JP4718598B2 - 電力変換装置及び方法並びに三角波発生回路 - Google Patents

Description

本発明は、発電機から出力された交流電力を直流電力に変換する電力変換装置及び方法並びに三角波発生回路に関し、特に、出力電圧を目標電圧に精度よく制御するための技術に関する。

従来、発電機から出力された交流電力を整流して直流電力に変換する電力変換装置があり、例えば車両のバッテリを充電するために利用されている。
図３４に、この種の従来の電力変換装置２００の構成を示す。同図において、コイル１００は発電機のコイルであり、この発電機の回転軸が駆動されることによりコイル１００に交流電力が誘導される。サイリスタ２０１、抵抗２０２、ダイオード２０３、ツェナーダイオード２０４，２０５、ダイオード２０６は、本電力変換装置２００を構成し、基本的には半波整流回路として実現されている。

具体的には、サイリスタ２０１のアノードは発電機のコイル１００の一端に接続され、そのカソードには、この電力変換装置２００の負荷となるバッテリ３００の正極が接続される。また、サイリスタ２０１のアノードとグランドとの間には、抵抗２０２、ダイオード２０３、ツェナーダイオード２０４，２０５がこの順に直列接続される。

ここで、サイリスタ２０１のアノードからグランドに向けて、ダイオード２０３が順方向接続され、ツェナーダイオード２０４，２０５は逆方向接続されている。また、抵抗２０２とダイオード２０３との間の接続点Ｐからサイリスタ２０１のゲート電極に向けてダイオード２０６が順方向接続されている。

接続点Ｐの電圧Ｖｒｅｆは、バッテリ３００の端子電圧がバッテリ３００の定格電圧よりも所定電圧だけ高い目標電圧ＶＴを下回っている場合に、サイリスタ２０１がオン状態に制御され得るように設定される。換言すれば、電圧Ｖｒｅｆは、バッテリ３００の端子電圧が目標電圧ＶＴ以上の時にサイリスタ２０１がオン状態にならないような適切な値に設定される。

図３５を参照して、上述の従来技術に係る電力変換装置の動作を説明する。
図３５Ａは、発電機の回転数が低い場合を示し、図３５Ｂは、発電機の回転数が高い場合を示す。なお、説明の便宜上、バッテリ３００の端子電圧の初期値は目標電圧ＶＴよりも低いものとする。

先ず、図３５Ａに示す期間Ｔ１において、発電機のコイル１００に誘起された交流電圧ＶＡの正相（正電圧）がサイリスタ２０１のアノードに供給されると、この交流電圧ＶＡが抵抗２０２を介して接続点Ｐに与えられる。この接続点Ｐの電圧が上昇すると、ダイオード２０６を介してサイリスタ２０１のゲート電極に電流が流れ込み、サイリスタ２０１がターンオンする。その後、接続点Ｐの電圧はツェナーダイオード２０４，２０５により電圧Ｖｒｅｆにクランプされる。サイリスタ２０１がオン状態になると、このサイリスタ２０１を介して交流電圧ＶＡの正相が供給される結果、サイリスタ２０１の出力電圧ＶＯが上昇し、この出力電圧ＶＯによりバッテリ３００が充電される。

続く期間Ｔ２において、交流電圧ＶＡが負相（負電圧）に移行すると、接続点Ｐの電圧が降下すると共に、サイリスタ２０１が逆バイアス状態となってターンオフする。サイリスタ２０１がオフ状態に移行すると、バッテリ３００には電力が供給されなくなるため、バッテリ３００が放電して、その端子電圧が徐々に低下する。

続く期間Ｔ３において、交流電圧ＶＡが再び正相に移行すると、接続点Ｐの電圧が上昇するが、バッテリ３００の端子電圧、即ちサイリスタ２０１の出力電圧ＶＯが依然として目標電圧ＶＴより高い状態にあるため、サイリスタ２０１のゲート電極には電流が流れ込まず、サイリスタ２０１はオフ状態を維持する。その後の期間Ｔ４〜Ｔ６においても、出力電圧ＶＯが依然として目標電圧ＶＴより高い状態にあるため、サイリスタ２０１はオフ状態を維持する。

続く期間Ｔ７の途中で、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴを下回ると、サイリスタ２０１がオン状態になり、そのときに発電機から出力されている交流電圧ＶＡの正相により出力電圧ＶＯがわずかに上昇してバッテリ３００を充電する。

続く期間Ｔ８において、交流電圧ＶＡが負相に移行すると、サイリスタ２０１がオフ状態になり、出力電圧ＶＯが低下するが、続く期間Ｔ９において、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴを下回ると、サイリスタ２０１がターンオンして、そのときに発電機から出力されている交流電圧ＶＡの正相によりサイリスタ２０１の出力電圧ＶＯが上昇する。
このように、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴを下回った場合に、交流電圧ＶＡの正相の期間にサイリスタ２０１がオン状態になってバッテリ３００を充電する。

なお、図３５Ｂに示すように、発電機の回転数が高い場合には、発電機が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共にその周波数も高くなるため、出力電圧ＶＯの上昇レートが大きくなるが、その他の点では上述の図３５Ａに示す例と同様である。
特開平１０−５２０４５号公報

上述の従来技術によれば、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴを下回った時に、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間においてサイリスタ２０１をターンオンさせる。また、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴを下回っていなければ、各サイクル期間においてサイリスタ２０１はオフ状態に維持される。

このように、交流電圧ＶＡのサイクル期間に着目すると、サイリスタ２０１は、各サイクル期間において、導通状態にあるか否かの極端な２値的状態の何れかに制御される。このため、上述の従来技術によれば、出力電圧ＶＯの変動幅が大きくなり、出力電圧ＶＯを精度良く目標電圧ＶＴに制御することが困難であるという問題がある。

また、上述の図３４に示す従来技術の構成によれば、バッテリ３００に代えて、ランプを負荷として接続した場合、出力電圧の実効値Ｖｒｍｓが高くなり、ランプが切れてしまうという問題がある。

このような問題を解決した電力変換装置として、図３６に示す装置がある。この電力変換装置は、上述の図３４に示す装置構成に比較して、出力電圧ＶＯの実効値Ｖｒｍｓを得るための回路系として、トランジスタ４０１、ダイオード４０２、ツェナーダイオード４０３、抵抗４０４、電界コンデンサ４０５を更に備えている。

この装置によれば、出力電圧ＶＯが、電界コンデンサ４０５に供給されて平滑されると共に、電界コンデンサ４０５の端子電圧が高くなるとトランジスタ４０１が導通してサイリスタ２０１を強制的にターンオフさせ、電界コンデンサ４０５の端子電圧の上昇を抑える。従って、この装置によれば、出力電圧の実効値Ｖｒｍｓがランプ３０１に供給されるので、ランプ３０１は切れないが、出力電圧ＶＯが離散的に出力されるため、ランプが明滅してちらつくという問題がある。

また、上述の図３４、図３６に示す従来技術の構成によれば、出力電圧ＶＯのピーク電圧が高くなるため、定格電源電圧が制約されている電子機器を負荷として接続することができない。このような問題を解決した電力変換装置として、図３７に示す装置がある。この電力変換装置は、上述の図３４に示す構成に比較して、出力電圧ＶＯのピーク電圧を抑えるための回路系として、発電機のコイル１００を短絡するためのサイリスタ５００と、サイリスタ５００を制御するためのダイオード５０１及びツェナーダイオード５０２を更に備えている。

この従来装置によれば、出力電圧ＶＯが、ツェナーダイオード５０２で決定される一定電圧を超えると、サイリスタ５００がターンオンとされて発電機の出力をグランドに短絡するので、交流電圧ＶＡの振幅が抑制され、従ってサイリスタ２０１の出力電圧ＶＯのピークを抑えることができる。
しかしながら、この従来装置によれば、実効値Ｖｒｍｓが低いので、負荷として接続された電子機器が動作しないという問題がある。または、発電機の出力をグランドに短絡するので、電力変換効率が低下するという問題がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、電力変換効率の低下を招くことなく、出力電圧を精度良く目標電圧に制御することが可能な電力変換装置及び方法並びに三角波発生回路を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、上記課題を解決するため、発電機から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されたスイッチ部と、前記発電機から出力された交流電力の各周期に対応しピーク電圧が一定の三角波電圧を生成すると共に前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、前記三角波電圧と前記差分電圧とに基づき前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、を備えた電力変換装置の構成を有する。

上記電力変換装置において、前記制御部は、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と前記所定の目標電圧とを入力してこれらの差分電圧を生成する差動回路と、前記差動回路により生成された差分電圧と前記三角波電圧とを比較し、該比較の結果に基づき前記スイッチ部の導通タイミングを規定するパルス信号を生成して該スイッチ部に供給する比較回路と、を備えたことを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記制御部は、所定電圧を発生する電圧発生回路と、前記電圧発生回路により発生された所定電圧と、前記差動回路により生成された差分電圧と、の大小関係に基づき、前記所定電圧と前記差分電圧とのいずれかを選択して前記比較回路に出力する選択回路と、を備え、前記比較回路は、前記選択回路から入力された所定電圧又は差分電圧と、前記三角波電圧と、を比較し、該比較の結果に基づき前記スイッチ部の導通タイミングを規定するパルス信号を生成して該スイッチ部に供給する、ことを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記制御部は、クロック数をカウントし、カウント結果がしきい値を上回った場合に、前記差動回路により生成された差分電圧を出力するよう、前記選択回路の出力を制御するカウンタ回路、を備える、ことを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記電圧発生回路はコンデンサと抵抗を含むＣＲ回路を含み、前記コンデンサに蓄積された電荷の放電により、前記所定電圧を発生する、ことを特徴とする。

上記各電力変換装置において、前記制御部は、前記発電機から出力される交流電力と、前記スイッチ部の出力と、に基づき前記負荷の外れを検出し、前記負荷の外れを検出した場合に、前記電圧発生回路により発生された所定電圧を出力するよう、前記選択回路の出力を制御する負荷外れ検出回路、を備える、ことを特徴とする。

上記各電力変換装置において、前記制御部は、前記発電機から出力される交流電力と、前記スイッチ部の出力と、に基づき前記負荷の外れを検出し、前記負荷の外れを検出した場合に、前記所定の目標電圧の電圧値を下げるための処理を行う負荷外れ検出回路、を備える、ことを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記差分電圧を増幅して前記比較回路に供給する増幅回路を更に備えたことを特徴とする。
上記電力変換装置において、前記三角波の波高値をＨとし、前記増幅回路の増幅率をＭとし、前記目標電圧をＶＴとし、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧の制御幅をＷとすると、Ｗは、ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値であることを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記制御部は、前記三角波電圧を生成するための手段として、前記発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間をカウントするカウンタ部と、前記カウンタ部によるカウント数を所定値で除算する除算部と、前記第１サイクル後の第２サイクルにおいて、前記第１サイクルでの前記除算部の除算結果で示される時間の経過ごとに所定電圧分だけ上昇する階段状の電圧波形を生成する波形生成部とを備え、前記階段状の電圧波形を前記三角波電圧の波形として出力することを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記制御部は、前記発電機が出力する交流電圧が正サイクル又は負サイクルである間、所定電流値の定電流によって第１のコンデンサを充電する第１の充電部と、前記サイクル終了後の前記第１のコンデンサの端子間電圧に応じた電流値の定電流によって第２のコンデンサを充電する第２の充電部と、前記第２の充電部による充電を、前記交流電圧のサイクル又は前記第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて終了させる制御部と、を備え、前記第２のコンデンサの端子間電圧を、前記三角波電圧の波形として出力する三角波発生回路、を備える、ことを特徴とする。

また、本発明の一側面に係る電力変換装置は、発電機から出力された三相交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、前記発電機の各相出力部と前記負荷の各端との間にそれぞれ接続された複数のスイッチ部と、前記発電機から出力された各相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定の三角波電圧を相ごとに生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、相ごとに、他の相について生成された前記三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づき該相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

上記電力変換装置において、前記制御部は、前記発電機から出力されたＷ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＷ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｗ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＵ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御し、前記発電機から出力されたＵ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＵ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｕ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＶ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御し、前記発電機から出力されたＶ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＶ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｖ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＷ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御する、ことを特徴とする。

本発明に係る電力変換方法は、上記課題を解決するため、発電機の出力部と負荷との間に接続されたスイッチ部を介して、前記発電機から出力された交流電力を前記負荷に供給するステップと、前記交流電力の各周期に対応しピーク電圧が一定の三角波電圧を生成するステップと、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成するステップと、前記三角波電圧と前記差分電圧とに基づき前記スイッチ部の導通タイミングを制御するステップと、を含む電力変換方法の構成を有する。

本発明に係る三角波発生回路は、発電機から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置においてスイッチ素子の導通を制御するために使用される三角波電圧を生成する三角波発生回路であって、前記発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間をカウントするカウンタ部と、前記カウンタ部によるカウント数を所定値で除算する除算部と、前記第１サイクル後の第２サイクルにおいて、前記第１サイクルで得られた前記除算部の除算結果で示される時間の経過ごとに所定電圧分だけ上昇する階段状の電圧波形を生成する波形生成部とを備え、前記階段状の電圧波形を前記三角波電圧の波形として出力することを特徴とする。

本発明の一側面に係る三角波発生回路は、発電機から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置においてスイッチ素子の導通を制御するための三角波電圧を生成する三角波発生回路であって、前記発電機が出力する交流電圧が正サイクル又は負サイクルである間、所定電流値の定電流によって第１のコンデンサを充電する第１の充電部と、前記サイクル終了後の前記第１のコンデンサの端子間電圧に応じた電流値の定電流によって第２のコンデンサを充電する第２の充電部と、前記第２の充電部による充電を、前記交流電圧のサイクル又は前記第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて終了させる制御部と、を備え、前記第２のコンデンサの端子間電圧を、前記三角波電圧の波形として出力する、ことを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧と目標電圧との差分電圧に応じてサイリスタの導通タイミングを制御するようにしたので、電力変換効率の低下を招くことなく、出力電圧を精度良く目標電圧に制御することが可能になる。

本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成および適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図であり、発電機の回転数が低い場合の波形図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図であり、発電機の回転数が高い場合の波形図である。 本発明の実施形態１に係る三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（方形波の生成過程）を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１に係る三角波発生回路における三角波の発生メカニズム（スロープ部分の生成過程）を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１に係る増幅回路による作用を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１に係る増幅回路による作用を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１に係る増幅回路による作用を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第１の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第２の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第３の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第４の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第５の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第６の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第７の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１に係る電力変換装置の第８の他の適用例を示す図である。 本発明の実施形態１において、発電機が発電を開始した直後に、出力電圧ＶＯが上昇し過ぎてしまう場合の例を示す波形図である。 本発明の実施形態２に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態２に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態３に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態３に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態１において、充電中に負荷が外れ、充電時間が長くなってしまう場合の例を示す波形図である。 本発明の実施形態４に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態４に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態５に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態６に係る三角波発生回路の内部構成を示す図である。 本発明の実施形態６に係るコンデンサ端子間電圧の時間遷移を示す図である。 本発明の実施形態６に係る電流値と電圧の関係を示す図である。 本発明の実施形態６において、１サイクル前の周期と現在のサイクルの周期は同じでない場合の例を説明するための説明図である。 本発明の実施形態６に係る三角波発生回路の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態７に係る電力変換装置の構成および適用例を示す図である。 本発明の実施形態７に係るゲート制御部の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態７に係るゲート制御部の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態７に係るゲート制御部の動作を説明するための波形図である。 本発明の実施形態７に係る進角・遅角を説明するための図であり、実際に実験を行った結果を示す図である。 本発明の実施形態７に係る進角・遅角を説明するための図であり、実際に実験を行った結果を示す図である。 本発明の実施形態７に係る進角・遅角を説明するための図であり、実際に実験を行った結果を示す図である。 従来技術に係る電力変換装置の構成（バッテリを負荷とした場合の構成）を示す図である。 従来技術に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 従来技術に係る電力変換装置の動作を説明するための波形図である。 従来技術に係る電力変換装置の構成（ランプを負荷とした場合の構成）を示す図である。 従来技術に係る電力変換装置の構成（電子機器を負荷とした場合の構成）を示す図である。

符号の説明

１００ コイル、２０１，２０７１，２０７３ サイリスタ、３００ バッテリ、１０００，２０７０，２０８０，２０９０，２１００，２１１０，２１２０，２１３０，２１４０，２１５０ 電力変換装置、１１００，２０７２，２１５２ ゲート制御部、１１１０ 電圧変換回路、１１２０，１１２１ 基準電圧発生回路、１１３０ 差動回路、１１４０ 増幅回路、１１５０，１１５１，１１５２ 三角波発生回路、１１６０，１２１０ 比較回路、１２２０，１２２１ リミット電圧発生回路、１２３０ スイッチ回路、１２４０ スタート回路、１２５０ カウンタ回路、１２６０，１１２１０ バッテリ外れ検出回路、１１２１１ 選択部、１１２１２ １．５Ｖ電圧源、１１２２３ ２．５Ｖ電圧源、１１５００，１１５０２ 定電流源、１１５０１ ホールド回路、１１５０３ 制御部、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３ インバータ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ パワーＭＯＳＦＥＴ、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ スイッチ。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。

［実施形態１］
図１に、本実施形態に係る電力変換装置１０００の構成を示す。図１において、前述の図３４に示す従来装置の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

本電力変換装置１０００は、発電機のコイル１００から出力された交流電圧ＶＡを直流の出力電圧ＶＯに変換して、負荷であるバッテリ３００に供給するものであって、サイリスタ２０１、ゲート制御部１１００、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成される。ここで、サイリスタ２０１は発電機の出力部とバッテリ３００との間に接続されている。具体的には、サイリスタ２０１のアノードは発電機のコイル１００の一端に接続され、そのカソードにはバッテリ３００の正極が接続されている。バッテリ３００の負極はグランドに接続されている。

また、サイリスタ２０１のカソードとグランドとの間には、サイリスタ２０１を介してバッテリ３００の正極に供給される出力電圧ＶＯを検出するための抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２が直列接続され、これら抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間の接続点Ｐには、これら抵抗によって出力電圧ＶＯを分圧して得られる電圧ＶＲが現れる。上記接続点Ｐにはゲート制御部１１００の入力部が接続され、このゲート制御部１１００の出力部はサイリスタ２０１のゲート電極に接続される。

図２に、ゲート制御部１１００の詳細構成を示す。
ゲート制御部１１００は、サイリスタ２０１の導通を制御するものであり、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２０、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５０、比較回路１１６０から構成される。ここで、電圧変換回路１１１０は、上記接続点Ｐに現れる電圧ＶＲを、その実効値または平均値を表す電圧ＶＲ’に変換するものであり、その入力部には上記接続点Ｐが接続されると共に、その出力部は差動回路１１３０の一方の入力部に接続される。この電圧ＶＲ’は、上記バッテリ３００に供給される出力電圧ＶＯに対応しており、出力電圧ＶＯの検出値として取り扱われる。

電圧ＶＲ’を電圧ＶＲの実効値とするか平均値とするかについては、本装置の利用形態に応じて予め適切に設定される。即ち、本装置の利用形態において出力電圧ＶＯの実効値が意味を持つのであれば、電圧変換回路１１１０は電圧ＶＲの実効値を出力するものとして構成され、また、出力電圧ＶＯの平均値が意味を持つのであれば、電圧変換回路１１１０は電圧ＶＲの平均値を出力するものとして構成される。もちろん、電圧ＶＲをそのまま電圧ＶＲ’として出力してもよく、実効値および平均値以外の他の量に変換してもよい。
電圧ＶＲの実効値および平均値を生成するための構成としては公知技術を利用できる。

基準電圧発生回路１１２０は、バッテリ３００を充電するための目標電圧ＶＴを発生させるものであり、その出力部は差動回路１１３０の他方の入力部に接続される。この目標電圧ＶＴの意味は前述した通りである。差動回路１１３０は、電圧ＶＲ’と目標電圧ＶＴとの差分電圧ＶＤ（＝ＶＲ’−ＶＴ）を生成するものであり、その出力部は増幅回路１１４０の入力部に接続される。

増幅回路１１４０は、上記差分電圧ＶＤに倍率係数（増幅度）Ｍ（＞０）を乗じて、差分電圧ＶＤがＭ倍に増幅された差分電圧ＶＤ’を出力するものであり、その出力部は比較回路１１６０の一方の入力部に接続される。三角波発生回路１１５０は、上記発電機のコイル１００から出力された交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを生成するものであり、その出力部は比較回路１１６０の他方の入力部に接続される。

本実施形態では、三角波電圧ＶＢは、後述する図３に示すように、交流電圧ＶＡの正相のサイクル期間に対応し、交流電圧ＶＡが負電圧から正電圧に転じる時点を起点として０Ｖから一定の傾きで増加し、交流電圧ＶＡが正電圧から負電圧に転じる時点で０Ｖとなる波形を有する。各サイクル期間での三角波電圧ＶＢのピーク電圧Ｖｐは一定である。この三角波電圧ＶＢの発生メカニズムについては後述する。

比較回路１１６０は、上記三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’とを比較して、その大小関係に応じた信号レベルを有するパルス信号ＶＳＣＲを出力するものである。本実施形態では、三角波電圧ＶＢが電圧ＶＤ’よりも大きい区間でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、それ以外ではローレベルとする。パルス信号ＶＳＣＲはサイリスタ２０１のゲート電極に供給される。

次に、図３ないし図６を参照して、本電力変換装置１０００の動作を説明する。
図３Ａは発電機の回転数が低い場合を示し、図３Ｂは発電機の回転数が高い場合を示すが、ここでは、初期状態で発電機の回転が停止した状態にあるものとし、この初期状態から順に説明する。

発電機の回転が停止状態にあれば、発電機のコイル１００には電力が誘起されないので、交流電圧ＶＡは０Ｖであり、本電力変換装置１０００は無給電状態とされる。このとき、負荷がバッテリでない場合（例えばランプを負荷とした場合）、接続点Ｐの電圧ＶＲも０Ｖとなるから、差分電圧ＶＤおよび差分電圧ＶＤ’は負の値をとる。従って、初期状態では、三角波電圧ＶＢは差分電圧ＶＤ’より高い状態となり、比較回路１１６０はパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとしてサイリスタ２０１のゲートに送る。また、負荷がバッテリである場合には、交流電圧ＶＡの正相が供給されないために接続点Ｐの電圧ＶＲが低くなるので、同様に、三角波電圧ＶＢは差分電圧ＶＤ’より高い状態となり、比較回路１１６０はパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとしてサイリスタ２０１のゲートに送る。

この初期状態から発電機が発電を開始すると、オン状態にあるサイリスタ２０１を介して、発電機から出力された交流電圧ＶＡが出力電圧ＶＯとしてバッテリ３００に供給され、このバッテリ３００の充電が開始される。また、発電機から交流電圧ＶＡが出力されると、三角波発生回路１１５０は、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧ＶＢを発生する。

その後、出力電圧ＶＯの上昇に伴い、接続点Ｐの電圧ＶＲも上昇する。この電圧ＶＲの上昇に伴い、電圧変換回路１１１０が出力する電圧ＶＲ’も上昇する。差動回路１１３０は、基準電圧発生回路１１２０で発生された目標電圧ＶＴと、電圧変換回路１１１０から出力された電圧ＶＲ’とを入力し、これらの差分電圧ＶＤを生成して出力する。増幅回路１１４０は差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅して、比較回路１１６０に電圧ＶＤ’（＝Ｍ×ＶＤ）を供給する。

ここで、電圧ＶＲ’が目標電圧ＶＴを超えると、差動回路１１３０が出力する差分電圧ＶＤは正の値に転じ、この差分電圧ＶＤを入力する増幅回路１１４０の出力電圧ＶＤ’も正の値に転じる。この増幅回路１１４０により差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することの意味については後述する。増幅回路１１４０の出力電圧ＶＤ’が正の値に転じる結果、図３Ａに示すように、差分電圧ＶＤ’の波形が三角波電圧ＶＢの波形と交差するようになり、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間と、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間とが発生する。

比較回路１１６０は、差分電圧ＶＤ’と三角波電圧ＶＢとを比較し、この比較の結果に基づきサイリスタ２０１の導通タイミングを規定するパルス信号ＶＳＣＲを生成する。即ち、比較回路１１６０は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも低い区間でパルス信号ＶＳＣＲをローレベルとして、このパルス信号ＶＳＣＲをサイリスタ２０１のゲート電極に供給する。

パルス信号ＶＳＣＲをゲート電極に入力するサイリスタ２０１は、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになった時点でターンオンされる。この後、パルス信号ＶＳＣＲがローレベルになると共に交流電圧ＶＡが負電圧に移行すると、サイリスタ２０１は逆バイアス状態とされてターンオフされる。即ち、サイリスタ２０１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い区間においてオン状態とされ、それ以外の区間ではオフ状態とされる。このように、ゲート制御部１１００は、三角波発生回路１１５０で発生された三角波電圧ＶＢと、増幅回路１１４０から出力された差分電圧ＶＤ’とに基づきサイリスタ２０１の導通状態を制御する。

ここで、サイリスタ２０１のオン状態の区間、即ち三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間は差分電圧ＶＤ’のレベルに依存し、この差分電圧ＶＤ’のレベルは、目標電圧ＶＴに対する出力電圧ＶＯのレベルに依存する。従って、出力電圧ＶＯが高ければ、電圧ＶＤ’のレベルも高くなって、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高くなる期間が減少し、サイリスタ２０１がオン状態となる期間が減少する。この結果、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに向けて低下する。

逆に、出力電圧ＶＯが低ければ、差分電圧ＶＤ’のレベルも低くなり、この結果、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’よりも高い期間が増加し、サイリスタ２０１がオン状態となる期間が増加する。この結果、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに向けて上昇する。このように、発電機の交流電圧ＶＡの各周期において、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ２０１の導通期間が制御される。

以上により発電機の回転数が低い場合を説明したが、発電機の回転数が高い場合には、図３Ｂに示すように、発電機が出力する交流電圧ＶＡの振幅が大きくなると共にその周波数も高くなるので、三角波ＶＢの上昇レートが大きくなるが、その他の点では上述の図３Ａに示す発電機の回転数が低い場合と同様であり、出力電圧ＶＯが目標電圧ＶＴに安定するようにサイリスタ２０１のゲート制御が実施される。

次に、図４および図５を参照して、三角波発生回路１１５０における三角波電圧ＶＢの発生メカニズムを説明する。
一般には発電機が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないので、１サイクル前の波形と現在のサイクルの波形はほとんど同じと考えることができる。例えば、図４において、波形２が現在のサイクルの波形だとすれば、波形２の半周期Ｔ２と、その１サイクル前の波形１の半周期Ｔ１とはほとんど同じである。

上述の特性を利用して、次の手順により三角波電圧ＶＢを生成する。
（手順１） 図４に示すように、波形１のサイクルにおいて、発電機が出力する交流電圧ＶＡから方形波Ｓを生成する。この波形１に対応する方形波Ｓの半周期は、波形１のサイクルにおける交流電圧ＶＡの半周期Ｔ１と一致する。
（手順２） 続いて、方形波Ｓの半周期Ｔ１の時間をカウントする。

（手順３） 続いて、半周期Ｔ１の時間のカウント数を所定の分解能ｎで除算して、時間ｔ１（＝Ｔ１／ｎ）を得る。ここで、分解能ｎは、三角波電圧ＶＢのスロープの滑らかさを規定する量であり、分解能ｎが高い程、三角波電圧ＶＢのスロープが滑らかになる。
（手順４） 続いて、三角波電圧ＶＢのピーク電圧Ｖｐを所定の分解能ｎで除算して、電圧ｖ１（＝Ｖｐ／ｎ）を得る。
（手順５） 続いて、図５に示すように、次のサイクルの波形２の立ち上がりタイミング（Ｔ２をカウントし始めるタイミング）で、上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを上昇させ、この三角波電圧ＶＢを上記時間ｔ１の間だけ維持する。

（手順６） 同じ波形２のサイクルにおいて、上記時間ｔ１が経過したタイミングで上記電圧ｖ１だけ三角波電圧ＶＢを更に上昇させ、これを全部でｎ回繰り返すと、図５に示すような階段状の波形が得られ、波形２のサイクルに対応する三角波電圧のスロープ部分に相当する階段状の波形が得られる。分解能ｎの値を大きくすれば、階段状の波形が滑らかになり、一層良好な三角波を得ることができる。
以上の手順により、１サイクル前の交流電圧ＶＡの波形を用いて、交流電圧ＶＡの各周期に対応した三角波電圧であって、ピーク電圧Ｖｐが一定の電圧波形を生成する。

上述の三角波電圧の発生メカニズムを利用した三角波発生回路１１５０は、本電力変換装置においてサイリスタ２０１の導通タイミングを制御するための三角波電圧を生成するものであって、例えば、カウンタ部と、除算部と、波形生成部とから構成することができる。ここで、カウンタ部は、発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間（図４の例えば波形１のサイクルにおける時間Ｔ１）をカウントするものである。除算部は、上記カウンタ部によるカウント数を所定の分解能ｎ（所定値）で除算するものである。波形生成部は、第１サイクル後の第２サイクル（図４の例えば波形２のサイクル）において上記第１サイクルでの除算部の除算結果で示される時間ｔ１の経過ごとに所定電圧ｖ１だけ上昇する階段状の電圧波形を生成するものである。この階段状の電圧波形は上記三角波電圧の波形として出力される。

次に、図６を参照して、増幅回路１１４０を導入することの技術的意味を説明する。
図６Ａは、増幅回路１１４０の増幅度である倍率係数Ｍを「１」とした場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）との相対的な関係を示している。図６Ａにおいて、区間Ｗ１は、三角波電圧ＶＢが差分電圧ＶＤ’を上回る期間、即ちサイリスタ２０１がオン状態に制御される期間を示す。また、図６Ｂは、倍率係数Ｍを「２」に設定した場合の三角波電圧ＶＢと差分電圧ＶＤ’（＝２×ＶＤ）との相対的な関係を示している。図６Ｂに示すように倍率係数Ｍを「２」に設定して差分電圧ＶＤを２倍に増幅すると、図６Ａに示す区間Ｗ１と比較して、サイリスタ２０１のオン状態に対応する区間Ｗ２の変動量が２倍になり、これにより、出力電圧ＶＯの変動量に対してパルス信号ＶＳＣＲの応答量（感度）が２倍になる。

このことは、図６Ｃに示すように、倍率係数Ｍが「１」のときの差分電圧ＶＤ’（＝ＶＤ）に対して三角波電圧のピーク電圧が相対的に半分（ＶＢ／２）になることと等価であり、制御幅が半分になることを意味している。従って、増幅回路１１４０を導入して、差分電圧ＶＤをＭ倍に増幅することにより、出力電圧ＶＯの制御幅が相対的にＭ分の１に小さくなるため、出力電圧ＶＯを精度よく目標電圧ＶＴに制御できるようになる。

ここで、三角波電圧ＶＢの高さＨ（＝ピーク電圧Ｖｐ）と、倍率係数Ｍと、目標電圧ＶＴと、出力電圧ＶＯの制御幅Ｗとの間には、Ｗが、ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値となる関係が存在する。従って、本電力変換装置を実施する場合、所望の制御幅Ｗと目標電圧ＶＴとに応じて、上記関係を満足するように三角波電圧ＶＢの高さＨと倍率係数Ｍとを適切に設定すればよい。

次に、図７ないし図１４を参照して、本電力変換装置１０００の適用例を説明する。何れの適用例も、上述の図１ないし図６を参照して説明したゲート制御メカニズムを基本原理としている。
図７に示す電力変換装置２０７０は、ランプＬを負荷としてオープン制御するように構成したものであり、サイリスタ２０７１とゲート制御部２０７２から構成される。ここで、サイリスタ２０７１のアノードはランプＬに接続され、そのカソードは発電機のコイル１００に接続されている。これにより、結果的には、発電機が出力する交流電圧ＶＡの負相の各周期において、サイリスタ２０７３の導通が制御されることになる。

図８に示す電力変換装置２０８０は、ランプＬを負荷としてショート制御するように構成したものである。図９に示す電力変換装置２０９０も、ランプＬを負荷としてショート制御するように構成したものである。前述の図１に示す例では、負荷の導通期間を制御するものとしたが、この例では、非導通期間を制御する（ショート制御）。図１０に示す電力変換装置２１００は、バッテリ３０１および抵抗３０２を負荷として単相半波オープン制御するように構成したものである。図１１に示す電力変換装置２１１０は、バッテリおよび抵抗を負荷として単相全波オープン制御するように構成したものである。図１２に示す電力変換装置２１２０は、単相全波ショート制御するように構成したものである。図１３に示す電力変換装置２１３０は、３相全波オープン制御するように構成したものである。図１４に示す電力変換装置２１４０は、３相全波ショート制御するように構成したものである。

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で変形可能である。
例えば、図１ないし図６を参照した実施形態では、発電機から出力される交流電力の正相成分についてのみサイリスタ２０１を介して負荷に供給するものとし、発電機の出力を半波整流する場合を説明したが、これに限定されることなく、発電機から出力された交流電力の負相成分について同様に半波整流することにより、全波整流するように構成することもできる。

また、図１ないし図６を参照した実施形態では、単相の交流電力を変換するものとしたが、多相の交流電力に対しても適用することができる。
また、図１ないし図６を参照した実施形態では、負荷に供給するサイリスタ２０１のターンオンのタイミングを制御するように構成したが、負荷に供給しないで、発電機を短絡させるサイリスタのターンオンのタイミングを制御するように構成してもよい。

また、図１ないし図６を参照した実施形態では、増幅回路１１４０を設けて、上述のようにサイリスタのゲート制御の感度を向上させているが、出力電圧ＶＯの制御幅に余裕があれば、これを省略してもよい。
更に、図１ないし図６を参照した実施形態では、電圧変換回路１１１０を設けたが、直流を制御する場合にはこれを省略することができる。

［実施形態２］
本実施形態は、実施形態１に係る電力変換装置１０００において、ゲート制御部１１００の構成をさらに改良した例である。

すなわち、実施形態１では、発電機が発電を開始した直後に、出力電圧ＶＯが上昇し過ぎてしまう場合がある。図１５は、このような状況の具体例を示す図である。同図に示す例では、左端が発電機の発電開始タイミングである。同図に示すように、発電開始時には差分電圧ＶＤ’が小さいので、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベル（ＯＮ）となっている期間が長くなる。その結果、バッテリ３００に交流電圧ＶＡが供給される時間（充電時間）が長くなる。出力電圧ＶＯはバッテリ３００に交流電圧ＶＡが供給されることにより上昇するが、充電時間が長いために一気に上昇してしまい、図１５に示すように、大きくなりすぎるのである。

なお、図１５において交流電圧ＶＡの振幅が変動しているが、これは発電機の出力が揺らいでいることを示している。一般に、始動時での発電機の出力は図１５に示したように揺らぐことが多い。また、波形が歪んでいるのは、サイリスタ２０１がオン状態のときに、発電機の出力がクランプ状態になっていることを示している。

本実施形態では、出力電圧ＶＯが一気に上昇してしまうことのないよう、ゲート制御部１１００の構成においてさらにリミット電圧ＶＬを導入する。このリミット電圧ＶＬは、充電時間の上限値を規制するためのものである。以下、詳細に説明する。

図１６は、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の詳細構成を示す図である。同図において、実施形態１にかかるゲート制御部１１００（図２）の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

本実施形態にかかるゲート制御部１１００は、図１６に示すように、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２０、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５０、比較回路１１６０に加え、比較回路１２１０、リミット電圧発生回路１２２０、スイッチ回路１２３０、スタート回路１２４０、カウンタ回路１２５０を含んで構成される。

本実施形態においては、増幅回路１１４０の出力部は、比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０の各入力部と接続される。これにより、比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０には、電圧ＶＤ’が入力される。

リミット電圧発生回路１２２０は、所定電圧値のリミット電圧ＶＬを発生するものであり、その出力部は比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０の各入力部と接続される。これにより、比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０には、リミット電圧ＶＬも入力される。

比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０は、リミット電圧発生回路１２２０により発生されたリミット電圧と、差動回路１１３０により生成された差分電圧と、の大小関係に基づき、リミット電圧と差分電圧とのいずれかを選択して比較回路１１６０に出力する選択回路として機能する。具体的に説明すると、スイッチ回路１２３０は、入力されている電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬのいずれかを比較回路１１６０に対して出力するためのスイッチを備えている。比較回路１２１０は、入力されている電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬとを比較する。そして、その結果に応じてスイッチ回路１２３０のスイッチを制御する。具体的には、電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬのうち大きい方を、スイッチ回路１２３０が出力するようにする。

スタート回路１２４０の出力部は、リミット電圧発生回路１２２０の入力部と接続される。スタート回路１２４０は三角波発生回路１１５０に入力される交流電圧ＶＡを監視しており、交流電圧ＶＡの入力が開始された場合に、リミット電圧発生回路１２２０に対し、リミット電圧ＶＬの発生を開始させるためのスタート信号を出力する。

カウンタ回路１２５０の出力部は、比較回路１２１０の入力部と接続される。カウンタ回路１２５０も、スタート回路１２４０同様、三角波発生回路１１５０に入力される交流電圧ＶＡを監視しており、交流電圧ＶＡの入力が開始されたときに、図示しない発振器により生成されるクロックの数のカウントを開始する。そして、カウンタ値が所定のしきい値を上回った場合に比較回路１２１０を制御し、以降常に電圧ＶＤ’がスイッチ回路１２３０から出力されるようにする。具体的には、比較回路１２１０に対し、電圧ＶＤ’選択指示信号を出力する。

リミット電圧発生回路１２２０は、スタート信号が入力されると、リミット電圧ＶＬの出力を開始する。また、比較回路１２１０は、電圧ＶＤ’選択指示信号が入力されると、その後は、スイッチ回路１２３０に、常に電圧ＶＤ’を出力させる。

次に、図１７に示す例を参照しながら、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の動作を説明する。
図１７に示す例でも、左端が発電機の発電開始タイミングである。発電機の発電が開始されると、三角波発生回路１１５０への交流電圧ＶＡの入力が開始される。スタート回路１２４０はこれを検出し、リミット電圧発生回路１２２０にリミット電圧ＶＬの出力を開始させる。

リミット電圧ＶＬの電圧値は実験等により適宜決定されるべきものであるが、通常、三角波電圧ＶＢの最大電圧値の２／３程度の値が用いられる。リミット電圧ＶＬがこの程度の電圧値を有していれば、発電機の発電が開始された直後においては、電圧ＶＤ’よりリミット電圧ＶＬの方が大きい電圧値を取る。このため、比較回路１１６０には三角波電圧ＶＢとリミット電圧ＶＬが入力されることになる。比較回路１１６０は、三角波電圧ＶＢがリミット電圧ＶＬよりも大きい区間でパルス信号ＶＳＣＲをハイレベルとし、それ以外ではローレベルとすることになるので、図１７に示されるように、電圧ＶＤ’が比較回路１１６０に入力される図１５の場合に比べ、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルとなる時間（充電時間）が短くなる。これにより、出力電圧ＶＯが一気に上昇してしまうことが防止され、さらには出力電圧ＶＯが大きくなりすぎることが防止される。

ただし、以上のようにすると、電圧ＶＤ’がなかなかリミット電圧ＶＬを上回らないこととなってしまう場合があり得る。これは、例えばバッテリ３００が古いなどの理由により、出力電圧ＶＯがなかなか大きくならない場合であるが、カウンタ回路１２５０による比較回路１２１０の制御により所定時間後には常に電圧ＶＤ’がスイッチ回路１２３０から出力されるようになるので、このような場合であっても適切に出力電圧ＶＯを上昇させることができるようになる。

以上説明したように、本実施形態によれば、発電機の発電開始時に出力電圧ＶＯが一気に上昇してしまうことの防止と、その後の適切な出力電圧ＶＯの上昇と、を実現することができる。

［実施形態３］
本実施形態は、実施形態２に係るゲート制御部１１００の変形例である。

すなわち、実施形態２では、カウンタ回路１２５０による比較回路１２１０の制御により、出力電圧ＶＯがなかなか大きくならない場合における出力電圧ＶＯの適切な上昇を実現していたが、本実施形態では、リミット電圧ＶＬの値を制御することにより、これを実現する。

図１８は、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の詳細構成を示す図である。同図において、実施形態２にかかるゲート制御部１１００（図１６）の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

本実施形態にかかるゲート制御部１１００は、図１８に示すように、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２０、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５０、比較回路１１６０、比較回路１２１０、リミット電圧発生回路１２２１、スイッチ回路１２３０、スタート回路１２４０を含んで構成される。

リミット電圧発生回路１２２１は、図示していないが、コンデンサと抵抗を備えたＣＲ回路と、スイッチと、を含んで構成される。このコンデンサには、予めリミット電圧ＶＬ分の電荷が溜められている。また、スイッチはＣＲ回路とリミット電圧発生回路１２２１の出力部とを接続しており、初期状態においてオフとなっている。スタート信号が入力されると、スイッチがオンとなり、コンデンサの放電が開始される。この放電によって生ずる電圧は、リミット電圧ＶＬとして比較回路１２１０及びスイッチ回路１２３０に出力される。リミット電圧発生回路１２２１から出力されるリミット電圧ＶＬの電圧値は、過渡現象によって次第に低下し、いずれ０となる。

次に、図１９に示す例を参照しながら、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の動作を説明する。
図１９に示す例でも、左端が発電機の発電開始タイミングである。発電機の発電が開始されると、三角波発生回路１１５０への交流電圧ＶＡの入力が開始される。スタート回路１２４０はこれを検出し、リミット電圧発生回路１２２０にリミット電圧ＶＬの出力を開始させる。
リミット電圧発生回路１２２０から出力されるリミット電圧ＶＬの電圧値は、上述したように、次第に低下する。初めのうち、リミット電圧ＶＬが十分大きな値となるように設計すれば、出力電圧ＶＯが一気に上昇してしまうことが防止される。一方で、リミット電圧ＶＬが低下するに従い、電圧ＶＤ’がリミット電圧ＶＬを上回りやすくなるので、例えばバッテリ３００が古いなどの理由により、出力電圧ＶＯがなかなか大きくならない場合であっても、適切に出力電圧ＶＯを上昇させることができるようになる。

以上説明したように、本実施形態によっても、発電機の発電開始時に出力電圧ＶＯが一気に上昇してしまうことの防止と、その後の適切な出力電圧ＶＯの上昇と、を実現することができる。

［実施形態４］
本実施形態は、実施形態２に係る電力変換装置１０００において、ゲート制御部１１００の構成をさらに改良した例である。

すなわち、実施形態１には、充電中に負荷（バッテリ３００）が外れると、充電時間が長くなってしまうという問題がある。図２０は、このような状況の具体例を示す図である。同図に示すように、バッテリ３００が外れると、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになっているときに、出力電圧ＶＯには交流電圧ＶＡがそのまま現れるようになる。一方、パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになっているときには出力電圧ＶＯは０になる。これにより、電圧ＶＲの実行値である電圧ＶＲ’が次第に小さくなっていき、それに伴い、電圧ＶＤ’も小さくなっていく。すると、図２０にも示すように、充電時間（パルス信号ＶＳＣＲがハイレベルになっている時間）が次第に長くなっていく。

しかしながら、バッテリ３００が外れている状態で充電しても無意味である。そこで本実施形態では、バッテリ３００が外れたことを検出し、外れた場合にリミット電圧を作動させることにより、バッテリ３００が外れたことによって充電時間が長くなることを防止する。

図２１は、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の詳細構成を示す図である。同図において、実施形態２にかかるゲート制御部１１００（図１６）の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

本実施形態にかかるゲート制御部１１００は、図２１に示すように、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２０、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５０、比較回路１１６０、比較回路１２１０、リミット電圧発生回路１２２０、スイッチ回路１２３０、スタート回路１２４０、カウンタ回路１２５０、バッテリ外れ検出回路１２６０を含んで構成される。

バッテリ外れ検出回路１２６０の出力部は、比較回路１２１０の入力部と接続される。バッテリ外れ検出回路１２６０は、バッテリ３００が外れたことを検出するための回路である。具体的には、交流電圧ＶＡと出力電圧Ｖ０を監視し、交流電圧ＶＡが負値となっているとき（交流電圧ＶＡが負サイクルにあるとき）に出力電力ＶＯが０となっていることをもって、バッテリ３００の外れを検出する。そして、バッテリ３００の外れを検出すると、バッテリ外れ検出信号を生成し、比較回路１２１０に出力する。

比較回路１２１０は、バッテリ外れ検出信号が入力されると、その時点でスイッチ回路１２３０に常に電圧ＶＤ’を出力させていたとしても、その後は、入力されている電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬとの比較結果に応じてスイッチ回路１２３０のスイッチを制御するようにする。具体的には、電圧ＶＤ’とリミット電圧ＶＬのうち大きい方を、スイッチ回路１２３０が出力するようにする。

次に、図２２に示す例を参照しながら、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の動作を説明する。
図２２に示すように、バッテリが外れると、交流電圧ＶＡの負サイクルで、出力電圧ＶＯが０になる。バッテリ外れ検出回路１２６０は、この状態を検出する。そして、上述したようにして、リミット電圧ＶＬを作動させる。リミット電圧ＶＬは充電時間の上限値を規制するものであり、図２２にも示されるように、これらの処理によって充電時間が長くなることが防止される。

以上説明したように、本実施形態によれば、バッテリ３００が外れたことによって充電時間が長くなることが防止されている。

［実施形態５］
本実施形態は、実施形態４と同様、バッテリ３００が外れたことによって充電時間が長くなることを防止するものであるが、実施形態４とは異なり、目標電圧ＶＴを下げることによってこれを実現する。以下、詳細に説明する。

図２３は、本実施形態にかかるゲート制御部１１００の詳細構成を示す図である。同図において、実施形態１にかかるゲート制御部１１００（図２）の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

本実施形態にかかるゲート制御部１１００は、図２３に示すように、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２１、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５０、比較回路１１６０を含んで構成される。基準電圧発生回路１１２１は、さらにその内部にバッテリ外れ検出回路１１２１０、選択部１１２１１、１Ｖ電圧源１１２１２、２．５Ｖ電圧源１１２２３を含んで構成される。なお、以下では、実施形態１における目標電圧ＶＴは２．５Ｖであったものとして説明する。

バッテリ外れ検出回路１１２１０の出力部は、選択部１１２１１の入力部と接続される。バッテリ外れ検出回路１１２１０は、バッテリ３００が外れたことを検出するための回路である。具体的には、交流電圧ＶＡと出力電圧Ｖ０を監視し、交流電圧ＶＡが負値となっているとき（交流電圧ＶＡが負サイクルにあるとき）に出力電力ＶＯが０となっていることをもって、バッテリ３００の外れを検出する。そして、バッテリ３００の外れを検出すると、バッテリ外れ検出信号を生成し、選択部１１２１１に出力する。

選択部１１２１１は、１Ｖ電圧源１１２１２及び２．５Ｖ電圧源１１２２３と接続されており、通常は、２．５Ｖ電圧源１１２２３から出力される２．５Ｖの電圧を、目標電圧ＶＴとして差動回路１１３０に出力している。一方、バッテリ外れ検出信号が入力されると、その後選択部１１２１１は、１Ｖ電圧源１１２１２から出力される１Ｖの電圧を、目標電圧ＶＴとして差動回路１１３０に出力するようにする。これにより、目標電圧ＶＴが下がるので、ＶＲ’−ＶＴの値に応じて決まるＶＤ’の値が大きくなり、充電時間が短くなる。

以上説明したように、本実施形態によっても、バッテリ３００が外れたことによって充電時間が長くなることが防止されている。

［実施形態６］
本実施形態は、実施形態１に係る電力変換装置１０００における三角波発生回路１１５０の変形例である。

すなわち、実施形態１に係る三角波発生回路１１５０は三角波電圧ＶＢの積み上げによって斜辺が階段状になった三角波を得ていたが、本実施形態に係る三角波発生回路１１５０は斜辺が滑らかな三角波を得ることを実現する。なお、本実施形態も、実施形態１と同様、発電機が出力する交流電圧の周波数が急激に変化しないのが普通であり、１サイクル前の周期と現在のサイクルの周期はほとんど同じと考えることができるという前提を利用するものである。

図２４は、本実施形態に係る三角波発生回路１１５０の内部構成を示す図である。同図に示すように、三角波発生回路１１５０は定電流源１１５００、ホールド回路１１５０１、定電流源１１５０２、制御部１１５０３、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４、コンデンサＣ１及びＣ２を含んで構成される。

定電流源１１５００、制御部１１５０３、スイッチＳＷ１〜ＳＷ２は、発電機が出力する交流電圧が正サイクル又は負サイクルである間（ここでは正サイクルとする。）、所定電流値の定電流によってコンデンサＣ１を充電する第１の充電部として機能する。また、ホールド回路１１５０１、定電流源１１５０２、制御部１１５０３、スイッチＳＷ３〜ＳＷ４は、上記サイクル終了後のコンデンサＣ１の端子間電圧に基づく電流値の定電流によってコンデンサＣ２を充電する第２の充電部として機能する。さらに、制御部１１５０３は、第２の充電部による充電を、交流電圧のサイクル又はコンデンサＣ２の端子間電圧に基づいて終了させる制御部としても機能する。三角波発生回路１１５０は、第２の充電部による充電中のコンデンサＣ２の端子間電圧を、三角波電圧の波形として出力する。以下、各構成要素の処理について、詳細に説明する。

定電流源１１５００はスイッチＳＷ１の一端と接続される。スイッチＳＷ１の他端はコンデンサＣ１の一端及びスイッチＳＷ２の一端と接続される。コンデンサＣ１の他端は接地される。スイッチＳＷ２の他端はホールド回路１１５０１に接続される。ホールド回路１１５０１は、さらに定電流源１１５０２とも接続される。

定電流源１１５０２は、スイッチＳＷ３の一端と接続され、スイッチＳＷ３の他端はコンデンサＣ２の一端及びスイッチＳＷ４の一端と接続される。コンデンサＣ２の他端は接地される。スイッチＳＷ３の他端は、また、三角波発生回路１１５０の出力端ともなっている。

定電流源１１５００は、電流値がＩ_Ｃに固定された電流を発生し、スイッチＳＷ１の一端に流す。

ここで、制御部１１５０３は、交流電圧ＶＡ及び当該三角波発生回路１１５０が発生する三角波電圧ＶＢの値に応じてスイッチＳＷ１〜４の切り替えを行う。具体的には、交流電圧ＶＡが正の値を取るときに、ＳＷ１及びＳＷ３をオンとし、ＳＷ２及びＳＷ４をオフとする。一方、交流電圧ＶＡが正の値を取らないときに、ＳＷ２及びＳＷ４をオンとし、ＳＷ１及びＳＷ３をオフとする。ただし、制御部１１５０３は、三角波電圧ＶＢの波高値が、後述する目標値Ｖ_０に達したとき、交流電圧ＶＡの値によらず、ＳＷ３をオフとし、ＳＷ４をオンとする。

制御部１１５０３によるスイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２の動作の結果、交流電圧ＶＡが正の値を取るときに、コンデンサＣ１は電流Ｉ_Ｃによって充電される。
ここで、一般に、コンデンサ（静電容量Ｃ）の充電電流Ｉと、その端子間電圧Ｖ（ｔ）との間には、式（１）の関係がある。ただし、ｔは充電時間である。

式（１）より、交流電圧ＶＡが正の値を取る時間がＴ_１であるとすると、Ｔ_１時間後のコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_１は、図２５にも示すように、式（２）で表されることになる。この式（２）は、時間Ｔ_１を電圧Ｖ_１に変換できることを示している。なお、ここではコンデンサＣ１及びＣ２の静電容量をいずれもＣであるとする。

スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２の動作の結果、交流電圧ＶＡが正の値を取らなくなったときに、コンデンサＣ１は放電を開始する。そして、この放電電流は、スイッチＳＷ２の動作の結果、ホールド回路１１５０１に入力される。ホールド回路１１５０１は、コンデンサＣ１の放電電流の入力を受けることにより１サイクル前の電圧Ｖ_１を取得し、保持する回路である。
定電流源１１５０２は、式（３）により得られる一定の電流値Ｉ_Ｄの電流を発生し、スイッチＳＷ３の一端に流す。

ただし、αは式（４）で表される定数である。なお、Ｖ_０は得たい三角波のピーク電圧値（波高値）の目標値であり、例えば５Ｖである。

図２６には、式（３）及び式（４）で示される電流値Ｉ_Ｄと電圧Ｖ_１の関係を示している。同図に示すように、電流値Ｉ_Ｄと電圧Ｖ_１は反比例の関係にある。なお、同図にも示すように、電圧Ｖ_１が大きすぎたり小さすぎたりすると、式（３）から算出される電流値Ｉ_Ｄが定電流源１１５０２が発生可能な電流の上限Ｉ_Ｄｍａｘ又は下限Ｉ_Ｄｍｉｎを超えてしまうので、本三角波発生回路１１５０は、これらの限界を超えない範囲で使用することが好ましい。

制御部１１５０３によるスイッチＳＷ３及びスイッチＳＷ４の動作の結果、交流電圧ＶＡの値が負から正に切り替わると、上記電流値Ｉ_ＤによるコンデンサＣ２の充電が開始される。ここで、一般に、コンデンサに一定電流値の電流を流すと、その端子間電圧は一定電流値の大きさに応じた一定増加率で増大する。ここでは、コンデンサのこの性質を利用し、上記電流値Ｉ_ＤによるコンデンサＣ２の充電中に、その端子間電圧Ｖ_２を三角波電圧ＶＢとして出力する。
ところで、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｖ_２は、充電時間がＴ_２時間であるとすると、式（１）〜式（４）を用いて、次の式（５）で表される。

コンデンサＣ２の充電時間Ｔ_２は、ＳＷ３がオンかつＳＷ４がオフになってから、ＳＷ３がオフかつＳＷ４がオンになるまでの時間である。これは、交流電圧ＶＡが正の値を取っている時間に相当する。上述したように、発電機が出力する交流電圧の周波数は急激に変化しないのが普通であり、１サイクル前の周期と現在のサイクルの周期はほとんど同じと考えることができるので、Ｔ_２＝Ｔ_１であるとみなして差し支えない。その結果、式（５）は、さらに式（６）のように変形できる。

すなわち、以上の処理により、目標値Ｖ_０のピーク電圧を有する、斜辺が滑らかな三角波電圧ＶＢの作成が実現されている。また、その周期はＴ_１となっている。

なお、厳密には１サイクル前の周期と現在のサイクルの周期は同じでない場合もある。図２７は、このような場合の例を説明するための説明図である。同図に示す例では、説明のため、負荷として、バッテリ３００に加えてランプもあると仮定している。同図に示すように、負荷に入力される交流電圧には、バッテリ充電に起因する波形歪及び遅れやランプ点灯による遅れが発生する。

１サイクル前の周期が現在のサイクルの周期より長い場合、すなわち、Ｔ_２＞Ｔ_１である場合、式（５）より、充電時間が終了しても三角波電圧ＶＢの電圧値は目標値Ｖ_０に届かない。一方、１サイクル前の周期が現在のサイクルの周期より短い場合、すなわち、Ｔ_２＜Ｔ_１である場合、式（５）より、充電時間の終了前に、三角波電圧ＶＢの電圧値が目標値Ｖ_０となる。この場合には、制御部１１５０３が、三角波電圧ＶＢの電圧値が目標値Ｖ_０に達したとき、交流電圧ＶＡの値によらず、ＳＷ３をオフとし、ＳＷ４をオンとする処理を行うことにより、三角波電圧ＶＢの電圧値が目標値Ｖ_０に達した時点で、三角波電圧ＶＢの出力を中止する。

なお、発電機の出力が概ね安定してきた後には、制御部１１５０３は、それまでの数サイクル分の周期の平均を算出し、現在のサイクルの三角波出力が開始されてからの時間が、算出した平均周期に達した時点で、三角波電圧ＶＢの出力を中止する（ＳＷ３をオフとし、ＳＷ４をオンとする。）ようにすることも有効である。こうすれば、発電機の出力周期の急激なぶれが三角波電圧の出力周期に及ぼす影響を減ずることができる。

次に、図２８に示す例を参照しながら、本実施形態にかかる三角波発生回路１１５０の動作を説明する。
図２８は、発電機が発電を開始した直後から交流電圧ＶＡ６周期分のコンデンサＣ１の両端にかかる電圧の波形（Ｃ１電圧波形）及びコンデンサＣ２の両端にかかる電圧の波形（Ｃ２電圧波形）を示している。また、同図に示す矩形波電圧ＶＡ’は、交流電圧ＶＡが正の値のときにハイレベル、交流電圧ＶＡが負の値のときにローレベルを取るものであり、説明のために仮想的に導入したものである。

発電機が発電を開始すると、ＳＷ１がオンかつＳＷ２がオフになり、一定電流値Ｉ_ＣによるコンデンサＣ１への充電が開始される。正サイクルの周期がＴ_１（＝ｔ_３−ｔ_１）であったとすると、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_１１は、式（２）よりＶ_１１＝Ｉ_ＣＴ_１／Ｃとなる。ホールド回路１１５０１は、この電圧Ｖ_１１をホールドし、定電流源１１５０２に、式（３）で示される値の一定電流値Ｉ_Ｄを発生させる。

時刻ｔ４になると、交流電圧ＶＡの次の正サイクルが開始される。それとともにＳＷ３がオンかつＳＷ４がオフになり、コンデンサＣ２の充電及び三角波電圧ＶＢの出力が開始される。なお、図２８では、２回目の正サイクルの周期Ｔ_２が１回目の正サイクルの周期Ｔ_１より短く、三角波電圧ＶＢが目標値Ｖ_０（ここでは５Ｖ）に達しないまま、時刻ｔ_５（＝ｔ_４＋Ｔ_２）においてＳＷ３がオフかつＳＷ４がオンになり、三角波の出力が終了する。

なお、初期状態（時刻ｔ_１の前）においてホールド回路１１５０１がホールドしている電圧値は不定である。同図には、この電圧が非常に高い値であった場合を示しており、時刻ｔ_１の経過後すぐの時刻ｔ_２において、三角波の出力が終了している。

時刻ｔ_５以降も、同様にして、三角波電圧ＶＢの出力が行われるが、図２８に示されるように、発電機の出力が安定してくると、次第に三角波の周期及びピーク電圧も安定している。

以上説明したように、本実施形態によれば、斜辺が滑らかな三角波を得ることができ、さらにその電圧が、三角波の出力開始から交流電圧ＶＡの前サイクルの周期分の時間が経過したときに、目標値Ｖ_０となるようにすることができる。

［実施形態７］
本実施形態は、実施形態１に係る電力変換装置１０００を三相全波整流を行う回路に適用した例である。

図２９に示す電力変換装置２１５０は、バッテリ３００及び負荷３０３を負荷として３相全波整流制御するように構成したものであり、パワーＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)Ｑ１〜Ｑ６、インバータＩ１〜Ｉ３、ゲート制御部２１５２を含んで構成される。パワーＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ６は、本実施形態におけるスイッチ部として用いられるものである。

パワーＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のソースはそれぞれ、コイル１００により構成される３相交流発電機のＵ相出力、Ｖ相出力、Ｗ相出力と接続されている。また、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ１のドレインは、ゲート制御部２１５２、バッテリ３００のプラス側、及び負荷３０３と接続されており、ゲートは、ゲート制御部２１５２と接続されている。

また、パワーＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のドレインはそれぞれ、コイル１００により構成される３相交流発電機のＵ相出力、Ｖ相出力、Ｗ相出力と接続されている。また、これらパワーＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のソースは、ゲート制御部２１５２、バッテリ３００のマイナス側、及び負荷３０３と接続されており、ゲートは、ゲート制御部２１５２と接続されている。

図３０は、ゲート制御部２１５２の詳細構成を示す図である。同図において、実施形態１にかかるゲート制御部１１００（図２）の構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

ゲート制御部２１５２は、図３０に示すように、電圧変換回路１１１０、基準電圧発生回路１１２０、差動回路１１３０、増幅回路１１４０、三角波発生回路１１５１−Ｗ，Ｕ，Ｖ、三角波発生回路１１５２−Ｗ，Ｕ，Ｖ、比較回路１１６０−Ｕ，Ｖ，Ｗを含んで構成される。

三角波発生回路１１５１−Ｗ，Ｕ，Ｖには、それぞれ３相交流発電機のＷ相出力である交流電圧ＶＡ−Ｗ、Ｕ相出力である交流電圧ＶＡ−Ｕ、Ｖ相出力である交流電圧ＶＡ−Ｖが入力される。こうして各三角波発生回路１１５１に入力されるのは単相交流電圧であり、各三角波発生回路１１５１は、実施形態１や実施形態６で説明したようにして三角波を生成する。その結果、入力される単相交流電圧が正サイクルにあるときに、三角波が生成され、三角波電圧ＶＢ−Ｗ１，Ｕ１，Ｖ１として各三角波発生回路１１５１から出力される。

同様に、三角波発生回路１１５２−Ｗ，Ｕ，Ｖにも、それぞれ交流電圧ＶＡ−Ｗ、交流電圧ＶＡ−Ｕ、交流電圧ＶＡ−Ｖが入力される。各三角波発生回路１１５２は、入力された単相交流電圧を反転した上で、実施形態１や実施形態６で説明したようにして三角波を生成する。その結果、入力される単相交流電圧が負サイクルにあるときに、三角波が生成され、三角波電圧ＶＢ−Ｗ２，Ｕ２，Ｖ２として各三角波発生回路１１５２から出力される。

比較回路１１６０−Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ三角波電圧ＶＢ−Ｗ１及びＷ２，ＶＢ−Ｕ１及びＵ２，ＶＢ−Ｖ１及びＶ２の入力を受ける。また、増幅回路１１４０から電圧ＶＤ’の入力を受ける。そして、各三角波電圧ＶＢと電圧ＶＤ’とを比較し、その結果に基づいてパルス信号ＶＳＣＲ−Ｕ，Ｖ，Ｗを出力するのであるが、その詳細について、波形図を参照しながら、以下で説明する。

図３１は、各電圧等の波形図である。同図の例はノイズ等を考慮しない理想的な例であるが、簡単のため、この例を用いて比較回路１１６０−Ｕの処理を説明する。同図１段目に示すように、交流電圧ＶＡ−Ｗの位相は、交流電圧ＶＡ−Ｕに比べて２４０度遅れている。比較回路１１６０−Ｕは、この交流電圧ＶＡ−Ｗに基づいて生成される三角波電圧ＶＢ−Ｗ１及びＷ２と、電圧ＶＤ’とを比較し、その結果に基づいて、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕを生成する。なお、図３１の２段目には、三角波電圧ＶＢ−Ｗ１及びＷ２、電圧ＶＤ’を示している。

具体的には、比較回路１１６０−Ｕは、まず、三角波電圧ＶＢ−Ｗ２の立ち上がりタイミング（交流電圧ＶＡ−Ｗが負サイクルに入るタイミング）で電圧ＶＤ’が正値であるか否かを判定する。その結果、電圧ＶＤ’が正値でなかった場合、交流電圧ＶＡ−Ｗの負サイクルが継続する間、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルにする。一方、電圧ＶＤ’が正値であった場合、三角波電圧ＶＢ−Ｗ２の斜辺と電圧ＶＤ’との交点を算出し、その交点のタイミングから、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルにする。次に、次の三角波電圧ＶＢ−Ｗ１の斜辺と電圧ＶＤ’との交点を算出し、その交点のタイミングにおいて、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをローレベルにする。図３１の３段目には、このような処理の結果生成されるパルス信号ＶＳＣＲ−Ｕの例が示されている。比較回路１１６０−Ｕは、以上のようにしてＶＳＣＲ−Ｕを生成し、出力する。比較回路１１６０−Ｖ，Ｗについても同様である。

以下、以上のような各比較回路１１６０の処理の結果、バッテリ３００及び負荷３０３の両端に印加される電圧について説明する。
まず、比較回路１１６０−Ｕが出力したパルス信号ＶＳＣＲ−Ｕは、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに入力される。パワーＭＯＳＦＥＴＱ１は、ゲートに入力されるパルス信号ＶＳＣＲ−Ｕがハイレベルである場合のみ、ソースとドレイン間を導通させる。パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のソースには交流電圧ＶＡ−Ｕが入力されているので、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕがハイレベルである場合のみ、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１を通して、バッテリ３００及び負荷３０３のプラス端に交流電圧ＶＡ−Ｕが印加される。図３１の４段目には、このとき印加される交流電圧ＶＡ−Ｕが示されている。

また、比較回路１１６０−Ｕが出力したパルス信号ＶＳＣＲ−Ｕは、インバータＩ１により反転されて、パワーＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに入力される。パワーＭＯＳＦＥＴＱ４は、ゲートに入力される反転パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕがハイレベルである場合のみ、ソースとドレイン間を導通させる。パワーＭＯＳＦＥＴＱ４のドレインには交流電圧ＶＡ−Ｕが入力されているので、反転パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕがハイレベルである場合のみ、パワーＭＯＳＦＥＴＱ４を通して、バッテリ３００及び負荷３０３のマイナス端に交流電圧ＶＡ−Ｕが印加される。図３１の５段目及び６段目には、それぞれ反転パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕ及び印加される交流電圧ＶＡ−Ｕが示されている。

図３１の７段目に示す波形は、以上のようにバッテリ３００及び負荷３０３のプラス端及びマイナス端にそれぞれ交流電圧ＶＡ−Ｕが印加される結果、バッテリ３００及び負荷３０３の両端に印加される正味の電圧を示したものである。この電圧は、プラス端に印加される交流電圧ＶＡ−Ｕと、マイナス端に印加される交流電圧ＶＡ−Ｕの反転電圧と、を加算したものになる。

さらに、図３２は、バッテリ３００及び負荷３０３の両端に印加される各相の電圧と、その合計値と、を示している。この合計値が、バッテリ３００の充電電圧となる。図３１と図３２に示されるように、ＶＤ’が高くなると充電電圧がマイナス側に振れ、バッテリ３００は放電を開始することになる。一方、ＶＤ’が低くなると、合計値がプラス側に振れ、バッテリ３００は充電されることになる。

以上のような処理は、進角・遅角の観点から説明できる。すなわち、ゲート制御部２１５２の処理によって生ずる結果は、これから説明する進角処理又は遅角処理を行っているのに等しい結果である。

例えばＵ相を考えると、ゲート制御部２１５２は、電圧ＶＤ’が比較的大きい場合、極力負電圧のＵ相出力をパワーＭＯＳＦＥＴＱ１が出力することとなるようにしている。この処理は、Ｕ相出力の出力タイミングを負側にずらしている点で進角処理となっている。なお、こうすることで、バッテリ３００から発電機に電流が流れ、発電機がモーターとして駆動し、バッテリ３００は放電することになる。一方、ゲート制御部２１５２は、電圧ＶＤ’が比較的小さい場合、極力正電圧のＵ相出力をパワーＭＯＳＦＥＴＱ１が出力することとなるようにしている。この処理は、Ｕ相出力の出力タイミングを正側にずらしている点で遅角処理となっている。なお、こうすることで、発電機からバッテリ３００に電流が流れ、バッテリ３００は充電されることになる。

図３３は、進角・遅角を説明するための図であり、実際に実験を行った結果を示す図である。同図には、交流電圧ＶＡ−Ｕを示す矩形波と、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕと、バッテリ３００及び負荷３０３への出力電流と、を示している。矩形波は、交流電圧ＶＡ−Ｕの正サイクルでハイレベル、負サイクルでローレベルとなるものである。なお、同図に示す例では、実験の簡単のため、上述した例とは異なり、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルに上げた場合、その所定時間後にローレベルに下げるようにしている。

図３３Ａは、便宜的に設けた進角・遅角の基準状態を示している。この場合、交流電圧ＶＡ−Ｕの負サイクル開始から７／２０程度の時間が経過したところで、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルに上げている。この場合の出力電流は、少しプラス側に偏っている。すなわち、バッテリ３００は緩やかな充電状態である。

これに対し、図３３Ｂでは、交流電圧ＶＡ−Ｕの負サイクル開始から２／２０程度の時間が経過したところで、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルに上げている。このようにすると、ほぼ交流電圧ＶＡ−Ｕの負サイクルが出力されることになり、進角処理を行っている状態になる。結果として、この場合の出力電流はマイナス側に偏り、バッテリ３００は放電状態となる。

また、図３３Ｃでは、交流電圧ＶＡ−Ｕの負サイクル開始から１９／２０程度の時間が経過したところで、パルス信号ＶＳＣＲ−Ｕをハイレベルに上げている。このようにすると、ほぼ交流電圧ＶＡ−Ｕの正サイクルが出力されることになり、遅角処理を行っている状態になる。結果として、この場合の出力電流は大きくプラス側に偏り、バッテリ３００は急速充電状態となる。

このように、交流電圧ＶＡ−Ｕの負サイクルをどの程度出力するかによって、バッテリ３００の充放電状態を制御できる。本実施形態では、図３１にも示されるように、電圧ＶＤ’の大きさによって各相の負サイクルの出力度合を制御しており、これによって、進角処理又は遅角処理を行っているのに等しい効果が得られるのである。

以上説明したように、電力変換装置１０００は、三相全波整流を行う回路にも適用可能である。そして、その際には、相ごとに、２４０度ずれた相の交流電圧に基づいて各パワーＭＯＳＦＥＴからの交流電圧出力タイミングを制御し、それによって、進角・遅角の制御をしている状態を作り出し、もってバッテリ３００の充放電状態を制御することができる。

以上、本発明の好ましい実施例を説明したが、本発明はこれら実施例に限定されることはない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、構成の付加、省略、置換、およびその他の変更が可能である。本発明は前述した説明によって限定されることはなく、添付の請求の範囲によってのみ限定される。

Claims (13)

1. 発電機から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
   前記発電機の出力部と前記負荷との間に接続されたスイッチ部と、
   前記スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記発電機から出力された１サイクル前の交流電圧の波形を用いて、該交流電圧の各周期に対応しピーク電圧が一定の三角波電圧を生成する三角波発生回路と、
   前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧の実効値または平均値を表す電圧と所定の目標電圧とを入力してこれらの差分電圧を生成する差動回路と、
   前記差動回路により生成された前記差分電圧と前記三角波電圧とを比較し、該比較の結果に基づき前記スイッチ部の導通タイミングを規定するパルス信号を生成して該スイッチ部に供給し、前記スイッチ部の導通状態を制御する比較回路と、
   を備える、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   所定電圧を発生する電圧発生回路と、
   前記電圧発生回路により発生された所定電圧と、前記差動回路により生成された差分電圧と、の大小関係に基づき、前記所定電圧と前記差分電圧とのいずれかを選択して前記比較回路に出力する選択回路と、
   を備え、
   前記比較回路は、前記選択回路から入力された所定電圧又は差分電圧と、前記三角波電圧と、を比較し、該比較の結果に基づき前記スイッチ部の導通タイミングを規定するパルス信号を生成して該スイッチ部に供給する、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   クロック数をカウントし、カウント結果がしきい値を上回った場合に、前記差動回路により生成された差分電圧を出力するよう、前記選択回路の出力を制御するカウンタ回路、
   を備える、
   請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記電圧発生回路はコンデンサと抵抗を含むＣＲ回路を含み、前記コンデンサに蓄積された電荷の放電により、前記所定電圧を発生する、
   請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記発電機から出力される交流電力と、前記スイッチ部の出力と、に基づき前記負荷の外れを検出し、前記負荷の外れを検出した場合に、前記電圧発生回路により発生された所定電圧を出力するよう、前記選択回路の出力を制御する負荷外れ検出回路、
   を備える、
   請求項２ないし４の何れか１項記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、
   前記発電機から出力される交流電力と、前記スイッチ部の出力と、に基づき前記負荷の外れを検出し、前記負荷の外れを検出した場合に、前記所定の目標電圧の電圧値を下げるための処理を行う負荷外れ検出回路、
   を備える、
   請求項１ないし４の何れか１項記載の電力変換装置。
7. 前記差分電圧を増幅して前記比較回路に供給する増幅回路を更に備えた請求項１ないし６の何れか１項記載の電力変換装置。
8. 前記三角波の波高値をＨとし、前記増幅回路の増幅率をＭとし、前記目標電圧をＶＴとし、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧の制御幅をＷとすると、
   Ｗは、ＶＴからＶＴ＋（Ｈ／Ｍ）の範囲の値である請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記三角波発生回路は、
   前記発電機が出力する第１サイクルの交流電圧波形の半周期の時間をカウントするカウンタ部と、
   前記カウンタ部によるカウント数を所定値で除算する除算部と、
   前記第１サイクル後の第２サイクルにおいて、前記第１サイクルでの前記除算部の除算結果で示される時間の経過ごとに所定電圧分だけ上昇する階段状の電圧波形を生成する波形生成部とを備え、
   前記階段状の電圧波形を前記三角波電圧の波形として出力する請求項１ないし８の何れか１項記載の電力変換装置。
10. 前記三角波発生回路は、
    前記発電機が出力する交流電圧が正サイクル又は負サイクルである間、所定電流値の定電流によって第１のコンデンサを充電する第１の充電部と、
    前記サイクル終了後の前記第１のコンデンサの端子間電圧に応じた電流値の定電流によって第２のコンデンサを充電する第２の充電部と、
    を更に備えることで、
    前記第２の充電部による充電を、前記交流電圧のサイクル又は前記第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて終了させ、
    前記第２のコンデンサの端子間電圧を、前記三角波電圧の波形として出力する、
    請求項１ないし８の何れか１項記載の電力変換装置。
11. 発電機から出力された三相交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
    前記発電機の各相出力部と前記負荷の各端との間にそれぞれ接続された複数のスイッチ部と、
    前記発電機から出力された各相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定の三角波電圧を相ごとに生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、相ごとに、他の相について生成された前記三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づき該相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御する制御部と、
    を備える電力変換装置。
12. 前記制御部は、
    前記発電機から出力されたＷ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＷ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｗ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＵ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御し、
    前記発電機から出力されたＵ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＵ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｕ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＶ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御し、
    前記発電機から出力されたＶ相の交流電力の各周期に対応し、かつピーク電圧が一定のＶ相三角波電圧を生成すると共に、前記スイッチ部を介して前記負荷に供給される電圧と所定の目標電圧との差分電圧を生成し、生成された前記Ｖ相三角波電圧と、前記差分電圧と、に基づきＷ相出力部に接続された前記各スイッチ部の導通状態を制御する、
    請求項１１記載の電力変換装置。
13. 発電機から出力された交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置においてスイッチ素子の導通を制御するための三角波電圧を生成する三角波発生回路であって、
    前記発電機が出力する交流電圧が正サイクル又は負サイクルである間、所定電流値の定電流によって第１のコンデンサを充電する第１の充電部と、
    前記サイクル終了後の前記第１のコンデンサの端子間電圧に応じた電流値の定電流によって第２のコンデンサを充電する第２の充電部と、
    前記第２の充電部による充電を、前記交流電圧のサイクル又は前記第２のコンデンサの端子間電圧に基づいて終了させる制御部と、
    を備え、
    前記第２のコンデンサの端子間電圧を、前記三角波電圧の波形として出力する、
    三角波発生回路。

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