WO2001048901A1 - Circuito electrico reductor de tension continua que funciona en 'interleaving' - Google Patents

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WO2001048901A1
WO2001048901A1 PCT/ES2000/000465 ES0000465W WO0148901A1 WO 2001048901 A1 WO2001048901 A1 WO 2001048901A1 ES 0000465 W ES0000465 W ES 0000465W WO 0148901 A1 WO0148901 A1 WO 0148901A1
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continuous
converter
interleaving
voltage
output
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PCT/ES2000/000465
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English (en)
French (fr)
Inventor
Carles Borrego Bel
Joan FONTANILLES PINÃS
Roberto Giral Castillon
Jordi Giro Roca
Javier Maixe Altes
Luis Martinez Salamero
Hugo Valderrama Blavi
Original Assignee
Lear Automotive (Eeds) Spain, S.L.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Definitions

  • the present invention a converter in "nterleaving" of continuous-continuous energy, concerns a power converter for vehicles, operating with more than two different voltage levels, so that it transforms a continuous input voltage into a value output one. lower.
  • Switching power supplies overcome the limitations of linear sources obtaining high performance and low volume, however, initially they were not used because of their inherent high EMI and RFI noise.
  • the invention contemplates the existence of a transitional period in which the distribution at 14 V DC at 42 V coexists, which would ensure the
  • SUBSTITUTE SHEET (RULE 26) Compatibility of current equipment operating at 14 V until it is adapted for operation at 42 V. Likewise, it should be noted that some loads such as incandescent lamps are more efficient at 14 V.
  • the implementation of the new restructuring of the system design Dual voltage in vehicles leads to an increase in the complexity of the electrical networks due to the presence of two distribution lines at different voltages and in turn by the increase in services now electrically powered.
  • One of the architectures of this new electrical distribution system requires the unidirectional conversion of the 42V of the alternator-battery voltage to the 14V that will be supplied to the loads and even to a possible 14V auxiliary battery.
  • the proposed solution contemplates that said conversion be carried out by means of unidirectional continuous-continuous converters of the reduction type without galvanic isolation (Buck converter).
  • the design specifications of these structures contemplate the possibility of very wide variations in the input voltage and in the circuit load.
  • the compatibility of a correct operation with good dynamic response in the transients and good regulation of line and load in steady state, the need to avoid electrolytic capacitors (low reliability) in the filtering of the output voltage, the value of the nominal power of the converter and the efficiency in the conversion, are the main determining factors in the choice of the structure and the parameters of the system.
  • the converter is integrated into an electrical distribution box for vehicles, the latter comprising a microcontroller, electrical protection means and centralized electronic signal and power control means.
  • the mentioned microcontroller controls the operations
  • the implemented system consists of the connection of 3 or more identical Buck converters in parallel whose switches operate in "Interleaving", that is, synchronized at the same fixed switching frequency and phase shifted uniformly throughout the switching period.
  • the waveforms of the currents of the circuit inductors are 120 ° out of phase as in a three-phase system. This displacement of the phases of the currents causes the circuit's input and output currents to occur. an important harmonic cancellation at the switching frequency, reducing the amplitude of the curls in these currents and in the output voltage
  • the effect of interleaving allows to meet the curling specifications with a capacitor of reduced capacity (less volume, non-electrolytic) )
  • the EMI generated by the system will be low
  • the system has protections against voltage surges at the input, against short circuits at the output (foldback type protection) and against short circuits at the input since being located between two batteries if the primary were short-circuited there could be a flow of reverse energy
  • interleaving converter of continuous-continuous electric energy the following are attached
  • Figure 1 represents a block diagram of the design of the continuous-continuous energy converter.
  • Figure 2 shows the structure of the "Buck" reduction converter.
  • Figure 3 shows roughly the ideal waveforms of the main variables of the simple "Buck" converter.
  • Figure 4 shows approximately the ideal waveforms of the main variables of the converter resulting from the interleaving connection of three "Buck".
  • Figure 5 shows the way in which the different control signals of the reduction converters are generated, in the particular case of the example in which three of them are connected in interleaving.
  • the power stage is constituted by the three reducing converters 1 in parallel, so that their inputs are connected to the 42 V battery / bus at the point where a possible input filter (capacitor) and the input protections would be connected .
  • the connection of the inductors to the output capacitor and the load is carried out through diodes 2 in series that guarantee the unidirectional conduction of the system, avoiding the appearance of circulating currents.
  • the diodes 2 constitute an additional protection against the short-circuit of the input since they prevent the conduction from the output, being able to couple a battery of 14 V. In case of failure and
  • SUBSTITUTE SHEET (RULE 26) Disconnection of a "buck" module, the diodes 2 allow the rest of the system to continue working although its curling and dynamic response performance may be out of specifications.
  • the capacitors of the individual reducing modules located behind the diodes 2 are parallel with the load 8 and with each other so that they are equivalent to a single capacitor whose capacity is the sum of the individual capacities.
  • the inductor of the converter 9 an element that transfers energy between the input and the output, is connected at one end to the output capacitor 12 and to the load (optionally through a diode 2) and on the other to a unidirectional switch consisting of: a Shottky diode
  • the inductor forces the conduction of the diode 10 and is connected between the ground and the output giving up a part (continuous operation mode CCM) or even all of the previously stored energy (DCM discontinuous operation mode). of the two intervals "Ton" and
  • Toff 'in CCM is the switching period T and in our case it will be constant.
  • formulas (I) and (II) show respectively the relationships between the input and output voltage and between the input voltage and the circuit's input current. It has been considered a resistive load
  • Figure 3 shows the steady-state waveforms of some of the variables of the simple reducer in continuous driving mode (CCM): the control signal, the current in the inductor, the input current and the output voltage .
  • CCM continuous driving mode
  • the average value of the inductor current exceeds half the amplitude of the curling and the current is not canceled at any time.
  • the expressions (III), (IV) and (V) correspond respectively to the curling of the current in the inductor, the input current and the output voltage.
  • figure 4 shows, also in steady state and in
  • CCM the currents in the inductors of a dynamic response converter equivalent to the waveform converter of Figure 3.
  • the parallel connection of 3 "Buck" converters with the same output and load capacitor equals that of a simple "Buck” if the inductance of the latter is the third part of the inductance of the inductors of the parallel association.
  • the duty cycle of the graphs in Figures 3 and 4 is 33.33% and corresponds to the ideal case in which the input voltage is 42 V and the output voltage is 14 V.
  • the scale of the graphs is the same in both cases and can
  • the control of the converters (3) is carried out from a multiple feedback in which the instantaneous currents of the inductors intervene (indirectly measured with current transformers connected in series with the switches of the field effect transistor of each branch) and the output voltage
  • a proportional-integral-denvative controller PID
  • the control loops are complemented by the introduction of a sample of the input voltage (“feedforward" 4) so that better line regulation is obtained
  • feedforward a sample of the input voltage
  • the “driver” takes advantage of the “boostrap” technique to charge a floating capacitor to the voltages that must be activated by the corresponding field effect transistor.
  • the chosen PWM 5 controller model also allows the implementation of the "foldback” protection against short circuits or
  • each "buck” module will supply an average feedback maximum that will be one third of the total output current
  • the system will supply a much lower maximum average current, in principle the system will be regulated to supply a short-circuit current of 3 A
  • the protection can easily be adapted to act as a limitation of the maximum current, independent of the level of the output voltage and adjustable by means of an external setpoint
  • the synchronization signals that are supplied to the integrated PWM 5 are generated digitally by means of a synchronous sequential system that adequately distributes the synchronism pulses generated in a frequency oscillator (6) three times higher than that of the PWM 5.
  • the clock generator is It has been built from a stable oscillator
  • the implementation of the sequential circuit has been carried out by means of a programmable logic device.
  • a block diagram of the signal generator and synchronism assembly is shown in Figure 5
  • an intermediate voltage of about 13 V is generated, which is obtained by connecting a diode 7 to the 14 V output. the output reaches its nominal value, at system startup or in case of voltage drops caused by load transients, said intermediate voltage is extracted from the 42 V input.
  • Three different supply voltages are provided that are obtained from linear regulators connected to the mentioned intermediate voltage of 13 V. a power supply to 12 V for the "d ⁇ vers" and other circuitry of the power stage, a second power supply also to 12 V of the PWM 5 and the operational ones of the control circuit, and a third at 5 V of the logic circuits of clock generation and synchronism
  • the circuit's input voltages of the different modules In nominal mode, an intermediate voltage of about 13 V is generated, which is obtained by connecting a diode 7 to the 14 V output. the output reaches its nominal value, at system startup or in case of voltage drops caused by load transients, said intermediate voltage is extracted from the 42 V input.
  • Three different supply voltages are provided that are obtained from linear regulators connected to the mentioned intermediate
  • SUBSTITUTE SHEET (RULE 26) 12V power supply could be common to all circuits, but the physical layout of the control circuit and PWMs on a printed circuit board other than the one that supports "Bucks" 1 and its “drivers” advises duplicating it to avoid interference
  • the linear regulators chosen provide about 5 V fixed and another 12 V adjustable. This last regulator also supplies a 7 V temperature compensated reference voltage that is used as the reference voltage to generate the voltage setpoint.
  • SUBSTITUTE SHEET RULE 26 strategy of balancing average values of the currents in the inductors. Balancing is essential in the distribution of the input power between the three modules in parallel and allows to improve the system performance and the curling of the output voltage and the input current.
  • Oscillograms 1 to 3 show the three waveforms of the currents in the inductors, not only with similar mean and curly values, but also with the same switching frequency and uniformly offset throughout the switching period as required by the "interleaving.”
  • the converters are in CCM and the currents have average values around 12 A with triangular curls of approximately 6 A from peak to peak.
  • the currents have the characteristic form of DCM operation, with average values of about 2 A and curly of 4.5 A.
  • the input current corresponding to each case is shown.
  • the right margin of each oscillogram appears the average value and the peak to peak curling of said current.
  • Oscillograms 4, 5 and 6 show the waveform of the output voltage and, again, the waveform of the input current under the same approximate conditions as those shown in oscilloscopes 1 to 3.
  • Oscillogram 4 matches 1, 5 with 2 and 6 with 3.
  • the peak-to-peak values of the output voltage curls remain below 26 mV, with maximum effective values below 10 mV.
  • SUBSTITUTE SHEET (RULE 26) The performance table shown above shows the good line and load regulation of the system that maintains the average value of output voltage at steady state between 13,969 V and 13, 987 V. An excursion below 10 mV over the average value of 13, 978 V.
  • Load regulation experiments have been carried out by introducing, by means of an active load, 20 A current steps in the load at a frequency of 200 Hz, the maximum power being 500 W. The test has been repeated for two input voltages. In oscillograms 7 and 8, it can be seen that the voltage of the transient peak does not exceed 1, 7 V, and that the time of absolute recovery of the transients is 500 ⁇ s.

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Abstract

Circuito eléctrico reductor de tensión continua (DC-DC), compuesto esencialmente por tres convertidores (1) reductores ('buck') idénticos, conectados en paralelo y cuyos transistores MOSFET funcionan a una frecuencia fija de conmutación, desplazados en fase uniformemente ('Interleaving'). El circuito está protegido contra cortocircuitos en la entrada mediante diodos conectados en serie con la inductancia de cada convertidor. También está protegido contra sobretensiones en la entrada y contra sobrecargas en la salida. El control de la conmutación de los transistores se realiza mediante modulación de anchura de pulsos (PWM), gobernada por un controlador proporcional, integral y derivativo (PID) que recibe como señales de realimentación la tensión de salida y la corriente de salida. El convertidor está diseñado especialmente para ser instalado en una caja de distribución eléctrica de un vehículo con dos redes eléctricas de tensiones diferentes. La caja incluye un microprocesador que controla simultáneamente al convertidor y a otros dispositivos del vehículo.

Description

CIRCUITO ELÉCTRICO REDUCTOR DE TENSIÓN CONTÍNUA QUE FUNCIONA EN "INTERLEAVING".
DESCRIPCIÓN
OBJETO DE LA INVENCIÓN
La presente invención, convertidor en "¡nterleaving" de energía continua- continua, concierne a un convertidor de energía para vehículos, operando con mas de dos niveles de tensión distintos, de manera que transforma una tensión continua de entrada en otra de salida de valor inferior.
DESCRIPCIÓN DEL ESTADO DE LA TÉCNICA
Las fuentes de alimentación conmutadas superan las limitaciones de las fuentes lineales obteniendo gran rendimiento y bajo volumen, sin embargo, en un principio no se utilizaban por su inherente alto ruido EMI y RFI.
Los avances en técnicas de conmutación suave, así como las mejoras en los dispositivos semiconductores han hecho más atractivas las fuentes conmutadas para la aplicación en la industria, y más concretamente en la industria de la automoción.
En los vehículos modernos existe una tendencia al aumento de los equipamientos eléctricos y electrónicos, que repercuten en un consumo creciente de energía eléctrica. Esto ha dado lugar al aumento de hasta tres veces la tensión nominal del sistema eléctrico del vehículo, pasando de la estructura actual, basada en alternador-batería plomo-ácido de 14 V a 42 V, modificando adecuadamente el conjunto alternador-batería. Con este aumento de la tensión de alimentación se consigue reducir la corriente para una misma potencia, permitiendo el aumento de la potencia eléctrica total en un coche para una misma instalación.
La invención contempla la existencia de un período transitorio en el cual coexistan la distribución a 14 V CC a 42 V lo que permitiría asegurar la
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) compatibilidad de los equipos actuales que funcionan a 14 V hasta su adaptación para el funcionamiento a 42 V. Asimismo, cabe destacar que algunas cargas como las lámparas incandescentes, resultan más eficientes a 14 V. La implantación de la nueva reestructuración del diseño del sistema de tensión dual en vehículos lleva consigo un aumento en la complejidad de las redes eléctricas debido a la presencia de dos líneas de distribución a tensiones diferentes y a su vez por el incremento de servicios ahora alimentados eléctricamente. Una de las arquitecturas de este nuevo sistema de distribución eléctrica requiere la conversión unidireccional de los 42V de la tensión de alternador- batería a los 14V que se suministraran a las cargas e incluso a una posible batería auxiliar de 14V.
DESCRIPCIÓN
La solución propuesta contempla que dicha conversión se realice mediante convertidores continua-continua unidireccionales de tipo reductor sin aislamiento galvánico (convertidor Buck). Las especificaciones de diseño de dichas estructuras contemplan la posibilidad de variaciones muy amplias en la tensión de entrada y en la carga del circuito. La compatibilización de un correcto funcionamiento con buena respuesta dinámica en los transitorios y buena regulación de línea y carga en régimen estacionario, la necesidad de evitar condensadores electrolíticos (de baja fiabilidad) en el filtrado de la tensión de salida, el valor de la potencia nominal del convertidor y la eficiencia en la conversión, son los principales condicionantes en la elección de la estructura y los parámetros del sistema.
El convertidor se halla integrado en el interior de una caja de distribución eléctrica para vehículos comprendiendo esta última un microcontrolador, medios de protección eléctrica y medios electrónicos de control centralizados de señal y potencia. El mencionado microcontrolador controla las operaciones
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) del convertidor y de señal y de potencia, eliminando componentes redundantes y posibles fuentes de interferencias
El sistema implementado consiste en la conexión de 3 o más convertidores Buck idénticos en paralelo cuyos interruptores operan en "Interleaving", es decir, sincronizados a una misma frecuencia de conmutación fija y desplazados en fase uniformemente a lo largo del período de conmutación De esta manera, en el caso de tres convertidores, las formas de onda de las corrientes de los inductores del circuito quedan desfasadas 120° como en un sistema trifásico Este desplazamiento de las fases de las corrientes ocasiona que en las corrientes de entrada y salida del circuito se produzca una importante cancelación de armónicos a la frecuencia de conmutación, reduciéndose la amplitud de los rizados en dichas corrientes y en la tensión de salida El efecto del interleaving permite cumplir las especificaciones de rizados con unos condensadores de salida de capacidad reducida (menos volumen, no electrolíticos) Además las EMI generadas por el sistema serán bajas
La conexión en paralelo de varios convertidores construidos lo más idénticos posible permite distribuir la potencia nominal entre ellos distribuyéndose también las pérdidas La disminución de los niveles de corriente en cada convertidor permite escoger dispositivos semiconductores de menor potencia Por la misma razón, el diseño de los inductores también es más favorable
Asimismo es deseable que el sistema disponga de protecciones contra sobrepicos de tensión en la entrada, contra cortocircuitos en la salida (protección tipo foldback) y contra cortocircuitos en la entrada dado que al estar situado entre dos baterías si la primaria estuviera cortocircuitada podría haber flujo de energía en sentido inverso
DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS
Para facilitar la comprensión de la invención, convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, se adjuntan las siguientes
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) figuras en la presente solicitud de patente cuya finalidad es la mejor compresión de los fundamentos en que se basa la invención que nos ocupa y el mejor entendimiento de la descripción de una forma preferente de realización teniendo en cuenta que el carácter de las figuras es ilustrativo y no limitativo.
La figura 1 representa un esquema de bloques del diseño del convertidor de energía continua-continua.
La figura 2 muestra la estructura del convertidor reductor "Buck".
La figura 3 muestra de forma aproximada las formas de onda ideales de las principales variables del convertidor "Buck" simple.
La figura 4 muestra de forma aproximada las formas de onda ideales de las principales variables del convertidor resultante de la conexión en "interleaving" de tres "Buck".
La figura 5 muestra la forma en que se generan las diferentes señales de control de los convertidores reductores, en el caso particular del ejemplo en que se conectan tres de ellos en "interleaving".
DESCRIPCIÓN DE UNA FORMA PREFERENTE DE REALIZACIÓN
A continuación se describen una forma preferente de realización de las diferentes etapas que conforman el convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua.
La etapa de potencia esta constituida por los tres convertidores reductores 1 en paralelo, de forma que sus entradas quedan conectadas a la batería/bus de 42 V en el punto en que se conectaría un posible filtro de entrada (condensador) y las protecciones de entrada. La conexión de los inductores al condensador de salida y la carga se realiza a través de diodos 2 en serie que garantizan la conducción unidireccional del sistema, evitando la aparición de corrientes circulantes. Los diodos 2 constituyen una protección adicional frente al cortocircuito de la entrada ya que evitan la conducción desde la salida, pudiéndose acoplar una batería de 14 V. En caso de fallo y
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) desconexión de un módulo "buck", los diodos 2 permiten que el resto del sistema siga funcionando aunque sus prestaciones de rizados y respuesta dinámica pueden quedar fuera de especificaciones. Los condensadores de los módulos reductores individuales situados tras los diodos 2 quedan en paralelo con la carga 8 y entre sí por lo que equivalen a un solo condensador cuya capacidad es la suma de las capacidades individuales.
La estructura de un convertidor reductor simple se muestra en la figura 2.
El inductor del convertidor 9, elemento que realiza la transferencia de energía entre la entrada y la salida, está conectado por un extremo al condensador de salida 12 y a la carga (opcionalmente a través de un diodo 2) y por el otro a un conmutador unidireccional constituido por: un diodo Shottky
(10) conectado entre la masa (ánodo del diodo) y el inductor 9 (cátodo del diodo), y un transistor MOSFET de canal N 1 1 conectado entre la tensión entrada (drenador del MOSFET) y el punto de unión de inductor 9 y diodo
(surtidor del MOSFET). A la puerta del MOSFET 11 se aplicará una señal de control modulada en anchura (PWM) y convenientemente adaptada a los niveles de tensión requeridos por el transistor (por un circuito "Driver") de forma que durante un tiempo "Ton" el MOSFET 11 se comporte como un cortocircuito y durante un tiempo "Toff1 como un circuito abierto. Durante "Ton" el inductor del circuito queda conectado entre la entrada y la salida almacenando energía; en este intervalo de funcionamiento el diodo 10 equivale a un circuito abierto.
Durante "Toff' el inductor fuerza la conducción del diodo 10 y queda conectado entre la masa y la salida cediendo una parte (modo de funcionamiento continuo CCM) o incluso la totalidad de la energía almacenada previamente (modo de funcionamiento discontinuo DCM). La duración de los dos intervalos "Ton" y
"Toff' en CCM es el periodo de conmutación T y en nuestro caso será constante.
En régimen permanente, las fórmulas (I) y (II) muestran respectivamente las relaciones entre la tensión de entrada y salida y entre la tensión de entrada y la corriente de entrada del circuito. Se ha considerando una carga resistiva
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) pura R y se ha definido el ciclo de trabajo estacionario D como el cociente entre "Ton" y "T" en CCM o el cociente entre "Ton" y (Ton+Toff) en DCM.
Vout = D Vin (I) lin = D Vout / R = D2 Vin / R (II)
En la figura 3 se muestran las formas de onda en régimen estacionario de algunas de las variables del reductor simple en modo de conducción continua (CCM): la señal de control, la corriente en el inductor, la corriente de entrada y la tensión de salida. En CCM el valor medio de la corriente del inductor supera a la mitad de la amplitud del rizado y dicha corriente no se anula en ningún momento. Las expresiones (III), (IV) y (V) corresponden respectivamente a los rizados de la corriente en el inductor, la corriente de entrada y la tensión de salida.
¡L = Vin D T / Le (III) iin = Vout / R + D ¡L / 2 = D Vin (1/R + 0,5 T / Le) (IV)
VO = D T2 Vin / (8 Le C) (V)
Por su parte, la figura 4 muestra, también en régimen estacionario y en
CCM, las corrientes en los inductores de un convertidor de respuesta dinámica equivalente al convertidor de las formas de onda de la figura 3. En CCM, la conexión en paralelo de 3 convertidores "Buck" con iguales condensador de salida y carga equivale a la de un "Buck" simple si la inductancia de este último es la tercera parte de la inductancia de los inductores de la asociación en paralelo.
Le = L / 3.
El ciclo de trabajo de las gráficas de las figuras 3 y 4 es del 33.33% y corresponde al caso ideal en que la tensión de entrada es de 42 V y la de salida de 14 V. La escala de las gráficas es la misma en ambos casos y puede
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) verse claramente como los rizados son muy inferiores con la utilización del "interleaving"
Aunque las gráficas muestran el mejor caso de "interleaving" posible, los rizados de la tensión de salida y de la comente de entrada en régimen estacionario con ciclos de trabajo entre el 20% y el 48% serán como mínimo 9 y 3 veces inferiores que en el caso sin "mterleaving" según se trate respectivamente del rizado de la tensión de salida o del rizado de las corrientes
El control de los convertidores (3) se realiza a partir de una realimentacion múltiple en la que intervienen las corrientes instantáneas de los inductores (medidas indirectamente con transformadores de corriente conectados en serie con los interruptores del transistor de efecto de campo de cada rama) y la tensión de salida En el lazo de tensión se ha diseñado un controlador proporcional-integral-denvativo (PID) que tiene como entrada el error entre la tensión de salida y su referencia. La referencia de la tensión de salida compensada en temperatura, y filtrada para conseguir un arranque suave, es proporcionada por el bloque de las alimentaciones Los lazos de control se complementan con la introducción de una muestra de la tensión de entrada ("feedforward" 4) de forma que se obtiene una mejor regulación de línea La implementación del control se ha realizado a partir de amplificadores operacionales del tipo "rail-to-rail" alimentados unipolarmente
La utilización de un controlador PWM 5 ("Pulse Width Modulator") integrado comercial para cada célula "Buck" permite sincronizar y desfasar adecuadamente las señales de control de los transistores de efecto de campo de canal N del circuito La adecuación entre los niveles de tensión y corriente de los PWM 5 a los necesarios para activar los transistores de efecto de capo ha requerido la elección de un "dπver" de lado alto ("high side")
El "driver" aprovecha la técnica "boostrap" para conseguir cargar un condensador flotante a las tensiones que deben activar el transistor de efecto de campo correspondiente. El modelo de controlador PWM 5 escogido permite también la implementación de la protección "foldback" ante cortocircuitos o
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) demanda excesiva desde la salida de 14 V La protección "foldback " actúa cuando la corriente demandada al circuito supera un umbral regulable que se hace depender de la tensión de salida Así a la tensión de salida nominal, cada módulo "buck" suministrará una comente media máxima que será un tercio de la corriente total de salida En el caso de un cortocircuito en la salida, el sistema suministrará una corriente media máxima muy inferior, en principio el sistema se regulará para suministrar una corriente de cortocircuito de 3 A Si es necesario, la protección puede adaptarse fácilmente para actuar como una limitación de la corriente máxima, independiente del nivel de la tensión de salida y ajustable mediante una consigna externa
Las señales de sincronismo que se suministran a los PWM 5 integrados se generan digitalmente mediante un sistema secuencial síncrono que distribuye adecuadamente los pulsos de sincronismo generados en un oscilador (6) de frecuencia tres veces superior a la de los PWM 5 El generador de reloj se ha construido a partir de un oscilador estable La implementación del circuito secuencial se ha realizado mediante un dispositivo lógico programable. En la figura 5 se muestra un diagrama de bloques del conjunto generador de la señal y sincronismo
El margen amplio de las tensiones de entrada del circuito dificulta la obtención de las tensiones de alimentación de los distintos módulos En régimen nominal, se genera una tensión intermedia de unos 13 V que se obtiene conectando un diodo 7 a la salida de 14 V Hasta que la salida alcanza su valor nominal, en el arranque del sistema o ante caídas de tensión provocadas por transitorios de carga, dicha tensión intermedia se extrae de la entrada de 42 V Se han previsto tres tensiones de alimentación diferentes que se obtienen de reguladores lineales conectados a la mencionada tensión intermedia de 13 V. una alimentación a 12 V para los "dπvers" y resto de circuitería de la etapa de potencia, una segunda alimentación también a 12 V de los PWM 5 y los operacionales del circuito de control, y una tercera a 5 V de los circuitos lógicos de generación de reloj y sincronismo En principio, la
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) alimentación de 12 V podría ser común a todos los circuitos, pero la disposición física del circuito de control y PWMs en una placa de circuito impreso distinta de la que sirve de soporte a los "Bucks" 1 y sus "drivers" aconseja duplicarla para evitar interferencias. Los reguladores lineales escogidos suministran unos 5 V fijos y otro 12 V ajustables. Este último regulador suministra también una tensión de referencia compensada en temperatura de 7 V que se utiliza como tensión de referencia para generar la consigna de tensión.
Mediante este convertidor en ¡nterleaving de energía eléctrica continua - continua, se consiguen los siguientes rendimientos experimentales en estado estacionario alimentando el circuito con 3 o 4 baterías de automóvil de 14V nominales conectadas en serie.
Figure imgf000011_0001
Las medidas realizadas con varios modelos de MOSFET indican que es posible mejorar el rendimiento en función del transistor. La utilización de redes de ayuda a la conmutación permite ampliar el abanico de transistores utiiizables, protegiéndolos frente a picos de tensión excesivos y reduciendo su temperatura de funcionamiento.
A continuación se presentan un número de oscilogramas que muestran las corrientes del circuito: corriente de entrada y corrientes en los tres inductores. Las gráficas permiten apreciar el buen funcionamiento de la
HOJA DE SUSTITUCIÓN REGLA 26) estrategia de equilibrado de valores medios de las corrientes en los inductores. El equilibrado es fundamental en el reparto de la potencia de entrada entre los tres módulos en paralelo y permite mejorar el rendimiento del sistema y los rizados de la tensión de salida y de la corriente de entrada.
Los oscilogramas 1 a 3 muestran las tres formas de onda de las corrientes en los inductores, no solo con similares valores medios y rizados, sino también con la misma frecuencia de conmutación y desfasadas uniformemente a lo largo del periodo de conmutación tal y como requiere el "interleaving". En los oscilogramas 1 y 3 los convertidores se encuentran en CCM y las corrientes presentan valores medios en torno a los 12 A con rizados de forma triangular de aproximadamente 6 A de pico a pico. En el oscilograma 2 las corrientes tienen la forma característica del funcionamiento en DCM, con valores medios de unos 2 A y rizados de 4,5 A. En la mitad inferior de los oscilogramas se muestra la corriente de entrada correspondiente a cada caso. En el margen derecho de cada oscilograma aparece el valor medio y el rizado pico a pico de dicha corriente.
Figure imgf000012_0001
Oscilograma 1.- V,N=36.2 V, POuτ=500 W, CCM.
HOJA DE SUSTITUCIÓN REGLA 26) Tek Run: 1 0.0MS/S H ¡ Res
Figure imgf000013_0001
Oscilograma 2.- V,N=51.3 V, POuτ=80 W, DCM.
Figure imgf000013_0002
Oscilograma 3.- V|N=51.3 V, POuτ=500 W, CCM
HOJA DE SUSTITUCIÓN REGLA 26) Los oscilogramas 4, 5 y 6 muestran la forma de onda de la tensión de salida y, nuevamente, la forma de onda de la corriente de entrada en las mismas condiciones aproximadas de los mostrados en los oscilogramas 1 a 3. El oscilograma 4 concuerda con el 1 , el 5 con el 2 y el 6 con el 3.
Los valores pico a pico de los rizados de la tensión de salida se mantienen por debajo de los 26 mV, con valores eficaces máximos inferiores a los 10 mV.
Figure imgf000014_0001
Oscilograma 4.- V| =37.3 V, POuτ=500 W
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26)
Figure imgf000015_0001
Oscilograma 5.- V,N=51.9 V, POuτ=80 W.
Figure imgf000015_0002
Oscilograma 6.- V,N=50.1 V, POUτ=500 W.
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) En la tabla de rendimientos mostrada anteriormente puede apreciarse la buena regulación de línea y de carga del sistema que mantiene el valor medio de tensión de salida en régimen estacionario entre 13,969 V y 13, 987 V. Una excursión inferior a 10 mV sobre el valor medio de 13, 978 V.
Simulaciones Spice demuestran que la implementacióπ de la estrategia "feedforward" hace que la respuesta a las perturbaciones de la tensión de entrada sea muy buena.
Se han realizado experimentos de regulación de carga introduciendo, mediante una carga activa, escalones de corriente de 20 A en la carga a una frecuencia de 200 Hz, siendo la potencia máxima de 500 W. El ensayo se ha repetido para dos tensiones de entrada. En los oscilogramas 7 y 8, puede observarse que la tensión del pico del transitorio no pasa de 1 ,7 V, y que el tiempo de la recuperación absoluta de los transitorios es de 500 μs.
Figure imgf000016_0001
Oscilograma 7.- VIN=36.9 V.
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26)
Figure imgf000017_0001
Oscilograma 8.- V|N=50 V.
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26)

Claims

REIVINDICACIONES
1. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, aplicable a vehículos con dos sectores de red, de los consistentes en un dispositivo que transforma una tensión de entrada en otra de valor diferente, caracterizado porque la conversión se realiza mediante convertidores continua-continua unidireccionales de tipo reductor sin aislamiento galvánico (convertidor Buck), estando el mencionado convertidor formado por la conexión de 3 o más convertidores "Buck" idénticos en paralelo, cuyos interruptores operan en modo "Interleaving", es decir, sincronizados a una misma frecuencia de conmutación fija y desplazados en fase uniformemente a lo largo del período de conmutación, de manera que en el caso de tres convertidores, las formas de onda de las corrientes de los inductores del circuito quedan desfasadas 120° como en un sistema trifásico, siendo este desplazamiento de las fases de las corrientes en los inductores el ocasionante de una importante cancelación de armónicos a la frecuencia de conmutación y las EMI asociadas, reduciéndose la amplitud de los rizados en las corrientes de entrada y salida, así como en la tensión de salida.
2. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la segunda reivindicación, caracterizado porque incluye un sistema de control basado en dos lazos de control (tensión y corriente) uno de ellos con una red compensadora PID (proporcional-integral- derivativa) de la tensión de salida, que garantizan la regulación de línea y de carga con protecciones propias a las transiciones de la conmutación.
3. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la reivindicación tercera, caracterizado porque dicho sistema de control comprende un bloque controlador no lineal basado en la filosofía
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26) de la modulación de anchura de pulsos PWM, a partir de las informaciones suministradas por los lazos de control planteados en la reivindicación tercera.
4. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según las reivindicaciones primera a cuarta, caracterizado por que el convertidor citado se halla integrado en el interior de una caja de distribución eléctrica para vehículos comprendiendo esta última un microcontrolador, medios de protección eléctrica y medios electrónicos de control centralizado de señal y de potencia.
5. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la reivindicación quinta, caracterizado porque un único microcontrolador realiza el control del convertidor y dicho control centralizado de señal y de potencia con la eliminación de componentes redundantes y posibles fuentes de interferencia.
6. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la primera reivindicación, caracterizado por poder acoplar a una de las salidas del convertidor, una batería de 14 V de corriente continua.
7. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-contínua, según la quinta reivindicación, caracterizado por tener un diodo a cada salida que constituyen una protección adicional frente al cortocircuito de la entrada, ya que evitan la conducción desde la salida, en el caso que hubiese una batería u otro dispositivo conectada a la misma.
8. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la quinta reivindicación, caracterizado por tener un protector de corriente tipo "foldback", el cual ante un cortocircuito en la salida, el sistema suministrará una corriente de 3 A, siendo esta muy inferior a los 12 amperios que suministra cada rama del convertidor.
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26)
. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la primera reivindicación, caracterizado por tener previsto tres tensiones de alimentación diferentes que se obtienen de reguladores lineales conectados a una tensión intermedia de 13 V.
10. Convertidor en "interleaving" de energía eléctrica continua-continua, según la reivindicación segunda, caracterizado por que el surtidor de los MOSFET es "flotante", no estando permanentemente conectado a masa.
HOJA DE SUSTITUCIÓN (REGLA 26)
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