CN1041039C

CN1041039C - 开关式电源

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Publication number: CN1041039C
Application number: CN93104977A
Authority: CN
Inventors: 稻生清春; 松田修一
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 1993-01-05
Filing date: 1993-04-27
Publication date: 1998-12-02
Anticipated expiration: 2013-04-27
Also published as: CA2094971C; DE605752T1; JPH06209569A; EP0605752A3; US5424932A; CN1089407A; EP0605752B1; CA2094971A1; EP0605752A2

Abstract

开关式电源的次输出电路场效应管对输入的方波电压斩波来控制脉冲宽度而得到一个等于设定电压值的直流输出电压。本发明辅助电源和产生特定同步信号波形的同步信号发生器用以减少驱动次输出电路场效应管导通/截止的控制信号的时间延迟，因而能够得到高的次输出电压。

Description

开关式电源

本发明涉及开关式电源，这种开关式电源设有主(primary)输出电路和次(seconary)输出电路并且能够输出多个直流电压，通过控制施加到次输出电路上的方波电压的脉冲宽度，可得到一个具有设定值的直流输出电压。本发明具体涉及对上述次输出电路部分的改进。

驱动一个场效应晶体管(EFT)时需使其栅极电位高于源极电位，例如高4伏或以上。现因次输出电路中的FET管的源极电位相当，而要得到一个高于源极电位的栅极电位，在传统的装置中施加到FET管栅极上的控制信号需由一个驱动变压器来升压。然而，控制信号通过驱动变压器时会产生延迟。

为了解决这个问题，本发明从辅助电源得到一个比EFT管源极电位高的电压Vcc。该电压由辅助电源施加到脉宽调制(PWM)电路上，该电路向FET管提供控制信号，从而明显地减少了控制信号的时间延迟。此外，由于本发明使施加到次输出电路的方波电压有效值通过滤波电路，因此能得到高的次输出电压。

图1示出了配有一个主输出电路和一个次输出电路的传统型多输出的开关式电源，图2示出了图1中各部分的电压波形。

主输出电路1提供输出电压V1。电压V1用以作为控制变压器T1初级侧主开关管Q1的信号S1的基础。

控制电路3输出一个使主输出电路1的输出电压V1等于设定值(未示出)的脉宽信号，用以控制占空比(即单位时间内开关管Q1闭合时间所占的比率)。其结果是，在次级绕组W3中感应出电压V_w3，其占空比已经改变了。电压V_w3经过整流和滤波，其占空比稳定在使主输出电路的主输出V1与设定电压相等的数值上。主输出电路1包括：一个次级绕组W3；一个二极管D1，用以对次级绕组W3的感应电压进行整流；一个滤波电路，由一扼流圈L1和电容器C1组成；以及一个二极管D2用以泄放存储在扼流圈L1内的能量。主输出电路1的输出电压V1由光耦合器2的隔离，并反馈到变压器T1的初级侧。

次输出电路10是一个连接到变压器T1的次级组W2上的电路，次级绕组W2与次级绕组W3相绝缘，而从绕组W2的感应电压可得到一个直流电压V2。

次输出电路10的绕组W2上感应电压V₀的占空比随着输入电压V_in或主输出电路1的负载电流I_out的变化而变化。因此，如果不采取措施，次输出电路10的直流输出电压V2就会有起伏。所以，次输出电路10一般都要配上一个稳压装置用以稳定次输出电压V2。图1中，次输出电路10的稳压装置包括一个同步信号发生器6、一个控制电路5、一个驱动变压器T2、一个驱动电路4和一个场效应管Q2。

在图1中，绕组W2上的感应电压V₀(参见图2(1))由二极管D3整流后施加在作为开关元件的场效应管Q2上。场效应管Q2的导通/截止由驱动电路4控制。扼流圈L2和电容器C2对通过场效应管Q2的电流滤波，从而减小次输出电压V2的纹波。二极管D4在场效应管Q2的截止期间泄放存储在扼流圈L2内的能量。

通过控制场效应管Q2来对绕组W2上感应电压V₀的脉冲宽度T_p适当地斩波(见图2(1))，并将得到的电压施加到滤波电路(扼流圈L2和电容器C2)上，便保证了次输出电压V2的稳定。下文将参照图2来说明场效应管Q2的控制作用。

场效应管Q3接到控制电路5上执行开关操作，而变压器T2执行控制电路5的输出电压V_d的变更电平。

图1所示电路装置的工作情况如下。直流电压V_in施加在电容器C3的两端上，面开关元件Q1的导通/截止功能由控制电路3来控制。这样，在初级绕组W1上间断地施加了一个电压，于是，在次级绕组W2和W3中各产生出感应电压。

由主输出电路1得到的主输出电压V1通过光耦合器2反馈到变压器T1的初级侧。然后，在使主输出电压V1等于设定电压(未示出)的控制电路3中产生一个脉宽调制信号S1，据此，控制了开关元件Q1的占空比。

在次级绕组W2中感应出的电压V₀的占空比随输入电压或主输出电路1的负载电流I_out而变动。其原因如下。

当输入电压V_in减小时，为了使主输出电压V1保持不变，主开关Q1的占空比要增大。换句话说，由于电压V_in降低，就必需增加场效应管Q1的导通比率，这是由提供给绕组W3的电能来补偿。

此外，如果主输出电路1的负载电流I_out增加，则为了使主输出电压V1保持不变，主开关Q1的占空比也需增大。

结果，与绕组W3绕在同一个铁心上的绕组W2的感应电压的占空比随之增大。

绕组W2的感应电压的占空比起伏时，若不采取措施，则次输出电路10的次输出电压V2也波动。由于次输出电压V2的波动是一个重要问题，因此图1的电路装置执行一个如下所述的控制操作以使次输出电压V2保持不变。

现在，解释这个控制操作。如上所述，施加到次输出电路10上的感应电压V₀具有如图2(1)所示的波形。同步信号发生器6引入这个感应电压V₀，输出一个同步信号V_c(见图2(3))。这个同步信号在感应电压V₀为高电平的T_p时段内是斜向增加的，呈锯齿波形。这个同步信号V_c与变压器T1初级侧的开关波形同步；同步信号发生器6检测到次级绕组W2的感应电压V₀处在高电平状态时，就产生上述波形。控制电路5的输入为具有图2(3)波形的同步信号V_c和次输出电压V2，它产生出一个基准电压V_k。

当次输出电路10的次输出电压V2高于设定电压(未示出)时，上述由控制电路5产生的基准电压V_k(见图2(3))就上升。在图2(3)所示的同步信号V_c的值高于控制电路5内产生的基准电压V_k期间，控制电路5输出一个高电平信号V_a。控制电路5的这个输出信号V_a驱使场效应管Q3导通/截止。驱动变压器T2初级上的电压经升压后，加到驱动电路4上。

更具体地说，当次输出电压V2高于设定电压时，图2(3)所示的基准电压V_k就增加。于是，同步信号值高于基准电压V_k的时间(亦即场效应管Q2导通的时间)相应地减小。结果，由于对扼流圈L2和电容器C2组成的滤波电路的供电量也减少，因此次输出电压V2的值减小，趋近设定电压值。

反之，当次输出电压V2低于设定电压时，基准电压就减小，从而出现与上述相反的调整过程，也即场效应管Q2的导通时间增加，而由于对扼流圈L2和电容器C2的供电量增大，因此，次输出电压V2也增大，趋近设定电压值。

虽然通常用MOS-FET(金属—氧化物—半导体场效应管)作为开关元件Q2，但如果MOS-FET的栅极电位不比源极电位高4V，就不能驱动它到导通状态。此外，在一般的面结型场效应管中，栅极电位也必需高于源极电位。进一步说，必需在场效应管Q2的栅极上加一个信号，其电压要比图1中A点电位至少高4V。然而，这个A点处于次输出电路10的高电位侧，因此，为了得到高于A点的电位，必需采用升压措施。在一些传统的装置中，装有一个驱动变压器T2，将控制电路的输出V_a加给它，由它产生一个比A点高4伏的电压，加到场效应管Q2的栅极。

如果，驱动变压器T2设置在驱动电路4和控制电路5之间，则在脉宽信号V_a通过驱动变压器T2时会受到时间延迟。假设此时间延迟用T_d表示(见图2(3))，其值一般为200纳秒左右。因此，在时刻TA，控制电路5检测到同步信号V_c的值高于基准电压V_k后，并且再经过时间T_d，场效应管Q2才实际进入导通状态(见图2(2))。

鉴于这个原因，对于加到次输出电路10的宽度为T_p的输入脉冲(即变压器T1的输出脉冲宽度)的情况，图1所示的电路装置仅能由场效应管Q2向滤波电路供应最大脉冲宽度为(T_p-T_d)。如果图1所示电源的开关频率是100千赫左右的低频，而输入脉冲宽度T_p假若约为4微秒，则由于T_d＝200纳秒，远小于T_p＝3微秒，故图2(3)所示的时间延迟T_d可以忽略。然而，在低频的开关式电源中，变压器及一些电路元件都相当大。近来，由于开关式电源小型化的需要，因此在设计中大都愿意采用较高的开关频率。

然而，在高频率的开关式电源中，由于输入脉冲宽度T_p小，因此时间延迟T_d所占的比例增大，它就成为另人注意的问题了。具体地说，在300千赫或以上的高开关频率(T_p＜1微秒)情况下，虽然输入脉冲宽度T_p仍比时间延迟T_d大，但时间延迟T_d的比例增大了。这样，如果要求次级输出电路10输出大电流，则由于向扼流圈L2和电容器C2组成的滤波电路的供电量不足，会产生不能保持输出电压恒定的问题。

本发明的目标是要解决先有技术中存在的上述问题和其它问题。

据此，本发明的第一个目的是提供一种开关式电源，这种开关式电源能够产生一个恒定的次级输出电压，它有效地进行高频开关并且减少了用于控制次级输出电路场效应晶体管的导通/截止状态的控制信号的延迟时间。

本发明的第二个目的是提供一种开关式电源，这种开关式电源可以甚至在由于减小了用于控制场效应晶体管的控制信号的延迟时间而导致输出电流变大时也能维持输出。

本发明的第三个目的是提供一种开关式电源，这种开关式电源可以甚至在控制信号具有小的延迟时间和甚至大电流输出时也能在不限制提供到次级输出电路的滤波电路的电压的情况下维持输出。

图1示出传统的开关式电源的电路结构方框图；

图2示出图1所示电路装置各处信号随时间变化的波形图；

图3示出本发明的开关式电源的一个实施例的方框图；

图4示出本发明的开关式电源中使用的同步信号发生器的方框图；

图5示出图4所示电路各处信号随时间变化的波形图；

图6示出本发明的开关式电源的另一个实施例方框图；

图7示出图6所示电路装置各处信号相对于时间的波形图；

图8示出图6所示电路装置整个工作过程相对于时间的波形图；

图9示出图6所示电路装置的次输出电路的另一个实施例方框图；

图10示出本发明的开关式电源的再一个实施例方框图；

图11示出图10所示电路装置启动过程的示意图；

图12示出图10所示装置各处信号相对于时间的波形图；

图13示出图10所示电路装置中恒定电压电路15的具体电路结构图；

图14示出本发明的开关式电源的安装情况。

下文结合各附图详细说明本发明。

图3示出本发明的第一个实施例的电路结构方框图。由图所见，变压器T初级侧的主开关Q1由来自脉宽调制电路23的脉宽信号S1控制导通/截止。导通/截止的开关频率由振荡电路21决定。在次级绕组W3中感应出的脉冲电压依靠主输出电路1中的二极管D1及扼流圈L1和电容器C1的作用，变换成一个主输出电压V1。这个电压V1加到差分放大器24上与一个设定电压Vt相比较，借以确定主输出电压V1的值。

差分放大器24输出一个基准电压V_k′，并反馈给脉宽调制电路23。这个基准电压V_k′的值，在主输出电压V1大于设定电压V_t时它增大，在V1小于V_t时它减小，而在V1等于V_t时则稳定在一个给定的电压值上。

产生这种基准电压V_k′的差分放大器24，可以用德克萨斯仪器公司(Texas Instrument Co.)出售的TL431型集成电路，十分简便。

在变压器T的初级电路和次级电路要相互隔离的情况下，可在差分放大器24中装一个光耦合器，基准电压V_k′就通过这个光耦合器所馈给脉宽调制电路23。

脉宽调制电路23根据其输入的基准电压V_k′来控制所输出的脉冲信号S1的占空比，从而使主输出电压V1的值达到设定电压V_t。辅助电源22将绕在变压器T铁心上的绕组W4的感应电压变换成一个直流电压，供给脉宽调制电路23作为电源。

下面，对次输出电路10加以说明。图3中二极管D3和D4、场效应管Q2及扼流圈L1和电容器C2的作用效应，与图1中的相同。简单地说，二极管D3的作用是对绕组W2中感应出的电压进行整流，而扼流圈L2和电容器C2组成一个滤波电路。此外，配置在二极管D3和滤波电路之间的场效应管Q2，通过其导通/截止来控制绕组W2对滤波电路的供电量。

假设所示例的开关器件场效应管Q1和Q2能工作在几百千赫以上的频率上，当然，如果绝缘栅双极晶体管(IGBT)或多种用途的晶体管能够随着导通/截止控制信号作高速的导通/截止转换的话，它们也可以应用。

图3中虚线画出的方框30是用来达到本发明的上述目的的关键部分，它包括同步信号发生器11、辅助电源12、脉宽调制电路13和差分放大器14。下面，对这几部分作详细说明。

同步信号发生器11的输入信号V_sw随着主开关Q1的导通/截止而反复处于高电平或低电平，其输出信号V_c是一个周期性的锯齿波同步信号，在主开关Q1进入截止时刻起它以一恒定斜率上升，一直上升到主开关Q1下次重新转入截止时刻止。

本发明的同步信号发生器与传统的同步信号发生器之间的差别在于，输出信号的波形是不同的。简单地说，本发明的同步信号发生器的输出信号具有图5(4)所示的波形V_c，而传统的同步信号发生器的输出信号则具有图2(3)所示的波形V_c。

由同步信号发生器11接受作为输入的信号V_sw，若是一个随着主开关Q1的导通/截止而相应地在高电平和低电平之间变化的信号，则可以从图3方框图中的许多点上取得，例如，可以将图3中绕组W2一个端点B上的信号作为此输入信号。此外，在下面将要说明的图6所示的电路是将绕在主输出电路1中扼流圈L1铁芯的绕组W5所感应的电压VB，用以作为输入信号V_sw的。而在后面将要说明的图10所示的电路则是将绕在从输出电路10中扼流圈L2铁芯的绕组W8所感应的电压VH用以作为输入信号V_sw的。

差分放大器14的一路输入是由次输出电路10中滤波电路来的次输出电压V2，另一路是用来调定次输出电压V2值的设定电压V_s，而输出是基准电压V_k。差分放大器14的工作与前面说明的差分放大器24相同，因此可以采用同样的电路结构。简单地说，将次输出电压V2加到差分放大器14上，在那里与一个设定值电压V_s进行比较，从而输出一个基准电压V_k，施加给脉宽调制电路13。如果次输出电压V2大于设定电压V_s，则基准电压V_k的值增大，反之，V2小于V_s时V_k减小。如果V2等于V_s，值V_k就稳定在一个给定的电压上。由于这个差分放大器14具有与上述差分放大器24相同的结构，因此可以用广泛销售的TL431型专用集成电路来构成，十分简便。

辅助电源12产生一个比场效应管Q2源极(A点)电位高V_cc伏的直流电压V_cc，故能驱使场效应管Q2导通。这个辅助电源只要输出上述的直流电压V_cc，可以采用任何形式的电路结构，但在当前的情况下，图6和图10中所示的电路结构较为可取。由于辅助电源需要产生一个比场效应管Q2源极(A点)电位高的电压，所以如图3中所示，它将A点的电位作为输入。此外，从那个起启动电路作用的初级绕组W1的D点上连接一条线到辅助电源22，这是用来在辅助电源22启动时提供电压的。

脉宽调制电路13将辅助电源12输入的直流电压V_cc作为电源电压，另将由同步信号发生器11输出的同步信号V_c和由差分放大器14输出的基准电压V_k作为两个输入信号。脉宽调制电路13对作为输入信号的这两个信号V_c和V_k比较其大小，然后，将由此得出的输出信号V_e直接加到场效应管Q2的栅极上，驱使Q2导通或截止。

例如，对信号V_c和V_k作比较后，如果V_c＞V_k，则脉宽调制电路13的输出V_e为高电平，而如果V_c＜V_k，则输出V_e为低电平。这种功能可容易地用一个广泛销售的比较器来实现。

现在，结合图4和图5对图3所示电路结构的工作情况加以说明。

图3所示装置的第一个特点是，不采用驱动变压器(参见图1中的T2)来得到驱动场效应管Q2的信号，而是在辅助电源12中产生一个直流电压V_cc，借助于这个直流电压V_cc为电源的脉宽调制电路13来产生场效应管Q2的控制信号V_e。

如图5(4)中所示，第二个特点在于，同步信号V_c的波形是一个周期性锯齿波，从主开关每次进入截止的时刻起它以一恒定斜率上升，直至上升到主开关下一次再进入截止的时刻为止。此外，由于辅助电源12以图3中A点电位值作为输入，因此可以为脉宽调制电路13提供一个高于A点电位的电压V_cc作为电源。这样，脉宽调制电路13就能将一个比A点电位高出的V_cc伏的电压加到场效应管Q2的栅极，直接驱动场效应Q2，而不需要用驱动变压器(图1中的T2)。辅助电源12的电源可以如图6中所示从扼流圈L1上取得，也可以如图10中所示从扼流圈L2上取得。

现在，对同步信号发生器11和脉宽调制电路13的工作情况加以说明。图4示出了同步信号发生器11的具体电路结构，图5示出了图5中各处的信号波形。图4中信号V_sw可看作是从图3中B点引出的。

在图4中，比较器U1、二极管D5和D6、电阻R1至R4、基准电压V_ref1及电容器C4构成了一个截止定时检测器，用来检测主开关Q1转入截止的时刻。

此外，比较器U2、基准电压V_ref2、二极管D7、电阻R5和R6及电容器C5构成了一个波形发生器。

绕组W2产生一个如图5(1)所示的开关波形。在这个波形中，t1至t2及t3至t4是主开关Q1处于导通状态的期间，t2至t3是主开关Q1处于截止状态的期间。

图5(1)所示的V_o＝V_sw的绕组W2输出电压，经图4的二极管D5整流及电阻R1和R2分压后，加到比较器U1的反相输入端。比较器U1将所分压得的电压V_m＝(R2·V₀)/(R1+R2)去与加到比较器同相输入端的基准电压V_ref1进行比较，从而输出如图5(2)所示的波形V_a。也就是说，波形V_a是一个在图5(1)波形(绕组W2的波形)的t1、t2、t3等边沿处翻转的方波波形。

比较器U1的输出信号V_a经电容器C4和电阻进行微分，得到一个与绕组W2输出电压V₀(见图5(1))各边沿同步的微分波形V_b(如图5(3)所示)，加到比较器U2反相输入端。所形成的微分波形V_b中的脉冲P2和P4与主开关Q1的截止定时相同步。二极管D6用来防止过大的负脉冲进入比较器U2的反相输入端而使比较器遭到损坏。

比较器U2将反相输出端上输入的如图5(3)所示的微分脉冲P1、P2、P3等与同相输入端上输入的基准电压V_ref2进行比较。在出现微分脉冲P2和P4时，由于基准电压V_ref2小于高幅度的微分脉冲P2和P4，因而比较器U2的输出迅速地变到一个负电位。这样，在电容器C5和二极管D7的电路中，有一个如图4所示的电流i1流通，从而存储在电容器C5内的电荷经电路泄放。

在比较器U2中，当微分脉冲P2消失时，同相输入端的电位就高于反相输入端的电位，因此比较器U2的输出变为一个平稳的较高电平。这样，二极管D7截止，电容器C5的电位以一个恒定的斜率上升，一直趋向电容器C5公共电位和电源电位V_cc之间由电阻R5和R6分压得到的电位值。也就是说，信号V_c(电容器C5上的电压)的波形是一个以恒定斜率上升的锯齿波(见图5(4))。图5(4)所示的同步信号V_c的最大电压和斜率由电阻R5和R6的电阻值和电容器C5的电容量值确定。

在t4时刻，当绕组W2的输出电压V₀出现下一个后沿时，则微分脉冲P4加到比较器U2，从而重复上述工作过程，即信号V_c立刻下降到一个负电位，然后以一个恒定的斜率上升。这样，就产生出如图5(4)所示的同步信号波形。

现在说明图3所示装置的次输出电路10的工作情况。如上所述，在绕组W2中产生出一个如图5(1)所示的开关波形，而从同步信号妇出器11输出具有如图5(4)所示波形的锯齿波同步信号V_c。

脉宽调制电路13将同步信号V_c(见图5(4))与基准电压V_k(其变化情况已在前面说明)进行比较，输出一个具有图5(5)所示波形的控制信号V_e，加到场效应管Q2的栅极。当同步信号V_c的值大于基准电压V_k时，控制信号V_e为高电平，驱使场效应管Q2进入导通状态。

简单地说，脉冲调制电路13从辅助电源12得到的电压V_cc足以驱使场效应管Q2导通。因此，脉宽调制电路13输出的信号V_e的高电平能使场效应管Q2导通。

图3中所示的电路装置能够产生图5(5)所示的控制信号V_e，而不需要采用图1中所示的驱动变压器T2。因此，图3所示装置中控制信号V_e的时间延迟能比图1所示传统装置中控制信号V_e的时间延迟小许多。

结果是，即使开关频率极高，图3装置也能使场效应管Q2的开关动作跟得上这个频率。简单地说，这种装置能够达到本发明的第一个和第二个目的。

此外，尽管图3装置的时间延迟值大大减小了，而为了进一步减小这时间延迟的影响，在本发明中同步信号V_c的波形是周期性地从主开关Q1转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止以一恒定斜率上升的锯齿波。因此，在整个输入脉冲宽度T_p内，由绕组W2对次输出电路10的总供电量能够全部通过滤波电路，从而达到了本发明的第三个目的。

下面，对此加以详细说明。场效应管Q2在同步信号V_c的值大于基准电压V_k的时间内(见图5(4))处于导通状态。由于本发明的同步信号V_c的波形是周期性地从主开关Q1转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止按直线上升的波形，因此，在基准电压V_k的值下降时，场效应管Q2的导通时间就会增大。也就是说，由于基准电压V_k的值一直下降到使次输出电路10的次电压V2等于设定电压值V_s(见图5(4)中的V_k′)，所以信号V_e的脉冲宽度能够展宽(见图5(5))。简单地说，即使有一个时间延迟T_d，但由于基准电压V_k可进一步减小，故信号V_e的脉冲宽度还可以增大。作为对照，看一下传统电路的情况。在图1所示的传统电路中，只有在输入脉冲宽度的T_p时间内，同步信号V_c的波形才呈锯齿波，如图2(3)所示。因此，只有在T_p-T_d的脉冲宽度内才能通过场效应管Q2对滤波电路流入电流。

对于图3所示和上面已作说明本发明来说，由于不需要图1中所示的驱动变压器T2，因而显著地减小了驱动场效应管Q2的信号V_e的时间延迟。这样，即使开关式电源采用高频率的电路，次输出电路也能供出大电流。

此外，由于不需要驱动变压器T2，在变压器T中不会产生高频噪声。

下面，继续对本发明进行具体说明。图6示出本发明的第二个实施例方框图，图中示出了图3中的辅助电源12的一个具体例子。在图3和图6中，图6装置与图3装置间的不同之处在于：

(a)图3中的辅助电源12，在图6中具体是由绕组W6、二极管D8及电容器C7构成的。

(b)作为同步信号发生器11输入的信号V_sw，在图6中是从绕组W6两端引出的。同步信号发生器11本身的电路可以采用图4所示实施例的电路。

除了上面指出的(a)、(b)两点以外，图6的电路结构与图3的电路结构相同。

下文就图6与图3的不同之处对图6的装置进行说明。

组成辅助电源12的绕组W6绕在主输出电路1的扼流圈L1的铁芯上，其一端连接到场效应管Q2源极侧的A点上。扼流圈L1中原绕组W5和新绕组W6的同名端如图6中所示(参见图上扼流圈L1两侧处的两个小黑点)。

同步信号发生器11以绕组W6上的感应电压VB作为输入，输出的是周期性地从主开关Q1转入截止时刻起到主开关Q1下一次转入截止时刻止以一怛定斜率上升的锯齿波同步信号V_c。同步信号发生器11的电路结构和工作情况已经结合图4说明过。

辅助电源12通过用二极管D8和电容器C7对绕组W6中感应出的方波电压VB加以整流和滤波后，得到一个直流电压V_cc。这个简单地用整流和滤波得到的直流电压V_cc是一个稳定的电压，其理由如下。由于变压器T初级侧脉宽调制电路23的作用，主输出电路1的输出电压V1被控制成等于设定电压V_t，因此存储在扼流圈L1的绕组W5中的能量V_a·T_p保持恒定，从而绕组W6中感应得到的能量V_b(T_d-T_p)也保持恒定。

由于上述原因，通过用二极管D8和电容器C7对电压VB整流和滤波而简单地得到的直流电压V_cc是一个稳定的电压。这个直流电压V_cc要比A点的电压高V_cc。现在，结合图7对图6装置的工作特点(次输出电路10的工作情况)加以说明。

图6所示装置的第一个特点是，在主输出电路1的扼流圈L1铁芯上绕有另一个绕组W6，而高于A点V_cc的直流电压V_cc是从这个绕组W6上得到的。

第二个特点是，用来形成同步信号V_c的基本定时信号是由绕在主输出电路1的扼流圈L1铁芯上的绕组W6产生的感应电压VB给出的。

首先，在扼流圈L1的绕组W5中感应出的电压VA的波形如图7(1)所示。时间t1至t2及t3至t4是主开关Q1导通状态期间，而时间t2至t3是由主开关Q1处于截止状态期间。绕组W5和W6具有同名端位置相逆的关系，因此，如果对绕组W6的感应电压VB(见图7(2))加以整流和滤波，主输出电压V1将是稳定的。这样，就从辅助电源12上得到一个稳定的悬浮电压V_cc(例如为15V)。此外，由于绕组W5和W6间具有同名端位置相逆的关系，所以当扼流圈L1从主输出电路中得不到供电的期间，辅助电源12在工作，能得到作为其输入的供电电压(见图7(2))。因此，即使接上了辅助电源12，对主输出电压V1的稳定性并没有影响。

由于图6中的A点连接到辅助电源12的一个输出端，所以辅助电源12能够向脉宽调制电路13提供一个比A点位高V_cc的电压作为电源电压。因为脉宽调制电路13用电压V_cc作为电源电压，故而比A点电位约高V_cc的一个控制信号电压V_e就能加到场效应管Q2的栅极上。因此，能够不用图1的驱动变压器T2来驱动场效应管Q2的导通/截止。

下面，对同步信号发生器11和脉宽调制电路13的工作情况进行说明。图7(2)所示的脉冲波形VB加到同步信号发生器11上。这个脉冲波形VB表明了主开关Q1的导通/截止工作情况。因此，根据主开关Q1进入截止时刻及下一次进入截上时刻所给出的波形VB的上升沿，同步信号发生器11就能得到确定的工作状态，这在前面已结合图4作了说明。也就是，象前面所说明的那样，同步信号发生器11输出一个如图7(3)所示的、周期性地以一恒定斜率上升的锯齿波V_c。

脉宽调制电路13将同步信号V_c与一个变化情况如前所述的基准电压V_k进行比较，得到一个如图7(4)所示的脉宽控制信号V_e，该信号加到场效应管Q2上以驱使其导通/截止。

在如上所述的图6装置中，由于来源于同步信号的定时信号(即主开关Q1导通/截止的信号)不是从变压器T的绕组W2上取得以作为输入的，而是从主输出电路1的扼流圈L1上感应得的，因此，构成同步信号发生器11的电气部件不需要用严格容差的部件，这是这种装置的优点。

下面，结合图8对图6所示整个装置的工作情况进行说明。

图6所示装置的启动工作过程如下。首先，刚加上直流电压V_in时，场效应管Q1并不进行导通/截止转换。因此，变压器T不产生感应电压，从而辅助电源22不能将一个电压加到脉宽调制电路23上。

此时，为了启动图6的装置，将图6中D点处的电压(电容器C3一端的电压)引入辅助电源22。因此，辅助电源22在启动时刻借助D点的电压产生一个给定的电压值，加到脉宽调制电路23上。这样，脉宽调制电路23就开始工作。当脉宽调制电路23开始工作而绕组W4产生一个实际的感应电压时，辅助电源22就不再需要来自D点的电压。然后，由绕组W4的感应电压产生出要加给脉宽调制电路23的直流电压。

这样，通过启动脉宽调制电路23进入工作状态，可使场效应和Q1开始导通/截止转换。结果是，当主输出电压V1象图8(1)示出的那样上升时，辅助电源12的输出电压V_cc也随着上升(见图8(2))。然后，电压V_cc上升到能使脉宽调制电路13进行工作的电压VM时，脉宽调制电路13便开始做如上所述的工作(图8(3)中所示的“启动”)，并且次输出电压V2上升。

图6所示装置的停止工作过程如下。如果脉宽调制电路23停止工作，则主输出电压V1下降，从而辅助电源12的输出电压V_cc也随着下降。当电压V_cc下降到脉宽调制电路13能工作的极限VM′值时，脉宽调制电路13停止工作(见图8(3))。

这样，对于本实施例来说，可以协同地驱使主输出电路1和次输出电路10进行工作。此外，还有这样一个优点，通过检查主输出电路1中扼流器L1上的电压VA，可以监视输入电压V_in。

图9示出图6所示装置中次输出电路10内扼流圈L2、电容器C2、二极管D3和场效应管Q2的另一种配置方案。

此外，上述的脉宽调制电路23是配置在变压器T初级侧，所谓的“初级控制方法”；然而，本发明采用脉宽调制电路23配置在变压器T次级侧，这是所谓的“次级控制方法”。在后一种情况下，脉宽调制电路23的输出S1例如可以通过一个变压器(未示出)来隔离，而后加到主开关Q1上。

图6装置除了具有图3装置的优点外，还具有如下两个优点。

1.因为加以整流和滤波的是绕组W6上的感应电压VB(见图7(2))，而主输出电压V1是得受到稳压的，所以从辅助电源12上可得到一个稳定的悬浮电压V_cc(例如为15伏)。此外，由于绕组W5和W6的同名端位置相逆，所以主输出电路1中的扼流圈L1工作在无电流状态期间，这时辅助电源12工作，接受供电作为其输入(见图7(2))。简单地说，即使接有辅助电源12，也不影响主输出电压V1的稳定性。

2.由于作为产生同步信号V_c之基础的信号V_sw取自上述电路(扼流圈L1)，而不是取自变压器T，因此，同步信号发生器11可以用宽容差的部件制造，所以，这种开关式电源能够做得比图3所示的电源更小。

下文对图10所示装置进行说明。图10示出本发明再一个实施例的电路结构方框图，并具体示明了图3中的辅助电源12。图10与图3具有如下四个不同点；

(a)图3的辅助电源12在图10中由绕组W8和恒定电压电路15组成。

(b)图10中有一个由二极管D10和电阻R12构成的恒定电压电路启动电路。对于图6所示装置的辅助电源12来说，不需要启动电路，因为当主输出电路1开始工作时，在扼流圈L1的绕组W6中就有感应电压VB产生。

(c)在图10中，从绕组W8两端输出的信号由同步信号发生器11接受作为输入信号V_sw。同步信号发生器11本身可以采用图4所示的电路结构。

(d)图10中所示的启动电路是电阻R11，它将电容器C3上的电压V_in加到辅助电源22上。

除了以上(a)至(d)的不同点外，图10的电路结构是与图3的相同的。

首先，概述一下图10装置的电路结构。

在图10中，组成辅助电源12的绕组W8绕在次输出电路10中的扼流圈L2的铁芯上。绕组W8的一端连接到场效应管Q2源极侧的A点上。辅助电源12通过对扼流圈L2中绕组W8上感应电压VH的整流和稳压，得到一个直流电压V_cc2。由于绕组W8上的感应电压大小可由绕组W8的匝数决定，因而直流电压V_cc2的值可由绕组W8的匝数适当地确定，这样，就能产生一个足以驱动场效应管Q2的电压。

这样，因脉宽调制电路13能直接用输出V_e来驱动场效应管Q2，故消除了图1所示装置中驱动变压器T2所引起的信号时间延迟。

下面，主要就图10所示装置与图3所示装置的不同之处，对图10所示装置进行说明。

图10中，辅助电源12的电源由次输出电路10的扼流圈L2提供，也就是说，绕组W8绕在次输出电路10中扼流圈L2的铁芯上，而绕组W8的一端连接到场效应管Q2源极侧的A点上。

同步信号发生器11将绕组W8上的感应电压VH作为输入，而输出一个周期性地从主开关Q1输入截止时刻起到下一次转入截止时刻止以恒定斜率上升的锯齿波同步信号V_c。同步信号发生器11的电路结构和工作情况，在前面已结合图4作过说明。

图10的辅助电源12与图6的辅助电源12不同之处在于，图10的辅助电源12上有一个由二极管D10和电阻R12构成的启动电路。设置启动电路的原因如下：

在图10的装置中，开始工作时场效应管Q2保持截止，因而次输出电路10的扼流圈L2并没有电压产生。结果是，绕组W8上不产生感应电压VH，从而恒定电压电路15不能向脉宽调制电路13提供电压V_cc2。因此，在启动时，使电压V₀通过二极管D10和电阻12从变压器T的绕组W2加到辅助电源12上，作为其输入，由此产生出一个具有给定电平的电压V_cc2。

借助于启动时所产生的电压V_cc2，当脉宽调制电路13开始工作时，场效应管Q2就进行导通/截止转换。结果是，在次输出电路10中扼流圈L2的绕组W8上感应出电压VH。当绕组W8上的感应电压VH逐渐升高时，辅助电源12并不产生出通过二极管D10和电阻R12提供来的电压，而是借助绕组W8上的感应电压VH产生出电压V_cc2，从而完成了启动。

图13示出具有上述启动电路的一个辅助电源12的具体电路图实例。图13中的二极管D10、电阻R12、绕组W8、恒定电压电路15及脉宽调制电路13均与图10中所示的相同。恒定电压电路15包括二极管D11、电容器C8和C9、晶体管Q4、稳压二极管D12及电阻R14。

下面，对图13电路的工作情况进行说明。在开始工作时，由于绕组W8中没有产生感应电压VH，恒定电压电路15的晶体管Q4因集电极电位低而截止。

此时，如图13所示，绕组W2的感应电压(见图10)经二极管D10整流后，加到恒定电压电路15上。这个已整流的电流经电阻R12、R13流到电容器C9，对电容器C9充电。依靠启动电路供给的这个电流，电容器C9上的电压V_cc2逐渐上升，从而使脉宽调制电路13进入工作状态。

结果是，图10中的场效应管Q2进行导通/截止转换，因而在绕组W8中产生感应电压VH。这样，电容器C8上的电压增大，晶体管Q4产生出一个由绕组W8供电的恒定电压V_cc2。此外，当电容器C8上的电位增高时，启动电路中的二极管D10进入反向偏置状态而截止。

下面，结合图12对上述电路结构的图10装置的工作情况进行说明。

图10所示装置的第一个特点是，在次输出电路10的扼流圈L2上有一个新绕组W8，从这个绕组W8的感应电压VH中产生出一个比A点电位高V_cc2的直流电压V_cc2。

第二个特点是，作为产生同步信号V_c之基础的定时信号V_sw是从绕在次输出电路10中扼流圈L2上的绕组W8的感应电压VH产生的。

在扼流圈L2的绕组W8中感应出的电压VH的波形如图12(1)所示。其中，时间t1至t2和t3至t4是主开关Q1处于导通状态期间，而时间t2至t3是主开关Q1处于截止状态期间。

由于绕组W8的一端连接到图10中的A点，所以辅助电源12能向脉宽调制电路13提供一个比A点电位高V_cc2伏的电源电压V_cc2。因此，由于脉宽调制电路13能将一个比A点电位高约V_cc2的控制信号电压V_e加到场效应管Q2的栅极上，所以场效应管Q2可以不用驱动变压器T2(见图1)来驱动。

下面，说明同步信号发生器11和脉宽调制电路13的工作情况。图12(1)所示的脉冲波形VH加到同步信号发生器11上。这个脉冲波形VH表明了主开关Q1的导通/截止情况，而同步信号发生器11能识别波形VH的下降沿，从而能在主开关Q1进入截止时刻到下一次进入截止时刻的时期内保持住本身的工作状态，使同步信号发生器11输出一个同步信号V_c，如图12(2)所示，其波形是在该时期内按一恒定斜率上升的锯齿波，并周期性地出现。

如前所述，脉宽调制电路13对同下信号V_c与变化的基准电压V_k作幅度比较，根据比较的结果输出一个脉冲宽度变化的控制信号V_e，如图12(3)所示，它加到场效应管Q2上，驱使场效应管Q2导通和截止。

在如图10所示的装置中，作为产生同步信号V_c之基础的定时信号V_sw(即主开关Q1的导通/截止信号)并不取自变压器T，而是取自次输出电路10中的扼流圈L2，作为同步信号发生器11的输入，因此构成同步信号发生器11的电气部件不需要是严格容差的部件。

下面，结合图11说明图10所示整个装置的工作情况。

首先，说明一开始时的控制情况。如图11(1)所示，当直流电压V_in逐渐升高时，它通过电阻R11加到辅助电源22上。该辅助电源22的电路结构和工作情况均与上文对图13的辅助电源12的所述的情况相同；这里，借助由电阻R11施加的电压使输出电压V_cc1上升，如图11(2)所示。

现在，说明加到辅助电源12上的信号与加到辅助电源22上的信号的相似之处。从主变压器T加到辅助电源12上的电压V₀，相当于通过电阻R11加到辅助电源22上的电压V_in。由于电压V_in是一个直流电压，所以连接电容器C3和辅助电源22的、其内含有电阻R11的分路中不需要串接一个二极管。与外，加到辅助电源12上的由扼流圈L2中绕组W8感应得到的电压VH，相当于加到辅助电源22上的由绕在主变压器T上的绕组W4感应得到的电压。

当辅助电源22的输出电压V_cc1高于脉宽调制电路23的启动电压V_TH1时，振荡电路21和脉宽调制电路23开始工作，从而主开关Q1开始其导通/截止转换。因此，由于主输出电路1开始工作，主输出电压V1上升，如图11(3)所示。差分放大器24以主输出电压V1和设定电压Vt作为输入，如前面所述的那样，它输出一个基准电压V_k′反馈给脉宽调制电路23。脉宽调制电路23完成前面说明过的工作，当主输出电压V1变得与设定电压V_t相同时就稳定下来。

在主输出电压V1上升时，绕组W4向辅助电源22提供功率，使辅助电源22将其改变为一个直流电压V_in，并从绕组W4提供的功率中产生一个输出电压V_cc1。此时，从直流电压V_in流入至辅助电源22的功率流被阻断。

又当主输出电压V1上升时，主变压器T的次级绕组W2上的感应电压V₀也相应上升，如图11(4)所示。这个感应电压V₀通过二极管D10客电阻R12加到次输出电路10的辅助电源12上。根据前面结合图13所说明的工作情况，辅助电源12的输出电压V_cc2随着增大，如图11(5)所示。当输出电压V_cc2的值增大到超过脉宽调制电路13的启动电压V_TH2时，脉宽调制电路13开始工作，从而使场效应管Q2导通/截止。因此，绕组W2上感应电压V₀的脉冲功率通过场效应管Q2加到滤波电路上，使次输出电路10的次输出电压V2上升，如图11(6)所示。

当次输出电压V2上升时，扼流圈L2中的绕组W8向恒定定电压电路15提供悬浮功率，而恒定电压电路15将改变到感应电压V₀，并从绕组W8提供的电压VH中产生出一个输出电压V_cc2。此时，从感应电压V₀流入至恒定电压电路15的功率流被阻断。

差分放大器14将次输出电压V2与设定电压V_s进行比较，所得到的基准电压V_k反馈给脉宽调制电路13，从而次输出电压V2得到稳定。

如上所述，组成主输出电路1或次输出电路10的电路，即辅助电源12或22、脉宽调制电路13或23、差分放大器14或24，都能各自应用相同类型的部件。此外，场效应管Q2能用脉宽调制电路13的输出直接驱动，而不需要隔离。

图10所示装置除了具有图3所示装置的优点外，还具有下列两个优点。

(1)图10中的辅助电源12可以通过对次输出电路10中扼流圈L2铁芯上所绕绕线W8的感应电压VH进行整流、滤波，得到一个直流电压V_cc2。

作为辅助电源12的能源，如果是在变压器上绕一个新绕组，并从这个新绕组中得到能源，则这个绕组对绝缘的要求较高。然而，图10中的绕组W8是绕在次输出电路10中扼流圈L2铁心上的，因此不需如此高的绝缘程度。

(2)作为产生同步信号之基础的信号V_sw不是取自变压器T，而是取自别的电路(扼流圈L2)，因此，同步信号发生顺11可用宽容差的部件来构成。所以，这种开关式电源可以做得比图3的开关式电源更小。

最后，说明开关式电源的安装情况。图14示出开关式电源结构的透视图。图中，印刷板是用一种铝型的高导电和高导热材料制造的，其上表面可散发掉所安装的电气部件产生的热，而其整个下表面实质上可作散热片用。在上表面上，安装有变压器、线路滤波器、扼流圈和其它磁性部件、以及滤波电容器等。此外，产生热辐射的二极管、场效应管和其它开关器件也安装在上表面。除了这些部件，其它诸如电阻之类的部件也安装在印刷板的这一侧。这些二极管、场效应管、电阻以及其它部件都是表面安装式部件，以便容易地将它们安装在印刷板上。

如果采用这种结构方式，就可以大大推进开关型稳压电源的生产自动化和设计自动化。首先，对于电源制造自动化来说，由于本发明所用的都是小型化部件，并安装在单面印刷板的上表面，因此，容易实现运输机器手的控制，从而推进机械化生产。其次，对于散热设计来说，可用一个计算机模拟模型来测试印刷板下表面的温度分布，一旦已给定容纳电源的机壳的条件，就能确定电源的温升是否在容许范围之内。此外，对于电磁干扰的预防措施来说，由于可以预先测出浮游电容量，因此，通过计算机模拟能精确地预知辐射的电磁波，而在进行实际试验后就能容易地作出决断性的防范措施。还有，对于抗振动来说，由于较重的磁性部件与印刷板的上表面直接接触，因此重心低，抗振动性能得到改善。这样，就散热、抗电磁干扰和抗振动各方面来看，其设计容易，这也是本发明的优点。

Claims

1.一种开关式电源，用以控制开关的占空比，使主输出电压等于第一恒定电压，所述的主输出电压是依靠通、断一个安装在变压器初级侧的一个主开关以及借助一个第一扼流圈来对所述变压器次级侧一个第一绕组中所感应出电压的已整流波形进行滤波而得到的，所述的开关式稳压电源其特征在于，包括：

一个绕在所述变压器次级侧的第二绕组；

一个滤波电路，对第二绕组的一个输出的已整流波形进行滤波，以得到次输出电压；

一个开关器件，接受所述已整流波形，并通过其通/断操作来控制对所述滤波电路的供电量；

一个辅助电源，用来产生一个直流电压该直流电压具有的电压电平比上述开关器件的源极电位高，能使所述开关器件导通；

一个同步信号发生器，由它用来检测所述的主开关转入截止的定时，产生出一个周期性的锯齿波同步信号，在所述的主开关转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止的时间内，该锯齿波以一恒定斜率上升；

一个差分放大器，以所述滤波电路的次输出电压和第二设定电压作为输入，比较这两者的大小，输出一个与所述次输出电压和所述第二设定电压之间的差值相对应的基准电压；

一个脉宽调制电路，以所述辅助电源给出的直流电压作为电源电压，将所述同步信号和所述基准电压作为输入，输出一个宽度变化的脉冲信号加给所述开关器件，从而使所述滤波电路的次输出电压等于所述第二设定电压。

2.根据权利要求1所述的开关式电源，其特征在于，所述同步信号发生器以所述第二绕组中的感应电压和为输入，从该感应电压中检测出所述主开关转入截止的定时，从而产生出一个周期性的锯齿波同步信号，在主开关转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止的时间内，该锯齿波以一恒定斜率上升。

3.根据权利要求1所述的开关式电源，其特征在于，所述辅助电源包括：

一个第三绕组，绕在所述第一扼流圈铁心上；

一个整流滤波电路，该电路的第一输出端连接到用作所述开关器件的一个场效应管的源极上，而该电路的第二输出端连接到所述脉宽调制电路上，通过该电路对所述第三绕组中一个感应出的电压的整流和滤波，得到一个直流电压。

4.根据权利要求3提出的开关式电源，其特征在于，所述同步信号发生器以所述第三绕组中的感应电压作为输入，从该感应电压中检测出所述主开关转入截止的定时，从而产生出一个周期性的锯齿波同步信号，在主开关转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止的时间内，该锯齿波以一恒定斜率上升。

5.根据权利要求1所述的开并式电源，其特征在于：

所述的滤波电路利用一个第二扼流圈，对作为输入的已整流波形进行滤波，得到所述的次输出电压；

所述电源包括一个绕在所述第二扼流圈铁心上的一个第四绕组，其一端连接到用作所述开关器件的一个场效应管的源极上，并有一个恒定电压电路，用以对所述秕四绕组中感应出的信号进行整流、滤波，从而产生一个直流电压，加到所述脉宽调制电路上。

6.根据权利要求5所述的开关式电源，其特征在于，所述的同步信号发生器以所述第四绕组中的感应电压作为输入，从该感应电压中检测出所述主开关转入截止的定时，从而产生一个周期性的锯齿波同步信号，在主开关转入截止时刻起到下一次转入截止时刻止的时间内，该锯齿波以一恒定斜率上升。