述步骤2.3)中具体产生使每个开关周期内二极管的输出电压V_s的积分值等于所述控制目标量的控制脉冲。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1)本发明通过多路并联连接的BUCK变换电路并使得相互错相，实现多相并联错相直流降压变换，利用多相交错并联技术可以有效减少输出电压和电流的纹波幅值，提高开关频率，输出高质量的电压和电流，提高了系统效率和功率密度，从而能够满足大功率直流输出对输出精度以及纹波的要求，同时可以减少输出滤波器的体积和质量，而不会增加开关损耗和器件应力，有效节约了变换器所需的成本；通过多相并联设置，使得还具备冗余功能，提高了变换器的稳定、可靠性；

2)本发明在采用多相交错并联技术的基础上采用单周期控制，响应速度快、稳定性好，能够实现输入直流电压的抗扰动控制，在一个开关周期内可以将输入直流电压扰动消除，使输出电压平直稳定，从而结合多相并联错相以及单周期控制使得满足大功率直流输出对输出电压精度、纹波要求的同时，还能够解决输入扰动、输出电压波动等问题；

3)本发明将参考电压值与BUCK变换电路的输出电压的差值作为PID调节器的输入，由PID调节结果作为单周期控制的控制目标量，形成PID控制外环，使得控制目标量可以根据BUCK变换电路的输出电压动态调节，结合PID控制外环以及单周期控制内环实现PID单周期控制方式，能够有效抑制输入电压的扰动和突切负载波动，使得输出电压稳定，同时单周期控制的响应速度快、鲁棒性强。

附图说明

图1是本实施例多相交错并联的直流-直流变换器的结构原理示意图。

图2是本发明具体实施例中(四相交错并联)变换模块的电路结构示意图。

图3是本实施具体实施例中(四相交错并联)变换模块的控制脉冲及电流的波形示意图。

图4是本实施例中单周期控制的具体电路结构原理示意图。

图5是本实施例多相交错并联的直流-直流变换器的控制方法的实现流程示意图。

图6是本发明具体实施例中(400kW功率)输入电压的变化曲线示意图。

图7是本发明具体实施例中(400kW功率)中输出电压的结果对比示意图。

图8是本发明具体实施例中(400kW功率)中负载突变时输出电压的结果对比示意图。

图例说明：1、变换模块；11、BUCK变换电路；2、单周期控制模块；21、复位开关单元；22、积分器单元；23、比较器单元；24、RS触发器单元；3、交错控制模块；4、PID调节模块。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。

如图1所示，本实施例多相交错并联的直流-直流变换器包括依次连接的变换模块1、单周期控制模块2以及用于输出多路相互错相的控制时钟的交错控制模块3，变换模块1包括多路并联连接的BUCK变换电路11，单周期控制模块2接收交错控制模块3输出的多路控制时钟，产生多路单周期控制信号输出给各路BUCK变换电路11，以在各路控制时钟的控制下按照单周期控制各路所述BUCK变换电路11中开关管的开断。

本实施例通过多路并联连接的BUCK变换电路11构成变换模块1，由相互错相的控制时钟控制实现多相并联错相直流降压变换，利用多相交错并联技术可以有效减少输出电压和电流的纹波幅值，提高开关频率，输出高质量的电压和电流，提高了系统效率和功率密度，从而能够满足大功率直流输出对输出精度以及纹波的要求，同时可以减少输出滤波器的体积和质量，而不会增加开关损耗和器件应力，有效节约了变换器所需的成本；通过BUCK变换电路11的多相并联设置，使得还具备冗余功能，提高了变换器的稳定、可靠性。

本实施例在采用多相交错并联技术的基础上，通过单周期控制模块2在各路控制时钟的控制下按照单周期控制各路BUCK变换电路11，响应速度快、稳定性好，能够实现输入直流电压的扰动控制，在一个开关周期内可以将输入直流电压扰动消除，使输出电压平直稳定，从而结合多相并联错相以及单周期控制使得满足大功率直流输出对输出电压精度、纹波要求的同时，还能够解决输入扰动、输出电压波动等问题。

本实施例N相BUCK变换电路11交错并联，如果每相电感为L，则并联总电感等效为4×N，则可简化等效成标准的BUCK电路，电感为4×N，其余参数不变，各路BUCK变换电路11的控制脉冲相互错相，对于N个并联BUCK变换电路11，则相邻两路BUCK变换电路11之间采用频率相同、相位相差2π/N的控制脉冲。

如图2所示，本发明具体实施例中变换模块1具体包括四路BUCK变换电路11，每路BUCK变换电路11包括开关管V(V1～V4)、二极管D(D1～D4)以及电感L(L1～L4)，开关管V的一端与输入电源Vin的正极连接，另一端分别通过二极管D连接输入电源Vin的负极，以及通过电感L连接RC滤波子电路，RC滤波子电路包括并联连接的电容C以及电阻R；各路BUCK变换电路11中开关管V所对应的单周期控制信号的相位依次相错π/2，控制开关管V1～V4使开关周期相等、相位依次相错π/2。本实施例开关管V具体采用IGBT开关管。

如图3所示，以开关周期相等、依次错相π/2的四相脉冲信号(如图3(a)所示)分别控制上述变换模块1(如图2所示)的开关管V1～V4时，将四路BUCK变换电路11对应的四相输出电流(如图3(b)所示)交错叠加后得到的总电流如图3(c)所示，该总电流的波动和纹波较小，表明通过BUCK变换电路11多相交错并联有效减少了输出纹波以及输出波动。

假设上述变换模块1中电感的充、放电是线性的，且开关在理想状态。在电感电流连续模式CCM(ContinuousConductionMode)模式下，上述变换模块1在一个周期内可以分为以下8个阶段，其中开关管V1～V4的控制脉冲如图3(a)所示：

第1阶段(t0～t1)：V1触发导通，D1、V2、V3和V4截止，D2、D3和D4续流，电感L1储存能量同时电流上升，当到达t1时刻时，V1截止、IL1达到最大值，电感L2、L3和L4的电流减小，释放磁能，电容C充电。

第2阶段(t1～t2)：V1、V2、V3和V4截止，D1、D2、D3和D4续流，IL1从最大值开始减小，电感L1释放磁能，L2、L3和L4继续释放磁能，到达t2时刻时，IL2降低到最小值，电容C放电。

第3阶段(t2～t3)：V2触发导通，D2、V1、V3和V4截止，D1、D3和D4续流，电感L2储存能量，同时电流上升，到达t3时刻时，V2截止，IL2达到最大值，L1、L3和L4的电流减小释放磁能，电容C充电。

第4阶段(t3～t4)：V1、V2、V3和V4截止，D1、D2、D3和D4续流，IL2从最大值开始减小，电感L2释放磁能，L1、L3和L4继续释放磁能，到达t4时刻，IL3降低到最小值，电容C放电。

第5阶段(t4～t5)：V3触发导通，D3、V1、V2和V4截止，D1、D2和D4续流，电感L3储存能量，同时电流上升，到达t5时刻时，V3截止，IL3达到最大值，L1、L2和L4电流减小释放磁能，电容C充电。

第6阶段(t5～t6)：V1、V2、V3和V4截止，D1、D2、D3和D4续流，IL3从最大值开始减小，电感L3释放磁能，L1、L2和L4继续释放磁能，到达t6时刻时，IL4降低到最小值，电容C放电。

第7阶段(t6～t7)：V4触发导通，D4、V1、V2和V3截止，D1、D2和D3续流，电感L4储存能量同时电流上升，到达t7时刻，V4截止，IL4达到最大值，L1、L2和L3的电流减小，释放磁能。C充电。

第8阶段(t7～t8)：V1、V2、V3和V4截止，D1、D2、D3和D4续流，IL4从最大值开始减小，电感L4释放磁能，L1、L2和L3继续释放磁能，到达t8时刻时，IL1降低到最小值，电容C放电。

本实施例四相交错并联的BUCK变换电路11构成的变换模块1按上述第1～第8阶段周期进行工作，在一个开关周期内，4个电感中每个仅有一次充电储能过程，其他时间均处于放电续流状态，即表明每路BUCK变换电路11的电流纹波频率与单相Buck变换器的工作频率相同；变换模块1在一个开关周期内4个电感依次充、放电，即有4个充电储能、4个放电续流，因此总电流纹波频率为单路BUCK变换电路11开关频率的4倍(如图3(c)所示)。如上所述，本实施例通过多相交错并联的BUCK变换电路11，可以有效减少输出电压、电流的纹波，同时提高开关频率，输出高质量的电压和电流。

本实施例中，还包括分别与变换模块1、单周期控制模块2连接的PID调节模块4，PID调节模块4接收变换模块1中各BUCK变换电路11的输出电压值，分别对参考电压值进行PI调节后作为对应各BUCK变换电路11的控制目标量输出至单周期控制模块2。PID调节模块4根据各BUCK变换电路11的输出电压值对参考电压值进行PI调节，由调节结果作为单周期控制的控制目标量，形成PID控制外环，使得控制目标量可以根据BUCK变换电路11的输出电压动态调节，结合PID控制外环以及单周期控制内环实现PID单周期控制方式，能够有效抑制输入电压的扰动和突切负载波动，使得输出电压稳定，同时单周期控制的响应速度快、鲁棒性强。

本实施例中，PID调节模块4包括多个与各BUCK变换电路11对应连接的PID调节电路，PID调节电路包括减法器以及PID调节器，减法器的一个输入端连接对应的BUCK变换电路11的输出端，另一个输入端接入参考电压值，输出端连接PID调节器的输入端，PID调节器的输出端连接单周期控制模块2的控制目标量输入端。由参考电压值与BUCK变换电路11的输出电压的差值作为PID调节器的输入，PID调节器输出电压值作为控制目标量输出给单周期控制模块2，能够根据BUCK变换电路11的输出电压动态调节单周期控制的控制目标量。

本实施例中，单周期控制模块2包括多个分别与各路BUCK变换电路11对应连接的单周期控制电路，单周期控制电路与PID调节电路一一对应连接。如图4所示，单周期控制电路包括依次连接的复位开关单元21(复位开关V_reset)、积分器单元22、比较器单元23以及RS触发器单元24，比较器单元23的另一个输入端与PID调节电路连接，积分器单元22的输入端与BUCK变换电路11中二极管连接，RS触发器单元24的一个输出端连接至BUCK变换电路11中开关管的控制端，另一个输出端连接至复位开关单元21的控制端。

本实施例中，单周期控制模块2、PID调节模块4为具有单周期控制以及PID调节单周期控制的控制目标量功能的数字化控制器，数字化控制器采集各路BUCK变换电路11的输出电压以及接BUCK变换电路11中二极管的输出电压并进行AD转换，由单周期控制、PID调节单周期控制的控制目标量功能转换为对应各BUCK变换电路11的单周期控制信号输出。本实施例具体将上述复位开关单元21、积分器单元22、比较器单元23、RS触发器单元24以及PID调节电路通过程序(如C语言)实现，以实现单周期控制以及PID调节控制目标量的功能，由含有上述程序的数字化控制器采集信号经过A/D采样后，利用计数器计数，其值等于周期寄存器值，产生控制脉冲作为单周期控制信号输出给各BUCK变换电路11。

本实施例中，上述直流-直流变换器的控制方法，步骤包括：

1)启动变换模块1中N路BUCK变换电路11，并向单周期控制模块2输出N路频率相同、相位差为2π/N的控制时钟；

2)单周期控制模块2接收控制时钟，并采集各路BUCK变换电路11中输出电压V₀以及二极管的输出电压V_s，在控制时钟的控制下产生N路相位差为2π/N的单周期控制信号，且单周期控制信号使得根据控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s；

3)N路BUCK变换电路11中开关管分别在步骤2)产生的各路单周期控制信号的控制下导通、关断，以执行N路交错并联的BUCK变换电路11的单周期控制。

本实施例通过采集BUCK变换电路11的二极管的输出电压V_s产生N路单周期控制信号，在控制时钟的控制下N路单周期控制信号相位差为2π/N，使得多相BUCK变换电路11能够相互交错运行，同时通过单周期控制信号使得根据控制目标量控制BUCK变换电路11中每个周期内二极管的输出电压V_s，实现多路交错并联的单周期控制。

本实施例中，步骤2)中单路单周期控制信号的产生步骤为：

2.1)分别接收参考电压值V_ref以及对应的BUCK变换电路11的输出电压V₀，并将参考电压值V_ref与输出电压V₀之间的差值输入至PID调节器进行PI调节，输出电压值V_c作为控制目标量；

2.3)产生控制开关管的导通时间，并使得根据步骤2.1)输出的控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s的控制脉冲，得到单周期控制信号。

本实施例通过将参考电压值V_ref、输出电压V₀形成PID控制外环，由PID调节后的输出结果作为单周期控制的控制目标量，结合PID与单周期控制开关管使得根据参考电压值V_ref的PID调节结果控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s，实现PID单周期控制方式。

本实施例中，步骤2.3)中具体产生使每个周期内二极管的输出电压V_s的积分值等于给定电压值V_c的控制脉冲。

如图5所示，多路并联BUCK变换电路11需要的控制脉冲是错相的，本实施例具体是通过采样输出电压V₀和支路中二极管电压V_s，由输出电压V₀与参考电压V_ref进行PID调节，PID调节后输出电压值V_c作为控制目标量，使单周期控制时钟相互错相2π/N，在控制时钟的控制下产生N路单周期控制信号脉冲，分别输出给BUCK变换电路11的IGBT开关管，完成多路并联交错的单周期控制。

如图4所示，以一路BUCK变换电路11采用上述PID单周期控制为例，PID控制外环将参考电压V_ref减去输出电压V_o，由该差值经过PID调节器后输出电压V_c给单周期控制；变换器工作在CCM模式下，当开关管V导通时，电感L电流不断增长，二极管电压V_s等于负的电源电压-V_in，当开关管V关断时，电感L通过二极管D向电容C释放磁能，二极管电压V_s等于零。输出电压V_o是二极管电压V_s在一个开关内的平均值，即二极管电压V_s在一个开关周期内的电压脉冲面积为输出电压V_o，可表示为：

$V_o=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_s}{V}_{s}dt=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_{on}}{V}_{s}dt---\left(1\right)$

式(1)中T_s为开关周期，T_on为一个开关周期内的导通时间。

本实施例通过PID单周期控制开关管V的导通时间，使得每个周期内二极管电压V_s积分值等于给定电压V_c，即：

$k{\∫}_0^{T_{on}}{V}_{s}dt=V_{ref}---\left(2\right)$

式(2)中k为积分常数，且k＝1/(R₁×C₁)。

由式(1)、(2)可得到：

$V_o=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_{on}}{V}_{s}dt=\frac{R_1{C}_1}{T_s}{V}_c---\left(3\right)$

当一个开关周期的时钟到来时，置位RS触发器单元24，开关管V导通；在开关管V导通时积分器单元22对二极管电压进行积分，当积分值达到给定电压值V_c时，复位RS触发器单元24，封锁脉冲同时对积分器单元22复位；当下一个时钟到来时，进入下一个开关周期。式(3)中，若配置积分器单元22中R₁、C₁使得R₁×C₁＝T_s，则可以使得输出电压V_o等于给定电压V_c；当输入电压V_in变化时，二极管电压V_s变化，上述单周期控制中，仅变化的是一个开关周期内的积分时间，当积分值达到给定电压值V_c时，关断开关管V，输出电压平均值正比于给定电压值V_c，表明有效抑制了输入电压的变化和扰动。而进一步的，一旦负载出现扰动，输出电流变化引起输出电压变化，参考电压V_ref减去输出电压V_o的差值发生变化，经PID调节后输出新的电压值V_c以改变调制脉宽宽度，输出电压V_o进入新的稳态，即抑制了负载扰动。

为验证本实施例上述PID单周期控制的有效性，在Matlab/Simulink里搭建了基于上述变换器结构的400kW大功率变换器模型，其参数为：输入直流电压1214V，输出直流电压600V，每路BUCK变换电路11的开关频率为2kHz，滤波电感取1mH、电容取1.6mF。

本实施例输入电压动态变化曲线如图6所示，在负载为400kW时，输入电压变化将影响变换器的输出电压，分别采用本实施例上述PID单周期控制方式、传统的PID控制方式控制变换器所得到的输出电压如图7所示。从图7中可以看出，采用PID单周期控制在输入电压波动时输出电压稳定，相对峰峰值纹波因数为0.55％，表明本实施例上述PID单周期控制方式具有很强的抑制输入扰动能力；而传统的PID控制方式中输入电压变化动态跟随调节，导致输出电压在571～627V之间波动，当输入电压降低到额定值的70％时，PID控制的输出电压最大下降到额定值的92％，当输入电压上升到额定值的125％时，PID控制的输出电压最大上升到额定值的104.5％，输出电压相对峰峰值纹波因数为9.3％。

本实施例进一步对于400kW负载，在0.1s突然投入、在0.25s突然切除时状况进行验证，分别采用本实施例上述PID单周期控制方式、传统的PID控制方式控制变换器所得到的输出电压瞬态响应波形如图8所示。从图8中可以看出，当负载突投时，采用传统PID控制的偏差为262V，调整时间为0.046s，采用本实施例上述PID单周期控制的偏差为84V，调整时间为0.043s；当负载突切时，采用传统PID控制的偏差为242V，调整时间为0.04s，采用本实施例上述PID单周期控制的偏差为132V，调整时间为0.045s。即本实施例上述PID单周期控制，即具有PID控制抗负载扰动的特点，又同时具有单周控制响应速度快的优点，对负载有良好的抑制扰动能力、鲁棒性强。

上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：包括依次连接的变换模块(1)、单周期控制模块(2)以及用于输出多路相互错相的控制时钟的交错控制模块(3)，所述变换模块(1)包括多路并联连接的BUCK变换电路(11)，所述单周期控制模块(2)接收所述交错控制模块(3)输出的多路控制时钟，产生多路单周期控制信号输出给各路BUCK变换电路(11)，以在各路所述控制时钟的控制下按照单周期控制各路所述BUCK变换电路(11)中开关管的开断。

2.根据权利要求1所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：还包括分别与所述变换模块(1)、单周期控制模块(2)连接的PID调节模块(4)，所述PID调节模块(4)接收所述变换模块(1)中各BUCK变换电路(11)的输出电压值，分别对参考电压值进行PI调节后作为对应各所述BUCK变换电路(11)的控制目标量输出至所述单周期控制模块(2)。

3.根据权利要求2所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：所述PID调节模块(4)包括多个与各BUCK变换电路(11)对应连接的PID调节电路，所述PID调节电路包括减法器以及PID调节器，所述减法器的一个输入端连接对应的BUCK变换电路(11)的输出端，另一个输入端接入参考电压值，输出端连接所述PID调节器的输入端，所述PID调节器的输出端连接所述单周期控制模块(2)的控制目标量输入端。

4.根据权利要求3所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：所述单周期控制模块(2)包括多个分别与各路BUCK变换电路(11)对应连接的单周期控制电路，所述单周期控制电路包括依次连接的复位开关单元(21)、积分器单元(22)、比较器单元(23)以及RS触发器单元(24)，所述比较器单元(23)的另一个输入端与所述PID调节电路(41)连接，所述积分器单元(22)的输入端与所述BUCK变换电路(11)中二极管连接，所述RS触发器单元(24)的一个输出端连接至所述BUCK变换电路(11)中开关管的控制端，另一个输出端连接至所述复位开关单元(21)的控制端。

5.根据权利要求4所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：所述单周期控制模块(2)、PID调节模块(4)为具有单周期控制以及PID调节单周期控制的控制目标量功能的数字化控制器，所述数字化控制器采集各路所述BUCK变换电路(11)的输出电压以及接所述BUCK变换电路(11)中二极管的输出电压并进行AD转换，由所述单周期控制、PID调节单周期控制的控制目标量功能转换为对应各所述BUCK变换电路(11)的单周期控制信号输出。

6.根据权利要求1～5中任意一项所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：每路所述BUCK变换电路(11)包括开关管V、二极管D以及电感L，所述开关管V的一端与输入电源Vin的正极连接，另一端分别通过所述二极管D连接输入电源Vin的负极，以及通过所述电感L连接RC滤波子电路，所述RC滤波子电路包括并联连接的电容C以及电阻R。

7.根据权利要求6所述的多相交错并联的直流-直流变换器，其特征在于：所述BUCK变换电路(11)为四路，各路所述BUCK变换电路(11)中开关管V所对应的单周期控制信号的相位依次相错π/2。

8.利用权利要求1～7中任意一项所述的直流-直流变换器的控制方法，其特征在于，步骤包括：

1)启动所述变换模块(1)中N路BUCK变换电路(11)，并向所述单周期控制模块(2)输出N路频率相同、相位差为2π/N的控制时钟；

2)所述单周期控制模块(2)接收所述控制时钟，并采集各路所述BUCK变换电路(11)中二极管的输出电压V_s，在所述控制时钟的控制下产生N路相位差为2π/N的单周期控制信号，且所述单周期控制信号使得根据控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s；

3)N路所述BUCK变换电路(11)中开关管分别在所述步骤2)产生的各路所述单周期控制信号的控制下导通、关断，以执行N路交错并联的所述BUCK变换电路(11)的单周期控制。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于：所述步骤2)中单路所述单周期控制信号的产生步骤为：

2.1)分别接收参考电压值V_ref以及对应的所述BUCK变换电路(11)的输出电压V₀，并将所述参考电压值V_ref与输出电压V₀之间的差值输入至PID调节器进行PI调节，输出电压值V_c作为控制目标量；

2.3)产生控制开关管的导通时间，并使得根据所述步骤2.1)输出的控制目标量控制每个开关周期内二极管的输出电压V_s的控制脉冲，得到单周期控制信号。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于：所述步骤2.3)中具体产生使每个开关周期内二极管的输出电压V_s的积分值等于所述控制目标量的控制脉冲。